JPS63154066A - チヨツパ型直流電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

〔産業上の利用分野〕 本発明はスイッチ素子をオン・オフ動作させて調整され
た電圧を自衛に供給するためのチヲツパ型直流電淵装置
に関するものである。 〔従来の技術とその問題点〕 代表的な従来のチョッパ型電源装置は、直流電源とや荷
との間に接続されたスイッチングトランジスタと、この
スイッチングトランジスタト負荷との間に接続された平
滑回路と、出力電圧検出回路と、出力検出電圧と基準電
圧とを比較する誤差増暢器と、三角波発生器と、三角波
と誤差出力とン比較してＰＷＭパルスを形成するコンパ
レータと、このコンパレータとスイッチングトランジス
タとの間Ｋｍ続された駆動回路とから成る。このＰＷ１
）ｄタイプのチリツバ型電の装置は、スイッチングトラ
ンジスタを一定周波数で安定的にオン・オフ動作さセる
ことができるという長ＰＪｒを有する反面、三角波発生
器、コンパレータ、及び駆動回路が必要になるため、こ
のコストが高くなるという欠点ン有する。 別の代表的なチョッパ型電匁装置は１例えば特開昭４８
−２０１６号公報に開示されているように、＆ｍ％源と
負荷との間に、スイッチングトランジスタとりアクドル
とを接続し、リアクトルに正帰還用の躯動巻＃を電磁結
合させ、この駆動巻線によってスイッチングトランジス
タをオン・オフ制御するように禍成されている。この正
帰還タイプのチョッパｆｆ１ｌｌ源装置、ｔは、スイッ
チングトランジスタのコレクタ電流ン１゜１．ヘース電
流乞１）１訛増幅率ケｈ７□とした場合、コレクタ電流
Ｂ　＠ ｌ　が零から徐々に増大し、　１ｏ＝　輸×ｈ、、、に
なつた時にスイッチングトランジスタのターン・オフが
生じる。出力電圧のＶ＃整は、ベース電流稲の゛大きさ
を変化させることによって行われる。例えば。 ベース電流を減少させると、スイッチングトランジスタ
のオン時間幅が小ざくなジ、出力電圧が低下する。 ところで、ベース電流のｌｌ１４！ｉｌは、駆動巻線か
らスイッチングトランジスタに供給するベース電流の一
部娶バイパスさせることによって行う。従って、バイパ
スされた′ｔｌＩ流は電力損失を生じざセた。 更に正帰還タイプのチョッパ型電源装置においては、負
荷の要求電力が小さい場合ｆ＠狗荷時）には、スイッチ
ングトランジスタのオフ時間幅及びオフ時間幅の両方が
小さくなり、スイッチングトランジスタのオン・オフ繰
返し周波数が高くなる。 この結果、単位時間当りのスイッチングトランジスタの
ターン・オン及びターン・オフの回数が多くなり、全電
力損失に対するスイッチングに基づく電力損失の割合が
大きくなる。また、従来の正帰還袋チョッパ回路ではス
イッチングトランジスタを流れる電流波形が零から徐々
に文士る三角波となるため、出力電圧のリップルが大き
くなり、且ツ単一のスイッチングトランジスタによって
大きな電力供給ケ行うことができない。 そこで１本発明の目的は１回路格成が単純であり、且つ
比較的大きな電力耐併給することができるチョッパ型直
流電源装＠ケ提供することにある。 〔問題点を解決するための手段〕 上Δピ問題点ｙａｌ−解決し、上記目的を達成するため
の本発明は、直流を伽と、ｌ！ｉ′ｌ記直流電源の一端
と他端との間に負荷ケ介して又は介さないで接続された
スイッチ素子と、′ＭＪ記スイッチ素子に直列に接続さ
れたりアクドルと、前記スイッチ素子をオン・オフ匍制
御する制御回路と、前記スイッチ素子と前記リアクトル
との直列回路に基づいて得られる出力を平滑して負荷に
供給するための平滑手段とから成るチョッパ型直流１源
装置において、前記制御回路が、前記リアクトルに電磁
結合され月つ前記スイッチ素子を正帰還駆動するように
前記スイッチ素子に接続された駆動巻線と、前記リアク
トルに直ダリに接続されたコンデンサと、前記スイッチ
ング素子ケオンにすることができる電圧レベルまで前記
コンデンｖｙａ一時定数ケ有して光電するための充電回
路と、前記スイッチング素子７オン状態からオフ状態に
転換きせるだめのオフ制御回路と、前記負荷に供給する
電圧を検出するための電圧検出手段と、基ｆ！Ａ電圧伽
と、前記電圧検出中段と前記基準電圧源とに接続され、
前記電圧検出手段から得られる検出電圧と前記基本電圧
像から得られる基準電圧との差に対応する信号乞出力し
、この出力によって前記コンデンサの充電電流又は前記
オフ制御囲路によって前記スイッチ素子をオン状態から
オフ状態への転換させろ時点を制御する回路とを備えて
いることを特徴とするチョッパ型直流ｔＳ装置に係わる
ものである。 〔作　用〕 上記発明のコンデンサが所定′電圧レベルまで光ｔされ
ると、スイッチ素子は強制的にオフ状態からオン状態に
急速に転換し、スイッチ素子のオン開始時点直後から比
較的大きな電流がリアクトルに流れる。従って１本発明
の回路は負荷に対する電力供給能力が大きい。 〔第１の実施例〕 第１図は本発明に従う第１の実施例のチョッパ型直流安
定化電源装置を示す。直流を源】の一端と負荷２の一端
との間に、電流検出抵抗３．ＰチャネルＭＯ８ｍｔｔ界
効果トランジスタ即ちＦＥＴ４、及びりアクトル５が順
次に直列接続きれている。直流’Ｉｔ源】の他端と負荷
２の他端とは共通ライン６によって接続されている。直
流を挿】は商用９．流電源に接続された整流平滑回路か
ら成り。 変動の可能性のある電圧を供給する。 Ｆ　Ｅ　’ｒ　４は、ソースＳ、ドレインＤ、ゲートＧ
ＹＷし、ソースＳが電流検出抵抗３に、　　ドレインＤ
がリアクトル５に接続されている。このＦＥＴ４は、グ
ー）ＧＫスレッシホールド電圧を越える狛の電圧が印加
された時にオン状ＤＫなるＰチャネル・エンハンスメン
ト型に構成ざ、れている。 リアクトル５０入力偽端子と共通ライン６との間に整流
用ダイオード７が接続され、リアクトル５０邑力側端子
と共通ライン６との間に平滑用コンテン？８が接続され
ている。 Ｆε７゛４０オン・オフ制御回路Ｙｓ成するためにＦ　
ｂ　Ｔ　４のソースとゲートとの間に接続された駆動巻
線９は、リアクトル５に電磁結合されている。この駆動
巻線９は、Ｆ１）ｉ１ｉ１’４１ｊ！：正帰還地動する
ために設けたものであって、破線で示すようにリアクト
ル５に電磁結合されている。 ＦＥ　１’　４のゲートとソースとの関Ｋｊｄいて１巻
ｌＮ９に直列に接続された第１のコンデンサ】Ｏは。 ＦＦ、Ｔ４のオフ状態からオン状態への転換時点を決定
するだめのものである。第１のコンデンサＪＯを所定の
充電時定数を有して充電するための抵抗】】は、第１の
コンテン−ＦＩＯと共通ライン６との間に接続されてい
る。 Ｆ　Ｅ’Ｉ”　４２オン状態からオフ状態に転換Ｓ、＋
　ａするために、を流検出抵抗３の電み側端子とゲート
Ｇとの闇に、逆流阻止用ダイオード】２を介してトラン
ジスタ１３が接続されている。トランジスタ１３０ベー
スにバイアス電圧γ与える抵抗】４か電流検出用抵抗３
のＦＥＴ側端子とトランジスタ】３のベースとの間に接
続されている。このバイアス用抵抗】４に並列にリップ
電圧除去用の第２のコンテン？】５が接続されている。 バイアス用抵抗】４の両端間電圧Ｖ３を負荷電圧（出力
電圧）に基づいて制御するために、電圧検出抵抗］６、
］７．基単電圧源１８．誤差増幅器】９が設けられてい
る。２つの電圧検出抵抗１６゜１７は、負荷電圧を分割
して検出するために、出力ライン２０と共通ライン６と
の間に接続されている。誤差増幅器】９の一方の入力端
子は２つの抵抗］６．１７の電比分割点に接続され、他
方の入力端子は基準電圧源１８に接続され、出力端子は
抵抗】４の一端に接ａされている。この結果、抵抗】４
は、直流電源】の一端と誤差増幅器１８の出力端子との
間に電流検出用抵抗３を介して接続されている。 （動　作） 直流電み３による電力供給が開始されると、直流電源１
．電流検出用抵抗３１巻糾９．第１のコンテンｖ】０．
及び抵抗】】から成る閉回路で第１のコンデン′？１０
０光電が開始する。第】のコンテンｖ］Ｏの充電が所定
時定数に従って進み、この電圧ｖＩがＦ　Ｅ’Ｉ’　４
のスレッシホールドｔＥＦｖ、１ｈＫ＝すると、ＦＥＴ
４がオフ状態からオン状態に転換する。第２図には、Ｆ
ＥＴ４が起動後に８いてオン・オフ動作ケしている状態
が示されているが、起動時の動作も冥買的に同一であり
、起動時のＦＥＴ４のオフ状態からオン状態への転換も
、第２図ｔＣ）の１）時点におけるゲート・ソース間電
圧■。Ｓとスレッシホールド電圧Ｖｔｈとの関係と同一
の原理で行われる。Ｆ　Ｅ　Ｔ　４が第２図の例えば１
）時点て゛オン状態に転換すると、コンテン−ｆｆｌＯ
の電圧と駆動巻線９の電圧との加でＰ　ＦＡ　Ｔ　、ｉ
が駆動されるため、ＦＥＴ４のドレイン１ｔｆｉｌＤが
第２図＠に示す如く最初から比較的大きなレベルで流れ
始約、傾斜を有して増大する。このドレイン′ＫｆＩｌ
ｔｌＤはりアクドル５を通って平滑用コンデンサ８及び
負＃２に流れる。ＦＥＴ４のオン期間には電源電圧Ｖａ
と出力ライン２０の電圧との差にほぼ等しい電圧がリア
クトル５に加わる。駆動巻線９はリアクトル５に電圧結
合されているので、両者の脅数比に対応した電圧が駆動
巻線９に得られる。 Ｆ　Ｅ　’Ｊ’　４のオン期間に駆動巻線９に得られる
電圧ｖ２の向きは、ソースＳ側で高く、ゲートＧ側で低
くなるように決定きれているので、ＰチャネルＭＯ８−
ＦＥＴ４１にオン態動する向きでトる。従って、Ｅ”ｌ
！、Ｔｉのオン状態は、駆動巻線９に得られる正帰還電
圧Ｖ、によって維持される。ＦＢＴｉのオン期間ｔ　ｔ
〜ｔ２においては、ソース祷ドレイン関寛圧ＶＤｓが第
２図囚に示す如くはは零になる。ＦｈｉＴ４に直列にイ
ンダクタンスを含むリアクトル５が接続されているため
、ドレイン電流ｌＤは第２図＠に示す如く特出１と共に
増大する。この結果。 電流検出抵抗３０両端電圧ｖ４も第２図■のドレイン電
流ｌＤＫ比較して、オン期間ｔｔＩ−ｔ、）に時間と共
忙増大する。 一方、バイアス用抵抗】４の両端電圧ｖ３は、電源】の
電圧Ｖａと誤差増幅器Ｊ９の出力電圧ｖｂとの差の偽（
Ｖａ−Ｖｈ）ｙ電流検出抵抗３とバイアス用抵抗１４と
↑分割した値である。負荷２に供給される出力電圧は連
索は急激Ｋｆ化

【、ないので。 抵抗Ｊ４の両端電圧ｙｓは直流的ｆ平坦）な値である。 トランジスタ】３のベースとエミッタとの間には、バイ
アス用抵抗】４と電流検出抵抗３との直列回路が接続さ
れているために、第２図０に示すバイアス電圧ｖｓと電
流横比電圧ｖ４との和（Ｖｓ＋Ｖ４）がトランジスタ】
３のペース・工ずツタ間に加わる。トランジスタ】３０
ペース・工ずツタ間電圧ｖＢＫがドレイン電流ｌＤの増
大に対応して徐々に高くなり、第２図＠に示す如＜　ｔ
ｙでこのスレッシホールド電圧（約０．６Ｖ）ＩＣ達す
ると、トランジスタ】３がオン状態になる。この結果、
ＦＥＴ４のソース・ゲート間が電流検出抵抗３とトラン
ジスタ】３と、ダイオード】２とから成る回路で短絡さ
れ、ＦＥＴ４のオン状態？維持することが不ａ］能にな
ジ、ＦＩＴ４はオン状態からオフ状態に転換する。 Ｆ　Ｍ　Ｔ　４のオフ期間（ｔｌ〜ｔ４）では、リアク
トル５に蓄積場れているエネルギーが、リアクトル５．
９４荷２及び／又はコンデンサ８．ダイオード７から成
る閉回路で放出される。この時、ダイオード７がオン状
態になり、ここに第２図０に示す如＜Ｘｆｉｌ　が流れ
る。リアクトル５の出力電流１）は、第２図■に示すＦ
ＥＴａのオン期間（ｔｊ〜ｔ２）の電流ＩＤと第２図Ω
に示すオフ期間（１，〜ｔ４）の電流１．との合成とな
り、第２図■に示す如（平滑された状態に流れる。 １、時点でＦｈＴ４がオフ状態に転換すると、ドレイン
電流ｌＤが央貴的に零になるので、篭訛検比電圧Ｖ４で
トランジスタ］３のオンχ維持することが不可能になり
、トランジスタ】３でＦＥＴ’４のオフ制′ｍヲ継＆す
ることは不可能になる。しかし。 駆動巻＃９の電圧ｖ２の向きがオン期間と逆になるため
に、ＦＥＴ４が丁ぐにオンに戻ることはなく。 ＦＥＴ４のオフ状態が維持される。 Ｆ　ＥＴ　４のオフ期間（１，〜ｔ４）においては、第
】のコンデンサ゛】Ｏが電源】の電圧Ｖａと駆動巻線９
の電圧Ｖ２との和に基づいて充電される。第】のコンデ
ンサ】Ｏに対して充電抵抗】】と電流検出抵抗３とが直
列！＆紛これているため、これ等の抵抗値Ｒとコンデン
サ】Ｏの容量（゛とで決する時定数でコンデンサ］０の
光電が第２図０に示す如く進む。コンデンサ】Ｏの充電
が進み、Ｖ’、十Ｖ、　＋　Ｖ。 とは逆極）がＦＥＴ４のスレッシホールド電圧Ｖｔｈを
横切ると、ｋ”ｂＴ４は再びオン状態になる。 これにより、ＦＥＴ４が自動的に断続動作する。 コンデンサ】０の電圧Ｖ１の電化ン更に詳しく説明する
と次の通りである。１２〜ｔ３の区間では、を源】の電
圧Ｖａと第２図０に示す巻駒電圧ｙ２との和の電圧に基
づいてコンデンサ】０が充電される。 このｔ、〜ｔｓ期間ではコンデンサｌＯの電圧Ｖ！の極
性はリース側が９４．ゲート側が正ｔある。重３時点に
なると、コンデンサ】０の電圧Ｖ１は零ボルトになる。 ｔ３〜１４期間ではコンデンサ１０が正極に充電され、
ソース側が正、ゲート側が負となり、ＦＥ’］”　４　
ｙ、３オン躯動することができる向きの電圧となる。ｔ
３〜１４期間の巻線電圧Ｖ！は、ゲート側が正となる極
性を有しているため、正極のコンデンサ電圧Ｖ１が逆極
の巻＃電圧ＶｙＹ打ち消した後にスレッシホールド電圧
Ｖｔｈ　Ｋ遍する。ｖ、−１−ｖ、から成るケート−ノ
ース間電圧Ｖ。Ｓが１４時点でスレッシホールド電圧Ｖ
ｔｈ［運し、ＦＥＴ４がオン状態に転換すると、第２図
０に示す如く巻線電圧Ｖ２の向きが逆になり、ＦＥＴ４
が正帰還ＩＩｌ、ｌ１ｌｌｌされる。 １４時点で巻紘９に正方向電圧が発生すると１巻＠９と
Ｆ　５１’　４のソース・ゲート間容量とコンデンサ］
０とから成る閉回路で、コンデンサ】０が逆方向に光電
され、第２図ｇ″）ＩＩｃ示す釦く逆極性電圧になる。 コンデンサ１０の逆光、電の閉回路中の抵抗は極めて小
さいので、逆充電動作が迅速に行われる。従って、第２
図［Ｆ］では”Ｉｍ　’４の過渡期間は垂直方向に延び
る一本の線で電圧変化が近似的に示されている。 ｔ１）時点でｈ’　Ｅ　Ｔ　４がオンからオフに転換す
ると。 巻１ｆｊｊ９に第２図ｅに示す如く逆方向電圧（コンデ
ンサ］０を正方向光電する電圧）が発生する。またこの
時、トランジスタ】３がコンデンサ】０から成る閉回路
が形成され１巻＃９の電圧でコンデンサ】０が急激に充
電され、この電圧が急激に高くなる。トランジスタ１３
は短時間オン状態になるのみでとるから第２図て・はこ
の時間幅が省略されている。 トランジスタ】３がオフになった後のｔ５〜ｔ６期間で
は、電源電圧Ｖａと巻線電圧Ｖ２とによってコンデンサ
】０が充電される。このｔｓ〜を一期間の充電は、抵抗
】】ヲ含む閉回路で行れるので、コンデンサ電圧ｖ１は
幼斜馨有して増大する。 （足電圧制御動作） 出力ライン２０と共通ライン６との間の電圧は抵抗５６
．３７で分割されて誤差増幅器】９０入力となる。誤差
増幅器】９は出力検出電圧と基準電圧源１８の電圧との
差に対応した出力を発生する。この例では基準電圧伸】
８が誤差増幅器】９の非反転入力端子に接続されている
ので、出力検出電圧が高くなると、誤差増幅器】９の出
力電圧ｖｂも低（なる。抵抗］４の両端電圧Ｖｓは、誤
差増幅器】９の出力電圧ｖｂと電源電圧Ｖａとの差の値
Ｖａ　−ｖｂを抵抗１３，３４で分割したものであるか
ら、誤差出力電圧ｖｈＫ追従して変化する。従って、抵
抗】４は可変バイアス電圧源として機能する。 ＦＥＴ４がオンからオフに転換する時点は、抵抗３の電
流検出電８：ｖ４と抵抗】４のバイアス電圧ｖ３と忙依
存して変化する。第３図のｔｌ〜１２期間は。 入力電圧（電源電圧Ｖａ　）が倣い場合、　１ｔＮｔ３
期間は入力電圧が高い場合、　ｔ３″−１４の期間はド
レイン電流（９向電流）が大の°場合、ｔ４〜ｔ６の期
間はドレイン電流が小の場合の各部の波形を示′す。ｔ
Ｉ〜ｔ２の入力電圧が低い場合には、オン開始時のドレ
イン電流ＩＤ及び電流検出電圧Ｖ４も小になるので。 第３図（ｆＪＫ示す如くＶゆが０．６　Ｖに違するまで
に比較的長い時間がかかり、オン時間幅が長くなる。 ｔ２〜１．の入力電圧が高い場合には、オン開始時の電
流検出電圧■４がΔｌだけ高くなるの？、　ＶＢ。 が０．６　Ｖ　Ｋ達する１）の時間が短かぐなり、オン
時間幅が短かくなる。 ｔ３〜ｔ４のドレイン電流ｌＤが大の場合には、出力ラ
イン２０の電圧が低下する傾向となり、誤差出力電圧ｖ
ｂは逆に高くなる。このため、抵抗】４の電圧Ｖｓが低
くなる。従って、ドレイン電流ｌＤが大きくても、トラ
ンジスタ】３のＶＢｒが０．６　Ｖ　Ｋ遅てるまでの時
間が長くなり、盛上なオン時間幅が得られる。出力電圧
が所望値に戻される。 ｔ４〜ｔ１）のドレイン電流が小の場合には、出力電生
が高くなる傾向になり、誤差出力を庄Ｖｂが低くなり、
抵抗】４の電圧■３が高くなる。このため。 ドレイン電流ｌＤの振幅が小言くても、第３図［Ｆ］に
示す如（比較釣竿＜　ＶＢｉｎが０．６　Ｖ　Ｋ運し、
出力電圧を、Ｆ９′に望値に戻丁。 上述から明らかな如く、第１図のチョッパ型直流電源装
置は次の利点を有する。 １）１　　Ｆ　Ｅ　’Ｔ”　４のオフ状態からオン状態
への転換時点は第】のコンデンサＪＯの光電電圧ｖＩに
よって決定され、オン状態からオフ状態への転換時点は
バイアス電圧Ｖ３と電流検出電圧■４との和によって決
定される。従って、ＦＥＴ４のオン・オフ周期が入力端
子の変動及び自衛電流の変動に応じて大幅に雪化しない
。負荷電流が小ざい時に、ＦＥＴ４の単位時間当りのス
イッチング回数が少なくなると、チョッパ型電源回路の
全電力損失に対するＦＴｔＴ４のスイッチングに基づく
電力損失の割合が小さくなる。 （２）トランジスタ】４は、ＦＥＴ４がオン状態からオ
フ状態に転換する時に、瞬間的にオン状態になり、その
他の期間はオフ状態であるので、トランジスタ１４１’
（おける電力損失が少ない。 （３１三角波発振器、及び電圧コンパレータが使用さｎ
ていないので１回路構成が簡単になっている。 ＋４１）ｉ”Ｆ；Ｔ４をオンからオフに制御するための
抵抗３を含む回路でＰ’　Ｅ　Ｔ　４の過電流保護も行
うことができる。 （５１ｋ’　＆’、　’Ｉ’　４０オン開始時点から比
較的大きなドレイン電流１Ｄが流れるので、大きな電力
を供給することかでき、且つクツ１ル成分が小さくなる
。 〔第２の実施例〕 次に、第４図に示すＷ、２の実施例のチョツノ（型寛＃
装置を説明する。但し、この第４図、後で説明する第５
図−％−第１８図において、第１図と共通丁７ｂ部分に
は同一の符号を付してその説明を省略する。 第４図のチョッパ回路の充電用抵抗］】は、コンデンサ
】Ｏの一部とりアクドル５の出力ライン２０との間に接
続はれている。従って、コンデンサ】０の充電は、電源
】と電流検出抵抗３と巻線９とコンデンサ】Ｏと抵抗】
】と負荷２から成る回路で行われる。その他は第１図と
同じである。 〔第３の実施例〕 第５図に示す第３の実施例の回路は、第１図の回路にコ
ンデンサ２】とダイオード２２．２３と抵抗２４とを付
加したものである。コンデンサ２】は巻線９にダイオー
ド２２を介して並列に接続され、Ｆ’ＥＴ４０オン時に
得られる巻線９の電圧Ｖ？によって光電される。第】の
コンデンサ】０と新たに設けた電源用コンデンサ２】と
の間にはダイオード２２を介して抵抗２４が接続されて
いるので、ＦＥＴ４のオフ期間に電源用コンデンサ２】
、巻線９、第１のコンデンサ１０．ダイオード２３、抵
抗２４から成る閉回路が形成場れ、電源用コンデンサ２
１の電圧の助けを借ジてコンデンサＪＯが充′ＷＬされ
る。その他は、第１図と同一である。 〔第４の実施例〕 第６図に示す第４の実施例では、ＦＥｉ’４が０チヤネ
ル型に、トランジスタ１３がｎｐｎ型忙変えられている
。また、ＦＥ：Ｔ＋のドレインＤが′電源】側に誉続さ
れているので、電流検出抵抗３はソースと負荷２との間
に接続され、リアクトル５は電源】とドレインとの間に
接続きれている。Ｆｌ　’ｌ’　４　（７）ソースとゲ
ートとに対するトランジスタ】３．コンデンサ１０１巻
＃Ｊ１９等の接続ｒＪＡ保は第１図と本質的に同一であ
る。な・お、光電抵抗】】は、’ｌｔ源］の正端子とコ
ンデンサ】０の一端との間に接続されている。 リアクトル５がＦＥＴ４と１）Ｌ匁】との間に接続され
ているため、にＥＴ４ｉ７）オフ期間にリアクトル５の
エネルギーを直接に負荷２に放出することができない。 このため、リアクトル５に電磁結合させたエネルギー放
出巻＃Ｊ２５がダイオード７を介して負荷２に並列に接
続づれている。これにより、第】図の回路と同様にチョ
ッパ出力を平滑することが可能になる。この第６図では
Ｆ　ＥＴ　４がｎチャネル型であるからコンデンサ】Ｏ
がゲート側が正となる極性１Ｃ所定個以上に光電された
時に、Ｆ　ｈｉ　Ｔ　４がオンに転換する。その他の動
作は本質的に第１図と同一である。 〔第５の実施例〕 第７図に示す第５の実施例の回路は、第６図の回路の一
部をｆ更したもの・であり、電流検出抵抗３がダイオー
ド７と平滑コンデンサ８との間に移されている。その他
の点は第６図と実質的に同一である。 〔第６の実施例〕 第８囚に示ｊ第６の実施例の回路は、リアクトル５を第
】図と同様にｆｉ’　Ｅ　Ｔ　４と負荷２との間に接続
し、ＦＩＴ４を第６図と同様にｎチャネル型にしたもの
である。なお、この第８図て・は、主電源】に直列に接
続された補助１！源２６とコンデンサ１０との１′＆ｊ
３Ｉ／ｃ充電抵抗】】が接続されている。 〔第７の５ＩＰ：施例〕 第９図に示す第７の実施例の回路は、第】図のバイアス
用抵抗】４の代りにコンデンサ１４ａを接続し、９１図
のコンデンサ】５の所にダイオード１５ａを接続したも
のである。この他の回路構成は、第】図と同一である。 第９図の各部の状態を示す第１０図から明らかな如＜、
８３のコンデンサ】Ｏの充電電圧Ｖ、に依存したＦＥＴ
４のオン転換動作は、第】崗の回路と同一である。一方
、ＦＥＴ４のオフ転換動作は、８２０）コンｆンｆ１４
　ａの充電電圧に依存して行われている。第２のコンデ
ンサ１４ａは、抵抗２７を介して巻線９に並タリに接続
されているので。 Ｆ　Ｅ　Ｔ　４０オン期間ｔ１〜１．における巻線９の
正方回電圧によって充電式れる。また、電の電圧Ｖａと
一差電圧ｖｂとの差の電ａ：Ｖａ　−ｖｂが電流検出抵
抗３を介して第２のコンデンサ１４ａに加ゎり、これに
よっても第２のコンデンサ１４ａが充電される。第２図
の１２〜ｔ１期間

【オフ期間）には１巻線９に逆方向の
電圧が発生するため、第２のコンデンサ１４ａの電＃は
抵抗２７を介した逆方向に光電される。第２のコンデン
サ１４ａＫ並列に接続はれたダイオード１５ａはコンデ
ンサ１４ａが約−０，６Ｖま１逆充電された時にオン状
態になり。 約０．６Ｖの１一方向電圧降下が得られる。従って。 ＩＲ２のコンデンサ１４ａの逆方向充電電圧レベルは約
−〇、６　Ｖに固定される。）’　ＥＴ４がオンに転換
して巻ｆｉ１９に正帰還電圧が発生すると、コンデンサ
１４ａの充電が開始し、光電電圧ｖ３が徐々に高（なる
。コンデンサ１４ａ０Ｊ［圧ヤ、と電流検出電圧ｖ４と
の和が約０．６ＶＫなると、トランジスタ］３がオン状
態に転換し、Ｆｇ’ｒ４がオフ状態に転換する。 出力ライン２０の電圧が所定値よりも低くなった時には
、誤差増幅器】９の出力電圧ｖｂが高くなり、電の電圧
Ｖａと誤差電圧ｖｂとに依存した第２のコンデンサ１４
ａの充電電流が減少し１巻線電圧Ｖ、に基づく光電９Ｌ
流と電源電圧Ｖａに基づく元！電流との加算値も低くな
り、第１０図０で点線で示すようにコンデンサ電圧Ｖ３
の傾斜がゆるくなる。このため％　ｖ３　＋Ｖ４がトラ
ンジスタ】３をオンにする値（約０．６　Ｖ　）　Ｋ：
ｊ！！−’ｆるまでの時間幅が長くな５．ＦＥ’ｌ’４
のオン時開−も長くなり、出力電圧が所望値に次式れる
。 この第７の実施例も第３の実施例と同様な利点を有する
。 〔ｗ１８の実施例〕 第】】図に示す第８の実施例の回路は第９図の回路から
１！流検出抵抗３を除去したものである。 この場合にはトランジスタ】３のオン状態への転換が第
２のコンデンサ１４の電圧のみに依存する。 その他は第９図と同一である。 〔第９の実施例〕 第】２図に示す第９の実施例の回路は、第９図の回路の
一部を変形したもので・ある。この例では。 第】のコンデンサ】０の充電時定数を変えるために、抵
抗２８を介してトランジスタ２９が第１のコンデンサＩ
ＯＫ並列接続され、このトランジスタ２９のベースにＶ
４差増幅器】９の出力が接続されている。従って、出力
電圧が例えは高くなると。 誤差増幅器】９の出刃電圧ｖｂが低くなり、トランジス
タ２９のベース電流が多くなり、トランジ誠り２９のエ
ミッタ・コレクタ間抵抗が小きくなり。 壱＆１９を介して第１のコンデンサ］　ＯＫ　＆　し込
ｔｒ光１）ｔ電流がトランジスタ２９にバイパスする曾
カ大さくなり、第１のコンデンサ】０の光電迷度が遅く
なり、第２図［Ｆ］又は第１０図いに示したコンデンサ
実圧ｖＩのオフ期間ｔ２〜ｔ４の＃Ｉ斜がゆるくなり、
Ｆ’１２Ｔ４のオフ期間が長くなり、出刃電圧は所望値
に戻される。出刃電圧が高くなった時には。 低い時の逆の動作になる。この様Ｋ　Ｆ　Ｂ　Ｔ　４の
オフ時間幅を制御しても、第】〜第８の実施例と同様な
利点が得られる。

〔第１２の実施例〕

第１５図に示す第１２の実施例の回路は０ｍ】４図の電
流検出抵抗３の位置を変えたものであり。 共通ライン６に直列に電流検出抵抗３が接続寧れている
。 〔第１３の実施例〕 第】６図に示す第１３の実施例の回路は、第１４図にお
ける抵抗】４をコンデンサ１４ａに置き換え、コンデン
サＪ５をダイオード１５ａに置き換、工、コンデンサ１
４ａと巻＃９との間に抵抗２７を接続したものである。 要するに、第１４図σ、）オフ制御回路部分を第９図と
同一にしたものである。 〔第１）の実施例〕 第１７図に示す第】４の実施例の回路は、第】６図の回
路の一部を変形したものであり、第】のコンデンサ１０
に抵抗２８を介して並列にトランジスタ２９が接続され
、このトランジスタ２９のベースに誤差増幅器】９の出
力が接続されている。 ｊｌＬＩち、第】７図の回路は、第１２図の電圧制御方
式を第１６図のチ目ツバ回路に適用したものて・ある。 〔第１５の実施例〕 第１８図に示す第１５の実施例の回路は、第１図のＦ＃
！ＪＴ４をトランジスタ４ａＫ＆き換えたものである。 このトランジスタ４ａの工ばツタ、コレクタ、ベースは
第１図のＦ　Ｍ　Ｔ　４のソース、ドレイン、ゲートに
対応するように接続されている。 なお１巻線９によってトランジスタ４ａのオン時のベー
ス電流を継続さゼるために、コンデンサｌＯＫ並判にダ
イオード３】を介して抵抗３２が接続されている。従っ
て１巻線９に得られる正帰還電圧に基づくベース電流は
１巻線９．トランジスタ４ａのエミッタ・ベース間、抵
抗３２．ダイオード３】の閉回路で流れる。 〔変形例〕 本発明は上述の実施例に限定されるものでなく。 例えば次の変形が可能なものである。 （１）、第４図、第５図、第６図、第７図及び第８図の
抵抗］４とコンデンサ】５とを第９図のコンデンサ１４
ａとダイオード１５ａとに置き換えてもよい。 ＋２１ｊＲ］２図に示す抵抗２８とトランジスタ２９と
によって第１のコンデンサ１０の充電時足数制御方式を
、第】１図の回路にも適用？ｒｌ能て・ある。 １３１　　ｋ’　Ｅ　’Ｊ’　４を並列及び／又は直列
接続された複数のＦＥＴとしてもよい。 （４１トランジスタ］３をＦＡＴとしてもよい。 （５）　　第４図〜第９図、第】】図〜第１７図のＦＥ
Ｔをトランジスタに置き換え、第】のコンデンサ】０に
並列に第１８図とｔｉｆｆｌ様に抵抗を介してダイオー
ドを接続【、てもよい。 〔発明の効果〕 上述から明らかな如く本発明によれば、コンデンサの電
圧に基づいてスイッチ素子がオフからオンに転換し、オ
ン転換直後から比較的大きな電流をリアクトルに流丁こ
とができるので、電力供給能力を向上させることができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に従う第１の実施例の直流電源装置な示
す回路図。 第２図は第１図の各部の状態を示す波形図。 第３図は第１図の装置の入力端子及びドレイン電流の変
化に対するＬＤ、　Ｖ、、　Ｖ、、　ＶＢ、の変化を示
す波形図。 ９４図、シ、５図、第６図、第７図、第８図及び＃４９
図は第２．　Ｗ４３．第４．第５．第６及び第７の実施
例の直流電源装置をそれぞれ示す回路図。 第１０図は第９図の６剖の状態を示す波形図。 第】１図、第１２図、第１３図、第】４因、第】５図、
第】６図、第１７図及び第】８図は、第８、第９．第】
０．第】】、第１２．第１３．第１４及び第１５の実施
例の直流電源装置をそれぞれ示す回路図である。 】・・・直流電源、２・・・負荷、３・・・電流検出抵
抗。 ４・・・電界効果トランジスタ、５・・・リアクトル、
６・・・共通ライン、９・・・巻＋ｌｉｔ、１０・・・
第１のコンデンサ％】】・・・抵抗、１２−・・ダイオ
ード、】３・・・トランジスタ、】４・・・抵抗、】５
・・・コンデンサ。 代　　理　　人　　　高　　野　　則　　次第１０図 ｔｌ　　ｔ２電３に４１５ 手続補正書（自発） 昭和６２年２月　６日 昭和６１年特　許　　ｍ第２９９１３７号λ　発明の名
称　デツクパ塁直流電源装置３、　補正をする者 事件との関係　　出願人 ４、代理人 ５、　補正命令の日付　　自　　発 ６、　補正により増加する発明の数 ＋１）　　明細書の特許請求の範囲を別紙の通りに補正
する。 （２）　　明細書第６頁第１２行及び同頁第１４行の「
ング」をそれぞｎ抹消する。 ２、特許請求の範囲 ＋Ｉ＋　　直流電源と、 前記直流電源の一端と他端との間に負荷を介して又は介
さないで接続されたスイッチ素子と。 前記スイッチ素子に直列に接続されたりアクドルと。 前記スイッチ素子をオン・オフ制御する制御回路と。 前記スイッチ素子と前記リアクトルとの直列回路に基づ
いて得られる出力ｙｔ平滑して角筒に供給するだめの平
滑手段と から成るチョッパ型直流電源装置において。 前記制御回路が。 前記リアクトルに電磁結合され且つ前記スイッチ素子乞
正帰還駆動するように前記スイッチ素子に接続された駆
動巻線と。 前記リアクトルに直列に接続されたコンデンサと、 前記スイッチ素子をオンにすることができる電圧レベル
まで前記コンデンサを時定数を有して充電することが可
能な充電回路と、 前記スイッチ素子をオン状態からオフ状態に転換させる
ためのオフ制御回路と、 前記負荷に供給する電圧を検出するための電圧検出手段
と、 基準電圧源と、 前記電圧検出手段と前記基準電圧源とに接続さｎ、前記
電圧検出手段から得られる検出電圧と前記基準電圧源か
ら得らｎる基準電圧との差に対応する信号を出力し、こ
の出力によって前記コンデンサの充電電流を制御する又
は前記オフ制御回路によって前記スイッチ素子をオン状
態からオフ状態への転換させる時点を制御する回路とを
備えていることを特徴とするチョッパ型直流電源装置。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電源と、 前記直流電源の一端と他端との間に負荷を介して又は介
   さないで接続されたスイッチ素子と、前記スイッチ素子
   に直列に接続されたリアクトルと、 前記スイッチ素子をオン・オフ制御する制御回路と、 前記スイッチ素子と前記リアクトルとの直列回路に基づ
   いて得られる出力を平滑して負荷に供給するための平滑
   手段と から成るチョッパ型直流電源装置において、前記制御回
   路が、 前記リアクトルに電磁結合され且つ前記スイッチ素子を
   正帰還駆動するように前記スイッチ素子に接続された駆
   動巻線と、 前記リアクトルに直列に接続されたコンデンサと、 前記スイッチング素子をオンにすることができる電圧レ
   ベルまで前記コンデンサを時定数を有して充電すること
   が可能な充電回路と、 前記スイッチング素子をオン状態からオフ状態に転換さ
   せるためのオフ制御回路と、 前記負荷に供給する電圧を検出するための電圧検出手段
   と、 基準電圧源と、 前記電圧検出手段と前記基準電圧源とに接続され、前記
   電圧検出手段から得られる検出電圧と前記基準電圧源か
   ら得られる基準電圧との差に対応する信号を出力し、こ
   の出力によつて前記コンデンサの充電電流又は前記オフ
   制御回路によつて前記スイッチ素子をオン状態からオフ
   状態への転換させる時点を制御する回路と を備えていることを特徴とするチョッパ型直流電源装置
   。