CN103248230A

CN103248230A - 开关稳压器

Info

Publication number: CN103248230A
Application number: CN2012105929373A
Authority: CN
Inventors: 二村一好
Original assignee: Fujitsu Semiconductor Ltd
Current assignee: Socionext Inc
Priority date: 2012-02-09
Filing date: 2012-12-31
Publication date: 2013-08-14
Anticipated expiration: 2032-12-31
Also published as: US20130207625A1; JP5942455B2; JP2013162733A; CN103248230B

Abstract

一种开关稳压器控制向电感器提供电流的输出晶体管并且从第一供电电压生成第二供电电压。该开关稳压器具有：误差放大器，其放大第二供电电压和参考电压之间的差；电流感测放大器，其将电感器电流转换成电压；电流比较器，其比较误差放大器和电流感测放大器的输出电压，以便在第二供电电压降低时输出触发信号；脉冲生成电路，其响应于触发信号生成控制脉冲以驱动第一输出晶体管；以及休眠控制电路，被配置成通过从负载侧提供的休眠信号，在休眠时段期间暂停电流感测放大器或脉冲生成电路的操作，并且响应于触发信号，暂时继续被暂停的操作，并且随后再次暂停操作。

Description

开关稳压器

技术领域

实施例涉及一种开关稳压器

背景技术

开关稳压器从输入的第一供电电压生成将被提供给负载电路的第二供电电压，并且向其提供所生成的电压。开关稳压器旨在，在负载电路中消耗大电流的重负载条件以及消耗小电流的轻负载条件两者的情况下，将第二供电电压维持在指定的电压。

另一方面，根据安装在例如移动设备等上的开关稳压器中的低功耗的需求，优选的是抑制开关稳压器的内部电路中的功耗，以便提高功率转换效率。

在开关稳压器的功率损失中包括多种损失。例如，这些损失包括电感器电流损失和电感器磁滞损失、以及开关损失、传导损失和输出驱动晶体管的栅极电荷损失。为了提高功率转换效率，需要尽可能地将这些损失减少到最小。

在如下专利文献中已公开了开关稳压器。根据这些专利文献，进行如下控制以减少功耗：当负载电路中的负载轻时，切换到由具有小的栅极宽度的备用场效应晶体管（FET）进行驱动，以及根据负载电路中的负载程度，例如在负载变小时减少输出驱动晶体管的数目，以便抑制栅极电荷损失。

这些专利文献是美国专利第5731731号、美国专利第5969514号。

这样，在传统的开关稳压器中，通过监控输出电流等，当检测到轻负载条件时，切换输出驱动晶体管或者减少其数目。然而，所并入的控制电路的绝大部分必须保持在操作状态以便为负载电路的负载条件的突然改变做好准备。因此，在传统的开关稳压器中，效率的提高是不足的。

发明内容

因此，本发明的目的在于提供一种具有提高的功率效率的开关稳压器。

根据实施例的第一方面，一种开关稳压器，其控制向电感器提供电流的第一输出晶体管并且从第一供电电压生成第二供电电压，该开关稳压器具有：误差放大器，被配置成放大第二供电电压和第一参考电压之间的差；电流感测放大器，被配置成将流过电感器的电感器电流转换成电压；电流比较器，被配置成将误差放大器的输出电压与电流感测放大器的输出电压进行比较，以便在第二供电电压降低时输出触发信号；脉冲生成电路，被配置成响应于触发信号生成控制脉冲以驱动第一输出晶体管；以及休眠控制电路，被配置成通过从被提供第二供电电压的负载侧提供的休眠信号，在休眠时段期间暂停电流感测放大器或脉冲生成电路的操作，并且响应于触发信号，暂时继续电流感测放大器或脉冲生成电路的被暂停的操作，并且随后再次暂停操作，其中在休眠时段中，脉冲生成电路在触发信号出现后经过规定时间之后生成控制脉冲。

根据第一方面，提高了开关稳压器的功率效率。

附图说明

图1是图示开关稳压器的配置的示图。

图2是图示图1中所示的开关稳压器的操作的波形图。

图3是图示图1中所示的开关稳压器的操作的波形图。

图4是根据第一实施例的开关稳压器的配置图。

图5是休眠控制电路30的配置图。

图6是定时电路32的配置图。

图7是图示开关稳压器的操作的时序图。

图8是根据第二实施例的开关稳压器的配置图。

图9是图示图8中所示的开关稳压器的操作的时序图。

图10是根据第三实施例的开关稳压器的配置图。

图11分别图示了电流比较器14-1、14-2的电路图。

图12是图示图10中所示的开关稳压器的操作的时序图。

图13是根据第四实施例的开关稳压器的配置图。

图14是根据第五实施例的开关稳压器的配置图。

具体实施方式

图1是图示开关稳压器的配置的示图。开关稳压器是从输入其的第一供电电压VIN生成将提供给负载电路2的第二供电电压VOUT的电路。在该配置中，开关稳压器包括设置在第一供电电压VIN和地VSS（参考电压）之间的第一输出晶体管QH和第二输出晶体管QL。该开关稳压器进一步包括：设置在上述输出晶体管的连接节点VL和输出端子（第二供电电压VOUT的节点）之间的电感器（线圈）LOUT；设置在输出端子处的电容器（capacitor、condenser）COUT；以及进行控制以驱动输出晶体管QH、QL的控制电路1。

由图1中的虚线包围的控制单元1在一个集成电路芯片中形成，并且连同外部安装的第一和第二输出晶体管QH、QL，为其生成驱动信号DRVH和DRVL的驱动器电路20、22以及电感器LOUT一起构成开关稳压器。或者，可以存在如下情况：开关稳压器由集成电路芯片单独构成，该集成电路芯片并入了控制单元1，并且并入了第一和第二输出晶体管QH、QL，为其生成驱动信号DRVH和DRVL的驱动器电路20、22以及电感器LOUT的全部或部分。

因此，根据本实施例，在一些情况下开关稳压器仅表示在图1中由虚线包围的控制单元1，或者在其他情况下，表示包括控制单元1，第一和第二输出晶体管QH、QL，为其生成驱动信号DRVH和DRVL的驱动器电路20、22以及电感器LOUT的配置。在前者的情况下，控制单元1被指定为开关稳压器1。

开关稳压器1包括：误差放大器10，其放大负反馈的第二供电电压VOUT和参考电压VREF之间的差；电流感测放大器12，其通过放大由电感器电流引起的电阻器元件R1的压降，将电感器电流IL转换成电压；以及电流比较器14，其将误差放大器10的输出电压EOUT与电流感测放大器12的输出电压CS进行比较，并且当由于第二供电电压VOUT的电位下降导致输出电压EOUT超过输出电压CS时输出触发信号SET。

响应于从电流比较器14输出的触发信号SET，驱动控制电路18基于从单脉冲生成电路16输出的脉冲，输出驱动脉冲DRVH、DRVL以通过驱动器电路20、22控制输出晶体管QH、QL。简言之，单脉冲生成电路16和驱动控制电路18构成了用于生成驱动输出晶体管的控制脉冲的脉冲生成电路。

两个输出晶体管QH、QL响应于上述驱动脉冲DRVH、DRVL重复导通和不导通，并且使用由电感器LOUT和电容器COUT构成的LC电路的平滑功能，向负载电路2提供基本上恒定的输出电流IOUT。此外，将提供给负载电路2的第二供电电压VOUT被维持在负载电路2所需的期望电压电平。

图2是图示图1中所示的开关稳压器的操作的波形图。图2图示了当负载电路2处于轻负载条件并且由于负载电路的高内阻使得所消耗的电流IOUT小时的操作波形。首先，第二供电电压VOUT被负反馈到误差放大器10，并且如果第二供电电压VOUT相对于参考电压VREF降低，则输出电压EOUT增加，并且相反，如果第二供电电压VOUT增加接近参考电压VREF时，输出电压EOUT降低。在没有从第一输出晶体管QH提供电流的状态下，电感器电流IL是零，并且电流感测放大器12的输出电压CS是与零电流对应的电压。在上述状态下，如果由于负载电路2中的电流消耗导致输出电容器COUT中的电荷减少，从而第二供电电压VOUT降低，则误差放大器10的输出电压EOUT增加。

当输出电压EOUT增加达到输出电压CS时，电流比较器14输出触发信号SET。响应于触发信号SET，单脉冲生成电路16生成具有规定脉冲宽度（例如，恒定脉冲宽度）的控制脉冲。随后，驱动控制电路18输出脉冲宽度与其控制脉冲对应的第一驱动脉冲DRVH（H电平脉冲），以便使第一晶体管QH导通。通过第一晶体管QH的导通，连接节点VL的电压增加到第一供电电压VIN，并且电感器LOUT的电感器电流IL也增加。

驱动控制电路18输出第二驱动脉冲DRVL（H电平脉冲）替换第一驱动脉冲DRVH，以便使第一输出晶体管QH不导通并且第二输出晶体管QL导通。藉此，从第一供电电压VIN通过第一输出晶体管QH向电感器LOUT提供电流暂停，然而，由于第二输出晶体管QL导通，因此图1中所示的箭头方向上的正向电流继续因其中存储的电磁能量而流过电感器LOUT。然而，电感器电流IL逐渐减小。

过零比较器24在检测到电感器电流IL变为零时输出过零检测信号ZC。响应于此，驱动控制电路18将第二驱动脉冲DRVL设置为L电平。藉此，防止电感器电流IL流向相反方向，并且输出电容器COUT中的电荷通过输出晶体管QL被丢弃到地VSS。

在图2中，在从触发信号SET到过零检测信号ZC的时间段（驱动时段DRIVE）期间，执行针对第二供电电压VOUT的电流提供操作。通过该电流提供，输出电压VOUT增加并且误差放大器10的输出电压EOUT降低，并且因此产生了其间不提供电流的闲置时段IDLE。

这样，在轻负载条件下，重复驱动时段DRIVE和闲置时段IDLE，并且相对小的电流IOUT被提供给负载电路2，并且第二供电电压VOUT被维持在期望的电压电平。

图3是图示图1中所示的开关稳压器的操作的波形图。不同于图2，图3图示了当负载电路2处于较重负载条件时的操作波形，此时由于负载电路的低内阻产生了消耗大输出电流IOUT的状态。在图3中，对于电流感测放大器CS，示出了指示重负载条件的实线和指示轻负载条件的虚线。

在重负载条件下，在负载电路2中存在大电流消耗，并且第二供电电压VOUT的电压在进行电流驱动之后立即下降，以便立即产生误差放大器10的高输出电压EOUT。因此，图2中所示的驱动时段DRIVE中的电流提供操作在不经过闲置时段IDLE的情况下重复。由于重负载条件下的负载电路2的大电流消耗，较之轻负载条件（虚线）下的电感器电流IL1，重负载条件下的电感器电流IL2被维持在较高的水平。

在图1中所示的开关稳压器中，由于包括电感器LOUT和电容器COUT的LC谐振电路，转移函数包括双极点，使得相位提前360°。用于补偿双极点产生的相位的相位补充电路是复杂的并且难于实现。因此，通过设置电流感测放大器12使电感器电流IL向控制单元1的输入侧反馈，使LC谐振电路的谐振点是不可见的。结果，转移函数仅包括由电容器COUT和负载电路2的内阻配置的CR电路的单极点，使得可以简化相位补充电路。

前述开关稳压器具有在轻负载条件下功率效率差的问题。更具体地，在为突然负载变化，特别是负载的突然增加做准备时，即使当负载电路2处于轻负载条件时，开关稳压器仍被配置成向误差放大器10、电流感测放大器12和电流比较器14提供标准偏置电流，以便实现针对负载的突然改变的快速响应。相似地，标准偏置电流被提供给单脉冲生成电路16中的一部分电路。因此，在轻负载条件下，由于偏置电流被继续提供给为负载的突然改变做准备的上述电路，因此与重负载条件的情况相似的偏置电流被消耗，尽管驱动时段DRIVE的频率减小。藉此，不合需要地降低了整体功率效率。

[第一实施例]

图4是根据第一实施例的开关稳压器的配置图。当从被提供第二供电电压VOUT的负载电路2或者控制负载电路2的控制单元（两者一起被指定为负载系统）接收到休眠信号SLP#（其中#表示当所关注的信号处于L电平时，产生了活跃状态）时，其中该休眠信号确保了小负载电流并且不会发生负载电流的突然改变，开关稳压器停止或暂停电流感测放大器12的操作并且生成脉冲CP的单脉冲生成电路16被暂停（或者使偏置电流最小）。这里，误差放大器10和电流比较器14被维持在操作状态，并且此外，当检测到提供给负载电路2的第二供电电压VOUT的下降时，操作已被暂停的电流感测放大器12和单脉冲生成电路16开始继续操作，以便驱动输出晶体管QH、QL并且开始向第二供电电压VOUT侧提供电流。在驱动时段完成时，电流感测放大器12和单脉冲生成电路16的操作再次暂停。通过例如截断偏置电流来执行该操作暂停。

为了使电流感测放大器12和单脉冲生成电路16开始继续操作，需要规定的时间。因此，一旦如上文所述使操作暂停，不可能快速响应突然的负载变化。然而，当从负载系统侧接收到确保不发生突然负载改变的休眠信号SLP#时，这种针对负载变化的快速响应可能是不必要的，并且因此如上文所述的电流感测放大器12和单脉冲生成电路16的操作暂停不会产生问题。

除了图1中所示的配置之外，图4中所示的开关稳压器进一步包括：休眠控制电路30，用于响应于从负载系统提供的休眠信号SLP#，生成休眠使能信号SLP_EN#_A、SLP_EN#_B；以及定时电路32，用于使触发信号SET延迟规定的时间，以向单脉冲生成电路16提供经延迟的触发信号SET'。在标准操作状态下，基于休眠使能信号SLP_EN#_A，定时电路32在不使触发信号SET延迟的情况下将触发信号SET提供给单脉冲生成电路16。当通过接收休眠信号SLP#而变为休眠时段时，定时电路32使触发信号SET延迟。

在接收到休眠信号LSP#时，响应于过零检测信号ZC，休眠控制电路30使休眠使能信号SLP_EN#A和SLP_EN#B两者活跃（L电平）。结果，借助于处于L电平的SLP_EN#_A，休眠控制电路30允许定时电路32执行延迟操作，并且借助于处于L电平的SLP_EN#_B，休眠控制电路30允许电流感测放大器12、单脉冲生成电路16和过零比较器24暂停它们的操作（或者抑制偏置电流）。更具体地，休眠控制电路30截断电流感测放大器12、单脉冲生成电路16和过零比较器24的偏置电流以禁止它们的操作。

在上述状态下，当误差放大器10和电流比较器14随着输出电压VOUT的下降而生成触发信号SET时，休眠控制电路30使休眠使能信号SLP_EN#_B处于非活跃状态（H电平），以便起动操作已被暂停的电流感测放大器12、单脉冲生成电路16和过零比较器24。由于将消耗规定时间以起动上述电路，定时电路32使对应于上述时间的触发信号SET延迟，以便向单脉冲生成电路16输出经延迟的触发信号SET'。在提供经延迟的触发信号SET'之前，单脉冲生成电路16、电流感测放大器12和过零比较器24已完成它们的起动以变为操作状态，并且据此执行从电感器LOUT提供电流的操作。

图5是休眠控制电路30的配置图。休眠控制电路30包括触发器301、303和或（OR）门302。

图6是定时电路32的配置图。当休眠使能信号SLP_EN#_A活跃（L电平）时，定时电路32通过使触发信号SET延迟来输出经延迟的触发信号SET'，而当休眠使能信号SLP_EN#_A不活跃（H电平）时，定时电路32不使触发信号SET延迟。

图7是图示开关稳压器的操作的时序图。参照图7，连同休眠控制电路的操作一起解释开关稳压器的操作。

首先，当休眠信号SLP#不活跃（H电平）时，由于SET=L并且ZC=L，触发器301被重置，使得其反相输出XQ被设置为H电平，并且触发器303被清零，使得其反相输出XQ被设置为H电平，使得休眠使能信号SLP_EN#_A、SLP_EN#_B两者均不活跃（H电平）。在时间t1，当休眠信号SLP#变为活跃（L电平）时，触发器301的重置状态被取消，并且触发器303的清零状态也被取消。然而，两个休眠使能信号的状态不变。

因此，即使休眠信号SLP#变为活跃（L电平），电流感测放大器12、单脉冲生成电路16和过零比较器24的偏置电流不会被立即截断，使得标准操作继续。

在图7中，在时间t1之后响应于触发信号SET，无延迟地输出触发信号SET'，并且单脉冲生成电路16生成脉冲CP，并且驱动控制电路依次生成驱动脉冲DRVH、DRVL，以便依次使输出晶体管QH、QL导通，并且从而通过电感器LOUT执行电流提供操作。此外，过零比较器24检测到电感器电流IL从正向方向变为反向方向，并且输出过零检测信号ZC。这样，执行了图1、2中解释的驱动操作DRIVE。

接下来，在时间t2，当电感器电流IL变为零并且过零检测信号ZC变为H电平（ZC=H）时，与休眠信号SLP#对应的休眠时段开始。更具体地，休眠控制电路30中的触发器301被设置，使得其输出分别变为Q=H并且XQ=L。与上述Q=H同步，触发器303取得H电平数据D，使得其输出变为XQ=L。藉此，休眠使能信号SLP_EN#_A、SLP_EN#_B两者均变得活跃（L电平）。这截断了电流感测放大器12、单脉冲生成电路16和过零比较器24中的偏置电流，以便使它们的操作暂停，并且因此，定时电路32变为延迟操作状态。藉此，电流感测放大器12、单脉冲生成电路16和过零比较器24中的偏置电流引起的功耗被消除，并且闲置时段IDLE开始。在电流感测放大器12的操作暂停期间，其输出电压CS是零。

在闲置时段IDLE期间，在时间t3，当第二供电电压VOUT的电位由于负载电路2中的电流消耗而下降时，误差放大器10的输出电压EOUT增加，并且当其超过电流感测放大器12的输出电压CS时，电流比较器14输出触发信号SET。响应于该触发信号SET（=H电平），休眠控制电路30中的触发器301被重置，使得输出分别变为XQ=H并且Q=L，并且休眠使能信号SLP_EN#_B变为不活跃（H电平）。这里，另一休眠使能信号SLP_EN#_A维持活跃（L电平）。

响应于休眠使能信号SLP_EN#_B在时间t3的不活跃状态（H电平），电流感测放大器12、单脉冲生成电路16和过零比较器24的偏置电流继续，使得它们的操作在起动操作之后继续。这里，在上述起动操作中将消耗规定的时间。另一方面，定时电路32使触发信号SET延迟，并且在时间t4，将经延迟的触发信号SET'输出到单脉冲生成电路16。此时，单脉冲生成电路16等的起动操作已完成。结果，时间t4及其之后变为驱动时段DRIVE以依次使输出晶体管QH、QL导通，使得向第二供电电压VOUT提供电流。结果，第二供电电压VOUT的电位增加，并且误差放大器10的输出电压EOUT降低。

在时间t5，当过零检测信号ZC变为H电平（ZC=H）时，与时间t2相似，休眠控制电路30中的触发器301被设置，使得输出变为XQ=L以使休眠使能信号SLP_EN#_B活跃（L电平）。响应于此，电流感测放大器12、单脉冲生成电路16和过零比较器24的偏置电流被再次截断并且它们的操作暂停，并且因此闲置时段IDLE开始。

通过上述方式，在休眠信号SLP#处于活跃状态（L电平）的休眠时段期间，驱动时段DRIVE和闲置时段IDLE交替重复。特别地，由于电流感测放大器12、单脉冲生成电路16和过零比较器24的偏置电流在闲置时段IDLE中被截断，因此可以抑制功率损失。

随后，在时间t6，当休眠信号SLP#变为不活跃（H电平）时，休眠控制电路30中的每个触发器被重置或清零，以使休眠使能信号SLP_EN#_A、SLP_EN#_B两者不活跃（H电平），使得开关控制器开始标准操作。在该标准操作状态下，由于电流感测放大器12、单脉冲生成电路16和过零比较器24处于操作状态，因此开关控制器可以快速响应负载变化，使得能够应对突然负载改变。

在图4中，开关稳压器的LSI芯片1不并入驱动电路20、22，输出晶体管QH、QL和电感器LOUT。然而，可以变为并入其全部或部分。

[第二实施例]

图8是根据第二实施例的开关稳压器的配置图。图9是图示图8中所示的开关稳压器的操作的时序图。在图8中，与图4中所示的第一实施例的配置上的不同之处在于，设置具有触发器161和定时器电路162的接通时间定时器电路作为单脉冲生成电路16，并且此外，设置过流保护电路26以及过压和欠压保护电路28。其他配置与图4中所示的配置相同。这里，开关稳压器中的LSI芯片1在图8中被省略。

在单脉冲生成电路16中，响应于触发信号SET或SET'设置触发器161，以便将输出Q设置为H电平。在从输出Q的上升沿起经过恒定时间之后，定时器电路162将输出设置为H电平，并且响应于此，触发器161被重置，使得输出Q被设置为L电平。因此，触发器161的输出Q中的脉冲CP的脉冲宽度W变为恒定。驱动控制电路18随后生成脉冲宽度与脉冲CP相同的驱动脉冲信号DRVH，以便使第一输出晶体管QH导通等于脉冲宽度W的时间段。此外，在将驱动脉冲信号DRVH设置为L电平之后，驱动控制电路18输出另一驱动脉冲信号DRVL（H电平）以使第二输出晶体管QL导通。随后，当在正向方向上从地VCC通过第二输出晶体管QL流过电感器LOUT的电感器电流IL变为零时，驱动控制电路18响应于从过零比较器24输出的过零检测信号ZC的H电平将驱动脉冲信号DRVL设置为L电平。

这样，在根据第二实施例的开关稳压器中，可以理解，第一输出晶体管QH的驱动脉冲DRVH的脉冲宽度具有恒定值W，并且根据负载电路的负载条件，在其间提供电流的驱动时段中执行PFM控制以改变频率。

当电流感测放大器12的输出电压CS超过允许时，过流保护电路26允许驱动控制电路18将驱动脉冲信号DRVH、DRVL设置为L电平，以便暂停输出晶体管QH、QL的驱动操作。藉此，防止了过多的电流在电感器LOUT中流动。该过多电流的示例性情况是第二供电电压VOUT和地在负载电路2中短路。在该情况下，过流保护电路26避免了负载电路2和电感器LOUT中的过多的电流。

在检测到由反馈环路FB反馈的第二供电电压COUT的电压电平过度增加到上限值以上或者过度降低到下限值以下时，过压和欠压保护电路28允许驱动控制电路18将驱动脉冲信号DRVH、DRVL两者设置为L电平，以便暂停输出晶体管QH、QL的驱动操作。藉此，将第二供电电压VOUT维持在上限值和下限值之间的电压范围内。

根据本实施例，当休眠使能信号SLP_EN#_A变为活跃（L电平）时，过流保护电路26以及过压和欠压保护电路28通过在休眠时段期间暂停操作来防止电流消耗。由于这些电路26、28是仅在意外饱和中需要的保护电路，因此特别地，当来自负载系统侧的休眠信号SLP#活跃（L电平）时，在休眠时段期间操作的必要是小的。因此，通过暂停操作以抑制休眠时段期间的电流消耗，可以对提高功率效率有贡献。替选地，还可以仅在闲置时段期间暂停电路26、28的操作，其中在休眠时段期间休眠使能信号SLP_EN#_B是活跃的（L电平）。

图9中所示的时序图图示了当休眠信号SLP#活跃（L电平）时的休眠时段期间的操作。与前面的描述相似，当在休眠时段期间通过下降的第二供电电压VOUT生成触发信号SET时，通过未示出的不活跃（H电平）的休眠使能信号SLP_EN#_B，电流感测放大器12、单脉冲生成电路16和过零比较器24的偏置电流继续执行起动操作，并且因此这些电路的操作继续。此外，响应于在规定延迟时间之后输入的经延迟的触发信号SET'，单脉冲生成电路16输出具有恒定脉冲宽度W的脉冲CP。驱动控制单元18随后输出脉冲宽度与脉冲CP相同的驱动脉冲信号DRVH，以使第一输出晶体管QH导通。随后，在使第一输出晶体管QH不导通之后，驱动控制电路18输出驱动脉冲信号DRVL以使第二输出晶体管QL导通，并且此外，响应于过零检测信号ZC，随后将驱动脉冲信号DRVL设置为L电平，以便使第二输出晶体管QL不导通。

图9中所示的延迟时间D被设置为大于起动电流感测放大器12、单脉冲生成电路16和过零比较器24的所需的时间并且包括该时间。此外，脉冲宽度W是脉冲CP和驱动脉冲DRVH的脉冲宽度，其是恒定的。

[第三实施例]

图10是根据第三实施例的开关稳压器的配置图。在图10中，开关稳压器的LSI芯片1被省略。在图10中，在配置上与图4的不同之处在于，电流比较器包括两个电流比较器14-1、14-2。第一电流比较器14-1是能够快速响应输入变化的电路，而第二电流比较器14-2是响应速度比第一电流比较器14-1慢的电路。

图11分别图示了电流比较器14-1、14-2的电路图。这两个电路具有相同的配置，每个电路包括：PMOS晶体管P1、P2，其将输出电压EOUT与CS进行比较；PMOS晶体管P3、P4，其作为PMOS晶体管P1、P2的负载而连接；以及输出PMOS晶体管P5，其栅极连接到PMOS晶体管P2的漏极端子。此外，每个电流比较器包括：偏置电流源IREF；PMOS晶体管P6、P7、P8，其构成用于分送来自偏置电流源IREF的偏置电流的电流镜电路；以及二级反相器INV1、INV2，其设置在输出侧。

快响应的第一电流比较器14-1的偏置电流源IREF1的电流产生了例如比慢响应的第二电流比较器14-2的偏置电流源IREF2大十倍的电流。尽管第一电流比较器14-1由于较大的偏置电流产生了较大的电流消耗，但是可以快速响应于输入EOUT和CS的变化而输出触发信号SET。再者，构成第一电流比较器14-1的每个PMOS晶体管可以具有比构成第二电流比较器14-2的每个PMOS晶体管小的晶体管尺寸，以便能够以较高的速度操作。

回来参照图10，第一和第二电流比较器14-1、14-2的输出通过或门34被输出到定时电路32，作为触发信号SET。在休眠时段中，当休眠使能信号SLP_EN#_A变为活跃（L电平）时，具有快响应和大电流消耗的第一电流比较器14-1的偏置电流源IREF被截断，使得其操作暂停。结果，在休眠时段期间，仅慢响应的第二电流比较器14-2通过将误差放大器10的输出EOUT与电流感测放大器12的输出CS比较来执行检测。

图12是图示图10中所示的开关稳压器的操作的时序图。与图7的不同之处在于，在图7中的时间t3，当误差放大器输出EOUT超过电流感测放大器输出CS时，电流比较器快速响应以基本上同时输出触发信号SET，而在图12中，由于慢响应的电流比较器14-2在休眠时段SLEEP中操作，因此时间t3-1偏离时间t3-2。就是说，误差放大器输出EOUT在时间t3-1超过电流感测放大器输出CS，然而，慢响应的电流比较器14-2在时间t3-2输出触发信号SET。生成触发信号SET之后的操作与图7中所示相同。因此，从时间t3-2到时间t4的时间段对应于操作已被暂停的电路的起动所将消耗的时间。

根据上述第三实施例，由于具有快响应和大电流消耗的第一电流比较器14-1的操作在休眠时段期间暂停，因此提高了轻负载下的功率效率。此外，还可以仅在休眠时段SLEEP期间操作慢响应的第二电流比较器14-2并且在其他时段中暂停其操作，使得快响应的第一电流比较器14-1操作。

[第四实施例]

图13是根据第四实施例的开关稳压器的配置图。在该开关稳压器的配置中，与图4中所示的配置的不同之处在于，除了具有宽栅极宽度和高驱动能力的输出晶体管QH、QL之外，作为输出晶体管，提供了具有较窄的栅极宽度和低驱动能力的输出晶体管QHd、QLd，以及用于向具有窄栅极宽度的输出晶体管QHd、QLd输出驱动脉冲DRVHD、DRVLD的缓冲器20d、22d。其他配置与图4相同。

在休眠时段期间，休眠使能信号SLP_EN#_A是活跃的（L电平），从而驱动器电路20、22暂停它们的操作。因此，不输出驱动脉冲DRVH、DRVL，并且因此不执行输出晶体管QH、QL的驱动操作。作为其替换，具有窄栅极宽度的输出晶体管QHd、QLd执行驱动操作。

为了驱动具有宽栅极宽度的输出晶体管QH、QL，驱动脉冲DRVH、DRVL必须被提供给其栅极电极以使栅极电极电压高。这需要大量的栅极电荷，伴随大的功耗，这被指定为栅极电荷损失。因此，根据第四实施例，由于在休眠时段期间确保没有负载侧的突然改变，因此对具有窄栅极宽度的输出晶体管QHd、QLd执行驱动控制，而对具有宽栅极宽度的输出晶体管QH、QL的驱动操作暂停，并且因此，在休眠时段期间抑制了功耗。

[第五实施例]

图14是根据第五实施例的开关稳压器的配置图。在该开关稳压器的配置中，与图4的不同之处在于，未提供单脉冲生成电路，通过提供振荡器36，该振荡器的输出被输入到驱动控制电路18。在图8中，开关稳压器通过具有固定脉冲宽度的驱动脉冲信号DRVH，使用脉冲频率调制（PFM）向第二供电电压VOUT提供电流。另一方面，在图14中所示的示例中，驱动控制电路18生成具有通过脉冲宽度调制（PWM）获得的脉冲宽度的驱动脉冲信号DRVH。驱动控制电路18并入使用振荡器36的振荡时钟的PWM电路。

这样，在执行PWM控制的开关稳压器中，电流感测放大器12和过零比较器24的偏置电流在休眠时段期间也通过活跃（L电平）的休眠使能信号SLP_EN#_B截断，使得它们的操作暂停。此外，将用于PWM控制的驱动控制电路18中的放大器（未示出）的操作也暂停。因此，可以在轻负载下提高功率效率。

在图14中所示的开关稳压器中，没有提供单脉冲生成电路16，然而，驱动控制电路18具有脉冲生成电路的功能并且驱动脉冲信号DRVH、DRVL对应于控制脉冲。

如上文已描述的，响应于已从负载系统侧提供确保不发生突然负载改变的休眠信号，根据各实施例的开关稳压器在负载电路侧需要电流提供的时间以外的时间使主控制电路的操作暂停，并且仅维持最小电路（误差放大器10和电流比较器14）中的操作状态。在检测到负载电路需要电流提供时，开关稳压器通过起动暂停的电路来提供电流。因此，可以提高轻负载条件下的功率效率。

Claims

1.一种开关稳压器，其控制向电感器提供电流的第一输出晶体管并且从第一供电电压生成第二供电电压，所述开关稳压器具有：

误差放大器，被配置成放大所述第二供电电压和第一参考电压之间的差；

电流感测放大器，被配置成将流过所述电感器的电感器电流转换成电压；

电流比较器，被配置成将所述误差放大器的输出电压与所述电流感测放大器的输出电压进行比较，以便在所述第二供电电压降低时输出触发信号；

脉冲生成电路，被配置成响应于所述触发信号生成控制脉冲以驱动所述第一输出晶体管；以及

休眠控制电路，被配置成通过从被提供所述第二供电电压的负载侧提供的休眠信号，在休眠时段期间暂停所述电流感测放大器或所述脉冲生成电路的操作，并且响应于所述触发信号，暂时继续所述电流感测放大器或所述脉冲生成电路的被暂停的操作，并且随后再次暂停操作，

其中在所述休眠时段中，所述脉冲生成电路在所述触发信号出现后经过规定时间之后生成所述控制脉冲。

2.根据权利要求1所述的开关稳压器，

其中，所述脉冲生成电路包括单脉冲生成电路，所述单脉冲生成电路被配置成响应于所述触发信号，生成具有如所述控制脉冲的恒定脉冲宽度的单触发脉冲。

3.根据权利要求2所述的开关稳压器，

其中，所述单脉冲生成电路包括：触发器，其被配置成响应于所述触发信号，变为第一状态并且输出所述控制脉冲的正向沿；以及定时器电路，其被配置成使所述正向沿延迟，其中所述触发器通过经延迟的正向沿变为第二状态并且输出所述控制脉冲的反向沿，以及

其中，在所述休眠时段期间，当所述脉冲生成电路暂停并且继续操作时，所述定时器电路分别暂停并且继续操作。

4.根据权利要求1所述的开关稳压器，

其中，所述电流感测放大器在偏置电流被提供时变为操作状态，并且在所述偏置电流被截断或抑制时变为暂停状态。

5.根据权利要求1所述的开关稳压器，

其中，所述脉冲生成电路包括：

驱动控制电路，被配置成控制设置在所述第一供电电压和第二参考电压之间的所述第一晶体管以及第二晶体管，使得通过使所述第一输出晶体管导通，电感器电流在正向方向上流过所述电感器，并且随后通过使所述第一输出晶体管不导通并且同时使所述第二输出晶体管导通，所述电感器电流继续在所述正向方向上流过所述电感器，其中所述电感器设置在所述第一晶体管和所述第二晶体管的相互连接节点和输出端子之间；以及进一步包括：

过零比较器，被配置成检测所述电感器电流从所述正向方向切换到反向方向，以及

其中，响应于所述过零比较器的检测输出，所述驱动控制电路将所述第二输出晶体管从导通切换到不导通，以及

其中，响应于所述过零比较器的检测输出，所述休眠控制电路使所述电流感测放大器或所述脉冲生成电路的操作从暂时重新继续状态暂停。

6.根据权利要求1所述的开关稳压器，

其中，所述休眠控制电路进行控制，使得所述电流比较器在所述休眠时段以外的时间以第一响应速度进行操作，并且在所述休眠时段期间以低于所述第一响应速度的第二响应速度进行操作。

7.根据权利要求1所述的开关稳压器，进一步包括：

第一小输出晶体管，被配置成包括尺寸比所述第一输出晶体管小并且与所述第一输出晶体管并联设置的晶体管；以及

驱动控制电路，被配置成在所述休眠时段以外的时间响应于所述控制脉冲来驱动所述第一输出晶体管，而在所述休眠时段期间暂停响应于所述控制脉冲驱动所述第一输出晶体管并且驱动所述第一小输出晶体管。

8.根据权利要求1所述的开关稳压器，进一步包括：

过流保护电路，被配置成在所述电流感测放大器的输出电压超过第一保护电压时，通过使所述第一输出晶体管不导通来控制所述电感器电流不超过与所述第一保护电压对应的电流，

其中所述过流保护电路在所述休眠时段期间暂停操作。

9.根据权利要求1所述的开关稳压器，进一步包括：

过压和欠压保护电路，被配置成在所述第二供电电压偏离在第二保护电压和高于所述第二保护电压的第三保护电压之间的操作电压范围时，通过使所述第一输出晶体管不导通来控制所述第二供电电压不偏离所述操作电压范围，

其中所述过压和欠压保护电路在所述休眠时段期间暂停操作。

10.根据权利要求1所述的开关稳压器，进一步包括：

定时电路，被配置成在所述休眠时段期间使所述触发信号延迟所述规定时间并且将经延迟的触发信号提供给所述脉冲生成电路，而在所述休眠时段以外的时间不使所述触发信号延迟。

11.一种开关稳压器，其控制设置在第一供电电压和参考电压之间、并且电感器设置在相互连接节点处的第一输出晶体管和第二输出晶体管，以从所述第一供电电压生成第二供电电压，所述开关稳压器包括：

驱动控制单元，被配置成响应于所述触发信号生成第一驱动脉冲以驱动所述第一输出晶体管，并且在驱动所述第一输出晶体管之后生成第二驱动脉冲以驱动所述第二输出晶体管；以及

休眠控制电路，被配置成通过从被提供所述第二供电电压的负载侧提供的休眠信号，在休眠时段期间暂停所述电流感测放大器或所述驱动控制单元的操作，并且响应于所述触发信号的出现，暂时继续所述电流感测放大器或所述驱动控制单元的被暂停的操作，并且随后再次暂停操作，

其中在所述休眠时段中，所述驱动控制单元在所述触发信号出现后经过规定时间之后生成所述第一驱动脉冲。

12.根据权利要求11所述的开关稳压器，

其中，所述驱动控制单元包括：

脉冲生成电路，被配置成在所述休眠时段以外的时间响应于所述触发信号生成控制脉冲，并且在所述休眠时段中在所述触发信号出现后经过规定时间之后生成所述控制脉冲；以及

驱动控制电路，被配置成根据所述控制脉冲生成所述第一驱动脉冲和所述第二驱动脉冲，以及

其中，在所述休眠时段期间，所述驱动控制单元中的所述脉冲生成电路暂停并且继续操作。

13.根据权利要求11所述的开关稳压器，

其中，所述驱动控制单元在所述休眠时段期间，生成所述第一驱动脉冲，所述第一驱动脉冲的脉冲宽度在所述触发信号出现后经过规定时间之后被调制，并且在所述休眠时段以外的时间，在不经过所述规定时间的情况下，响应于所述触发信号，生成脉冲宽度经调制的第一驱动脉冲。