CN204131391U - 一种带有开关电容和耦合电感的二次型高增益升压变换器 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种带有开关电容和耦合电感的二次型高增益升压变换器，包括直流输入电源、第一电感、第一二极管、耦合电感、第一电容、第二二极管、开关管、第三二极管、第二电容、第四二极管、第三电容、第五二极管、第四电容、第六二极管、第五电容、第七二极管、第八二极管、第一输出电容、第二输出电容和负载。本实用新型驱动电路与主电路共地且只有一个开关管，控制电路简单，在低占空比下实现更高的输出电压增益，既减小了输入电流和输出电压纹波又降低了开关器件的电压应力以及开通损耗，同时电路所需的耦合电感匝比小，避免了磁芯元件的饱和问题。本实用新型非常适合应用于低压输入、高压输出的场合。

Description

一种带有开关电容和耦合电感的二次型高增益升压变换器

技术领域

本实用新型涉及DC/DC变换器的技术领域，尤其是指一种带有开关电容和耦合电感的二次型高增益升压变换器。 

背景技术

太阳能光伏板、燃料电池、蓄电池和超级电容等输出12V～35V的低直流电压，为了能够并网通常需要一级升压变换器将其升压至370V～400V。传统的BOOST变换器的增益随着占空比增大，增益急速下降，严重影响了输出电压和效率。而传统的反激变换器一般工作在断续模式，并且漏感对开关管的影响大。传统的二次型BOOST变换器的增益比较高，但是增益受到占空比的限制，占空比增大时，输出电压和效率均受到严重影响。因此传统的变换器如BOOST变换器，反激变换器以及二次型BOOST变换器均不适用于低电压输入和高电压输出的场合。 

发明内容

本实用新型的目的在于克服现有技术的不足，提供一种结构合理可靠、占空比小、耦合电感匝比小、性能优越的带有开关电容和耦合电感的二次型高增益升压变换器，能很好地满足一般低输入高输出系统的要求。 

为实现上述目的，本实用新型所提供的技术方案为：一种带有开关电容和耦合电感的二次型高增益升压变换器，包括有直流输入电源、第一电感、第一二极管、耦合电感、第一电容、第二二极管、开关管、第三二极管、第二电容、第四二极管、第三电容、第五二极管、第四电容、第六二极管、第五电容、第七二极管、第八二极管、第一输出电容、第二输出电容和负载；其中，所述直流输入电源的正极端与第一电感的一端连接，其负极端分别与第一电容的一端、开关管的源极、第一输出电容的一端和负载的负极端连接；所述第一电感的另 一端分别与第一二极管的阳极和第二二极管的阳极连接；所述耦合电感的原边的异名端分别与第一二极管的阴极、开关管的漏极和第三二极管的阳极连接，其原边的同名端分别与第二二极管的阴极和第一电容的另一端连接，其副边的异名端分别与第二电容的一端、第四电容的一端、第五二极管的阴极连接，其副边的同名端分别与第三电容的一端、第六二极管的阳极和第五电容的一端连接；所述第三电容的另一端分别与第四二极管的阴极和第五二极管的阳极连接；所述第四电容的另一端分别与第六二极管的阴极和第七二极管的阳极连接；所述第七二极管的阴极分别与第五电容的另一端和第八二极管的阳极连接；所述第八二极管的阴极分别与第二输出电容的一端和负载的正极端连接；所述第二输出电容的另一端分别与第一输出电容的另一端、第三二极管的阴极、第四二极管的阳极和第二电容的另一端连接。 

所述耦合电感由原边漏感以及理想变压器的原边和副边组成。 

本实用新型与现有技术相比，具有如下优点与有益效果： 

1、驱动电路与主电路共地且只有一个开关管，控制电路简单且增益由占空比和耦合电感的匝比所决定，很好地满足了一般低输入高输出系统的要求； 

2、本实用新型所需的占空比和耦合电感匝比均较小，占空比小，开关管的导通时间短，输入电流峰值低，输入电流纹波和输出电压纹波都减小，同时也避免了开关管长时间导通导致开通损耗大的问题，匝比小，避免了由于磁芯因匝比过高导致线性度变差的问题，且由于耦合电感的存在，既增加了输出电压增益，又有效抑制了二极管反向恢复电流，减小损耗； 

3、与传统的反激变换器不同，本实用新型中的漏感得到了有效回收，削弱了开关管的关断电压尖峰，减小了开关管的电压应力，提高了变换效率，而且EMI影响也大大减小，同时本实用新型中其它半导体器件的电压应力也得到了 减小，使得低压大电流的半导体器件得以应用； 

4、本实用新型具有高效率和高升压比，非常适合应用于低压输入、高压输出的场合，如燃料电池、光伏发电等系统。 

附图说明

图1为本实用新型的电路原理图。 

图2为一个开关周期主要元件的电流波形图。 

图3a为一个开关周期内电路模态图之一。 

图3b为一个开关周期内电路模态图之二。 

图3c为一个开关周期内电路模态图之三。 

图3d为一个开关周期内电路模态图之四。 

图3e为一个开关周期内电路模态图之五。 

图4为本实用新型电路、Flyback和二次型BOOST的V_O/V_in随占空比D变化的波形图。 

具体实施方式

下面结合具体实施例对本实用新型作进一步说明。 

如图1所示，本实施例所述的带有开关电容和耦合电感的二次型高增益升压变换器，包括有直流输入电源V_in、第一电感L₁、第一二极管D₁、耦合电感T、第一电容C₁、第二二极管D₂、开关管S、第三二极管D₃、第二电容C₂、第四二极管D₄、第三电容C₃、第五二极管D₅、第四电容C₄、第六二极管D₆、第五电容C₅、第七二极管D₇、第八二极管D₈、第一输出电容C_out1、第二输出电容C_out2和负载；其中，所述耦合电感T由原边漏感L_PK以及理想变压器的原边N₁和副边N₂组成；所述直流输入电源V_in的正极端与第一电感L₁的一端连接，其负极端分别与第一电容C₁的一端、开关管S的源极、第一输出电容C_out1的一端和负载的负 极端连接；所述第一电感L₁的另一端分别与第一二极管D₁的阳极和第二二极管D₂的阳极连接；所述耦合电感T的原边N₁的异名端分别与第一二极管D₁的阴极、开关管S的漏极和第三二极管D₃的阳极连接，其原边N₁的同名端分别与第二二极管D₂的阴极和第一电容C₁的另一端连接，其副边N₂的异名端分别与第二电容C₂的一端、第四电容C₄的一端、第五二极管D₅的阴极连接，其副边N₂的同名端分别与第三电容C₃的一端、第六二极管D₆的阳极和第五电容C₅的一端连接；所述第三电容C₃的另一端分别与第四二极管D₄的阴极和第五二极管D₅的阳极连接；所述第四电容C₄的另一端分别与第六二极管D₆的阴极和第七二极管D₇的阳极连接；所述第七二极管D₇的阴极分别与第五电容C₅的另一端和第八二极管D₈的阳极连接；所述第八二极管D₈的阴极分别与第二输出电容C_out2的一端和负载的正极端连接；所述第二输出电容C_out2的另一端分别与第一输出电容C_out1的另一端、第三二极管D₃的阴极、第四二极管D₄的阳极和第二电容C₂的另一端连接。 

如图2所示，显示了所述开关管S的驱动信号V_g、第一电感L₁的电流i_L1、耦合电感T的励磁电感L_M的电流i_LM、耦合电感T的原边漏感电流i_LPK、耦合电感T的副边电流i_N2、第一二极管D₁的电流i_D1、第二二极管D₂的电流i_D2、第三二极管D₃的电流i_D3、第四二极管D₄的电流i_D4、第五二极管D₅的电流i_D5、第六二极管D₆的电流i_D6和第七二极管D₇的电流i_D7在一个开关周期的波形。 

如图3a至图3e所示，显示了本实用新型在一个开关周期内的各种电路模态，其具体情况如下： 

1)在t₀～t₁阶段，电路工作在模态I，如图3a所示，开关管S的驱动电压V_g从低电平变为高电平，开关管S导通，第一二极管D₁承受正向电压导通，直流输入电源V_in通过第一二极管D₁和开关管S给第一电感L₁充电。第二二极管D₂承 受反向电压截止，第一电容C₁则通过开关管S给漏感L_PK充电。因此第一二极管D₁的电流i_D1线性增加，而第二二极管D₂的电流i_D2和第三二极管D₃的电流i_D3为零。励磁电感一直减少，原边漏感电流i_LPK增加。由于耦合电感T的副边电流i_N2不能突变，因此副边电流i_N2依然通过第六二极管D₆和第五二极管D₅给第三电容C₃和第四电容C₄充电，第五电容C₅和第二电容C₂通过第八二极管D₈给第二输出电容C_out2充电和负载供电，同时第一输出电容C_out1给负载供电，输出电压V_o保持不变。因此，第四二极管D₄的电流i_D4和第七二极管D₇的电流i_D7为零、第五二极管D₅的电流i_D5和第六二极管D₆的电流i_D6减小。当副边电流i_N2减小到零，此模态结束。 

2)在t₁～t₂阶段，电路工作在模态II，如图3b所示，开关管S的驱动电压V_g保持高电平，即开关管S保持导通状态。第一二极管D₁承受正向电压导通，直流输入电源V_in通过第一二极管D₁和开关管S给第一电感L₁充电。第二二极管D₂承受反向电压截止，第一电容C₁则通过开关管S给励磁电感L_M和漏感L_PK充电。因此第一二极管D₁的电流i_D1线性增加，而第二二极管D₂的电流i_D2和第三二极管D₃的电流i_D3为零。耦合电感T的励磁电感L_M的电流i_LM和原边漏感电流i_LPK线性增加。副边电流i_N2反向线性增加，因此第三电容C₃通过第七二极管D₇和副边给第五电容C₅充电，第二电容C₂通过第四二极管D₄和副边给第四电容C₄充电，第一输出电容C_out1和第二输出电容C_out2给负载供电，并维持输出电压V_o不变。因此，第四二极管D₄的电流i_D4和第七二极管D₇的电流i_D7线性增加、第五二极管D₅的电流i_D5和第六二极管D₆的电流i_D6为零。当开关管S驱动电压V_g从高电平变为低电平时，此模态结束。 

3)在t₂～t₃阶段，电路工作在模态III，如图3c所示，开关管S的驱动电压V_g从高电平变为低电平，开关管S关断，第一二极管D₁承受反向电压截止，第 二二极管D₂承受正向电压导通，直流输入电源V_in和第一电感L₁一起给第一电容C₁充电。原边漏感L_PK通过第三二极管D₃给第一输出电容C_out1充电。因此，第一二极管D₁的电流i_D1为零，而第一电感L₁的电流i_L1、第二二极管D₂的电流i_D2、第三二极管D₃的电流i_D3、原边漏感电流i_LPK和副边电流i_N2线性减少，但励磁电感L_M的电流i_LM依旧线性增加。第三电容C₃依旧通过第七二极管D₇和副边给第五电容C₅充电，第二电容C₂依旧通过第四二极管D₄和副边给第四电容C₄充电，第二输出电容C_out2给负载供电，并维持输出电压V_o不变。因此，第四二极管D₄的电流i_D4和第七二极管D₇的电流i_D7线性减少，而第五二极管D₅的电流i_D5和第六二极管D₆的电流i_D6为依然为零。当副边电流i_N2减小到零，此模态结束。 

4)在t₃～t₄阶段，电路工作在模态IV，如图3d所示，开关管S的驱动电压V_g保持低电平，开关管S保持关断，第一二极管D₁承受反向电压截止，第二二极管D₂承受正向电压导通，直流输入电源V_in和第一电感L₁一起给第一电容C₁充电。原边漏感L_PK通过第三二极管D₃给第一输出电容C_out1充电。因此，第一二极管D₁的电流i_D1为零，而第一电感L₁的电流i_L1、第二二极管D₂的电流i_D2、第三二极管D₃的电流i_D3、原边漏感电流i_LPK和励磁电感L_M的电流i_LM线性减小，但副边电流i_N2正向线性增加。由于原边漏感电流不为零，即漏感电压一直大于零，使得副边电压V_N2小于第三电容C₃的电压V_C3和第四电容C₄的电压V_C4。因此，第四二极管D₄的电流i_D4、第五二极管D₅的电流i_D5、第六二极管D₆的电流i_D6、第七二极管D₇的电流i_D7均为零。第五电容C₅、第二电容C₂和副边给第二输出电容C_out2充电，并维持输出电压V_o不变。当第三二极管D₃的电流i_D3减小到零，即漏感L_PK的电流i_LPK为零，此模态结束。 

5)在t₄～t₀阶段，电路工作在模态V，如图3e所示，开关管S的驱动电压V_g保持低电平，开关管S保持关断，第一二极管D₁承受反向电压截止，第二二 极管D₂承受正向电压导通，直流输入电源V_in和第一电感L₁一起给第一电容C₁充电。原边漏感L_PK的电流i_LPK为零，因此，第一二极管D₁的电流i_D1和第三二极管D₃的电流i_D3为零，而第一电感L₁的电流i_L1、第二二极管D₂的电流i_D2、励磁电感L_M的电流i_LM和副边电流i_N2线性减小。副边电流i_N2通过第六二极管D₆和第五二极管D₅给第三电容C₃和第四电容C₄充电，第五电容C₅和第二电容C₂通过第八二极管D₈给第二输出电容C_out2充电和负载供电，同时第一输出电容C_out1给负载供电，输出电压V_o保持不变。因此，第四二极管D₄的电流i_D4和第七二极管D₇的电流i_D7为零，第五二极管D₅的电流i_D5和第六二极管D₆的电流i_D6增加之后减小。当开关管S导通时，此模态结束重新开始新的开关周期，并重复以上五个模态。 

以下为本实施例上述带有开关电容和耦合电感的二次型高增益升压变换器的稳态增益情况： 

由于第一电感L₁的电压V_L1一个开关周期平均值为零，因此可得到如下式(1)，由式(1)得到直流输入电源V_in与第一电容C₁的电压V_C1的关系式如下式(2)所示。 

V_inD＝(V_C1-V_in)(1-D)   (1) 

$V_{C1}=\frac{1}{1-D}{V}_{\mathrm{in}}---\left(2\right)$

时间段t_out1的占空比D_out1如下式(3)所示： 

$D_{\mathrm{out}1}=\frac{2(1-D)}{n+1}{V}_{\mathrm{in}}---\left(3\right)$

忽略漏感L_PK的影响，由于耦合电感T的励磁电感L_M的电压V_LM一个开关周期平均值为零，因此可得到如下式(4)、(5)、(6)和(7)。 

$V_{\mathrm{cout}1}=\frac{1}{(1-D)}{V}_{C1}---\left(4\right)$

$V_{C3}=V_{C4}=\frac{\mathrm{nD}}{1-D}{V}_{C1}---\left(5\right)$

$V_{C2}=V_{C5}=(n+\frac{\mathrm{nD}}{1-D})V_{C1}---\left(6\right)$

$V_{\mathrm{cout}2}=(2n+\frac{3\mathrm{Dn}}{(1-D)})V_{C1}---\left(7\right)$

由于输出电压V_o等于V_out1与V_out2相加，所以由式(2)、(4)和(7)得到直流输入电源V_in与输出电压V_o的关系式如下式(8)所示。 

$V_o=V_{\mathrm{out}1}+V_{\mathrm{out}2}=\frac{(1+2n+\mathrm{nD})}{{(1-D)}^2}{V}_{\mathrm{in}}---\left(8\right)$

通常，传统带有变压器的DC/DC变换器，如Flyback变换器和二次型BOOST变换器的稳态增益为和(D为占空比)。如图4所示，显示了本实用新型与Flyback变换器和二次型BOOST变换器的稳态增益情况，从图中可知，当输入电压为24V、匝比n＝3时，本实用新型占空比只需0.3左右就可以升至400V左右，相比于其它两个占空比要小很多。 

以上所述之实施例子只为本实用新型之较佳实施例，并非以此限制本实用新型的实施范围，故凡依本实用新型之形状、原理所作的变化，均应涵盖在本实用新型的保护范围内。 

Claims (2)

1.一种带有开关电容和耦合电感的二次型高增益升压变换器，其特征在于：包括有直流输入电源(V_in)、第一电感(L₁)、第一二极管(D₁)、耦合电感(T)、第一电容(C₁)、第二二极管(D₂)、开关管(S)、第三二极管(D₃)、第二电容(C₂)、第四二极管(D₄)、第三电容(C₃)、第五二极管(D₅)、第四电容(C₄)、第六二极管(D₆)、第五电容(C₅)、第七二极管(D₇)、第八二极管(D₈)、第一输出电容(C_out1)、第二输出电容(C_out2)和负载；其中，所述直流输入电源(V_in)的正极端与第一电感(L₁)的一端连接，其负极端分别与第一电容(C₁)的一端、开关管(S)的源极、第一输出电容(C_out1)的一端和负载的负极端连接；所述第一电感(L₁)的另一端分别与第一二极管(D₁)的阳极和第二二极管(D₂)的阳极连接；所述耦合电感(T)的原边(N₁)的异名端分别与第一二极管(D₁)的阴极、开关管(S)的漏极和第三二极管(D₃)的阳极连接，其原边(N₁)的同名端分别与第二二极管(D₂)的阴极和第一电容(C₁)的另一端连接，其副边(N₂)的异名端分别与第二电容(C₂)的一端、第四电容(C₄)的一端、第五二极管(D₅)的阴极连接，其副边(N₂)的同名端分别与第三电容(C₃)的一端、第六二极管(D₆)的阳极和第五电容(C₅)的一端连接；所述第三电容(C₃)的另一端分别与第四二极管(D₄)的阴极和第五二极管(D₅)的阳极连接；所述第四电容(C₄)的另一端分别与第六二极管(D₆)的阴极和第七二极管(D₇)的阳极连接；所述第七二极管(D₇)的阴极分别与第五电容(C₅)的另一端和第八二极管(D₈)的阳极连接；所述第八二极管(D₈)的阴极分别与第二输出电容(C_out2)的一端和负载的正极端连接；所述第二输出电容(C_out2)的另一端分别与第一输出电容(C_out1)的另一端、第三二极管(D₃)的阴极、第四二极管(D₄)的阳极和第二电容(C₂)的另一端连接。 

2.根据权利要求1所述的一种带有开关电容和耦合电感的二次型高增益升压变换器，其特征在于：所述耦合电感(T)由原边漏感(L_PK)以及理想变压器的原边(N₁)和副边(N₂)组成。