CN101330257A - 直流电压转换器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种直流电压转换器，其中，包括一电感、一脉冲宽度调节器、一负载感测电路、一可调式使能信号产生器、以及一功率晶体管组。该脉冲宽度调节器将根据一转换电压输出端的电压产生一脉冲。该负载感测电路负责感测一负载电流的大小。根据该脉冲以及该负载电流的大小，该可调式使能信号产生器产生一PMOS使能信号以及一NMOS使能信号。其中，该负载电流愈大，则该PMOS使能信号与该NMOS使能信号之间的一第一停滞时间愈短。该功率晶体管组包括至少一PMOS与一NMOS，用以将该转换电压输出端经由该电感耦接至一原始直流电压源或一接地端。所述PMOS与NMOS的导通状况将分别由该PMOS使能信号与该NMOS使能信号控制。

Description

直流电压转换器

技术领域

本发明涉及一种直流电压转换器(DC-DC converter)。

背景技术

随着系统芯片整合(SOC)技术日益成熟，可携式消费电子产品的尺寸愈来愈小。相对地，电池可占据的空间亦愈来愈小，将对电池蓄电力造成限制。然而，高能量密度的电池技术通常相当昂贵，不符合商业成本。因此，本发明转而以降低直流电压转换器的功率损耗来延长产品的使用时间与电池的寿命。直流电压转换器的功能为转换电池电位至系统所需的电位。若能减少其中不必要的功率损耗并且降低噪声，便能提升功率转换效能并且有效地延长电池寿命。

图1为传统直流电压转换器的基本架构，其中，采用传统脉冲宽度调节模式(PWM)。功率晶体管组的P型金属氧化物半导体晶体管M_p(PMOS)与N型金属氧化物半导体晶体管M_n(NMOS)的导通状况乃由一脉冲102所控制。该脉冲102的脉冲宽度将随着一转换电压输出端的电压值(V_out)调整。然而，此控制方式在PMOS(M_p)与NMOS(M_n)一个关一个开的切换瞬间，很容易发生大导通电流由一原始直流电压源V_in经晶体管M_p与M_n流到接地端，造成严重的功率损耗。因此，常见的解决方法为错开晶体管M_p与M_n的切换时间：令该PMOS(M_p)切换至不导通与该NMOS(M_n)切换至导通的动作之间存在一第一停滞时间(deadtime)；并且令该NMOS(M_n)切换至不导通与该PMOS(M_p)切换至导通的动作之间存在一第二停滞时间。此时，该PMOS(M_p)的导通与否乃由一P型金属氧化物半导体晶体管使能信号SW_P(以下简称PMOS使能信号)决定；并且该NMOS(M_n)的导通与否乃由一N型金属氧化物半导体晶体管使能信号SW_N(以下简称NMOS使能信号)决定。

然而，上述停滞时间的长短必须精心设计。上述停滞时间若太短，则仍会造成上述大导通电流。反之，上述停滞时间若太长，则会造成基体二极管导通的现象(body diode conduction)。图2以图1一第一节点V_x的信号波形说明不当停滞时间的影响。在现有技术中，该第一停滞时间206通常为固定值。然而，在该第一停滞时间206中，该第一节点V_x的电压下降速度与负载有关。在轻载状况下，该第一节点V_x的电压下降较慢，如波形202所示。该NMOS(M_n)相形之下过早导通，造成该第一节点V_x上的寄生电荷经由该NMOS(M_n)漏掉。在重载状况下，该第二节点V_x的电压下降较快，如波形204所示。该NMOS(M_n)相形之下过晚导通，将产生基体二极管导通。为了克服上述状况，本发明将提出一技术，使该第一停滞时间得以随着负载改变。

除了上述基体二极管导通现象外，图3以该第一节点V_x的信号说明一接地噪声(ground bounce ripple)。如图所示，除了不当的第一停滞时间302与第二停滞时间304所可能造成的基体二极管导通现象306与308外，该第一节点V_x有可能在该PMOS使能信号SW_P导通该PMOS(M_p)的瞬间发生一接地噪声310。本发明更将提出一种技术避免该接地噪声发生。

发明内容

本发明提供一种直流电压转换器，其中，包括一电感、一脉冲宽度调节器、一负载感测电路、一可调式使能信号产生器、以及一功率晶体管组。该脉冲宽度调节器将根据该直流电压转换器的一转换电压输出端的电压产生一脉冲。该负载感测电路负责感测该直流电压转换器的一负载电流的大小。根据该脉冲以及该负载电流的大小，该可调式使能信号产生器产生一P型金属氧化物半导体晶体管使能信号以及一N型金属氧化物半导体晶体管使能信号，其中，该负载电流愈大，则该P型金属氧化物半导体晶体管使能信号与该N型金属氧化物半导体晶体管使能信号之间的一第一停滞时间愈短。该功率晶体管组包括至少一P型金属氧化物半导体晶体管与一N型金属氧化物半导体晶体管，用以将该转换电压输出端经由该电感耦接至一原始直流电压源或一接地端。上述P型金属氧化物半导体晶体管使能信号负责导通/不导通上述P型金属氧化物半导体晶体管。上述N型金属氧化物半导体使能信号负责导通/不导通上述N型金属氧化物半导体晶体管。

此外，在某些实施方式中，上述功率晶体管组的P型金属氧化物半导体晶体管部分为彼此并联的多个P型金属氧化物半导体晶体管，并且该直流电压转换器更包括一接地噪声控制器。该接地噪声控制器将分段导通所述P型金属氧化物半导体晶体管。在不同阶段中，上述P型金属氧化物半导体晶体管的导通情形将随着该负载电流的大小而调整。

为让本发明的上述和其它目的、特征、和优点能更明显易懂，下文特举出数个实施例，并配合附图作详细说明。

附图说明

图1为传统直流电压转换器的基本架构；

图2以图1一第一节点V_x的信号波形说明不当停滞时间的影响；

图3以该第一节点V_x的信号说明接地噪声；

图4为本发明的直流电压转换器的一种实施方式；

图5为本发明可调式使能信号产生器的一种实施方式；

图6为本发明负载感测器的一种实施方式；

图7为本发明电流驱动串联反相器延迟电路的一种实施方式；

图8以流程图简述本发明第一电流源校正单元校正该第一电流源I_B时所采用的一种方法；

图9以V_x波形图比较不同负载下，V_x的上升速度；

图10为本发明的直流电压转换器的一种实施方式；

图11示出了本发明接地噪声控制器的一种实施方式；以及

图12为本发明直流电压转换器的一种实施方式。

附图符号说明

102-脉冲；

202-轻载的V_x信号；

204-重载的V_x信号；

206-第一停滞时间；

302-第一停滞时间；

304-第二停滞时间；

306、308-基体二极管导通现象；

310-接地噪声；

402-脉冲宽度调节器；

404-负载感测器；

406-可调式使能信号产生器；

408-功率晶体管组；

410、412-驱动电路；

414-可调式停滞时间控制器；

416-零电流检测电路；

502-第一停滞时间控制电路；

504-电流补偿电路；

506-510-晶体管；

512-零电流检测电路；

514-负载感测器；

516、518-可调式电流源；

520、522-电流源；

602-取样保持电路；

604-电压-电流转换电路；

606-电流驱动串联反相器延迟电路；

608-第一电流源校正单元；

702-延迟单元；

704-D型触发器；

902-重载的V_x波形；

902-轻载的V_x波形；

1002-接地噪声控制器；

1004-驱动电路；

1102-接地噪声控制器；

1104-驱动电路；

1106、1108-延迟电路；

1110-解码器；

1202-脉冲宽度调节器；

1204-电流感测电路；

1206-电流驱动串联反相器延迟电路；

D₁-D_N-数字信号；

I_a-第一驱动电流；

I_B-第一电流源；

I_load1-负载基准点；

I_s-第二驱动电流；

M_n-NMOS；

M_p-PMOS；

M_p1-M_pN-PMOS；

SW_N-NMOS使能信号；

SW_P-PMOS使能信号；

SW_PD、SW_PD2-PMOS使能延迟信号；

SW_P’-NMOS使能参考信号；

V_en-补偿使能信号；

V_in-原始直流电压源；

V_mode-撷取信号；

V_out-转换电压；

V_switch-脉冲；以及

V_x-第一节点的电压。

具体实施方式

图4为本发明的直流电压转换器的一种实施方式，其中，包括一电感L、一脉冲宽度调节器402、一负载感测电路404、一可调式使能信号产生器406、以及一功率晶体管组408。如图所示，该直流电压转换器的一转换电压输出端的电压V_out经由串联电阻R₁与R₂分压后所产生的一反馈电压V_FB将输入该脉冲宽度调节器402。该脉冲宽度调节器402将随着V_out的变化调整所输出的一脉冲V_switch的脉冲宽度。该负载感测电路404负责感测该直流电压转换器的一负载电流的大小，并且将感测到的结果输入该可调式使能信号产生器406。该可调式使能信号产生器406将根据该脉冲V_switch与该负载电流的大小产生一P型金属氧化物半导体晶体管使能信号SW_P(以下简称PMOS使能信号)以及一N型金属氧化物半导体晶体管使能信号SW_N(以下简称NMOS使能信号)。其中，该负载电流愈大，则该PMOS使能信号SW_P与该NMOS使能信号SW_N之间的一第一停滞时间愈短。该功率晶体管组包括至少一P型金属氧化物半导体晶体管M_p(以下简称PMOS)与一N型金属氧化物半导体晶体管M_n(以下简称NMOS)，用以分别将该转换电压输出端V_out经由该电感L耦接至一原始直流电压源V_in或一接地端。上述PMOS(M_p)的导通状态乃由该PMOS使能信号SW_P所控制。上述NMOS(M_n)的导通状态乃由该NMOS使能信号SW_N所控制。在某些实施方式中，该PMOS使能信号SW_P更经由一驱动电路410耦接该PMOS(M_p)的栅极端；并且该NMOS使能信号SW_N更经由一驱动电路412耦接该NMOS(M_n)的栅极端。当该PMOS使能信号SW_P为其使能状态(低电平时)，该驱动电路410将确保该PMOS(M_p)的栅极端电压逼近该接地端，以确实导通该PMOS(M_p)。当该NMOS使能信号SW_N为其使能状态(高电平时)，该驱动电路412将确保该NMOS(M_n)的栅极端电压逼近该原始直流电压源V_in，以确实导通该NMOS(M_n)。

参阅图4，该可调式使能信号产生器406包括一可调式停滞时间控制器414以及一零电流检测电路416(zero current detector，ZCD)。图5为本发明可调式使能信号产生器的一种实施方式，其中，包括一第一停滞时间控制电路502、一第一电流源I_B、以及一电流补偿电路504。该第一停滞时间控制电路502负责控制上述第一停滞时间，其中，包括串联的多个反相器。所述反相器由一第一驱动电流I_a所驱动。其中，该第一停滞时间控制电路502的输入端检测到该PMOS使能信号SW_P的一上升动作后，其输出端将触发该NMOS使能信号SW_N的上升动作。如图所示的实施方式，当该脉冲V_switch为高电平时，晶体管506与508导通，该PMOS使能信号SW_P上升至高电平。此高电平信号经该第一停滞时间控制电路502的反相器处理后将转换为低电平信号输出至晶体管510的栅极。该晶体管510因而导通，使一NMOS使能参考信号SW_P’亦拉升至高电平。此上升的NMOS使能参考信号SW_P’将令一零电流检测电路512所输出的一NMOS使能信号SW_N拉升至高电平。观察上述动作，可发现该PMOS使能信号SW_P的上升动作与该NMOS使能信号SW_N的上升动作之间的时间差(称第一停滞时间)与该第一停滞时间控制电路502内的反相器的传递速度有关。所述反相器的传递速度与其驱动电流(第一驱动电流I_a)成正比。该第一驱动电流I_a愈大，则该第一停滞时间愈短。

以下观察该第一驱动电流I_a与上述负载电流的关系。该第一驱动电流I_a的主要来源为该第一电流源I_B与该电流补偿电路504。该电流补偿电路504乃由一补偿使能信号V_en启动，用以根据该负载电流的大小输出一补偿电流(ΔI’或-ΔI)。V_en信号是由一Soft Start电路来控制。在进行Soft Start之时，该Soft Start电路所输出的V_en信号将令该电流补偿电路504处于关闭的状态。当该电流补偿电路504未启动时，该第一驱动电流I_a仅由该第一电流源I_B提供。当Soft Start结束后，V_en信号将启动该电流补偿电路504。此时，该第一驱动电流I_a为该第一电流源I_B与该补偿电流(ΔI’或-ΔI)之和。该补偿电流(ΔI’或-ΔI)将令该第一驱动电流I_a正比于该负载电流。综上所述，可知该负载电流愈大，则该第一第一驱动电流I_a愈大，该第一停滞时间控制电路502传递信号速度愈快，则该第一停滞时间愈短。图5所示的可调式使能信号产生器将令该第一停滞时间的长度与该负载电流的大小成反比，可提供适当的第一停滞时间避免上述大导通电流与基体二极管导通现象发生。

图6为本发明负载感测器的一种实施方式，其中，包括一感测电压产生器(未显示在图中)、一取样保持电路602、一电压-电流转换电路604、一电流驱动串联反相器延迟电路606、以及一第一电流源校正单元608。该感测电压产生器负责产生与该负载电流成正比的一感测电压V_sense。该取样保持电路602负责取样该感测电压V_sense。该电压-电流转换电路604将转换该感测电压V_sense成一第二驱动电流I_s。以图7所示的电流驱动串联反相器延迟电路为例，其中，包括串联的多个延迟单元702、以及多个D型触发器704。其中，上述延迟单元702乃由串联的多个反相器所组成，所述反相器的驱动电流皆为该第二驱动电流I_s。一信号V_reset将在一取样区间上升至高电平，并且经由所述延迟单元传递。上述D型触发器704分别对应所述延迟单元702，统一由一撷取信号V_mode触发，以撷取所述延迟单元的输出端信号以产生多个数字信号(D₁-D_N)。由于该第二驱动电流I_s正比该负载电流，因此该负载电流愈大，则该第二驱动电流I_s愈大，所述第二驱动电流I_s所驱动的反相器的信号传递速度愈快。该高电平信号在所述延迟单元中的传递速度愈快，将导致所述数字信号(D₁-D_N)愈多为高电平。因此，藉由判断所述数字信号(D₁-D_N)中高电平信号的数量，即可判断出该负载电流的大小。参阅图6，基于所述数字信号(D₁-D_N)、或所述数字信号中的k位，该第一电流源校正单元608将在SoftStart结束后开启图5的电流补偿电路504的际校正该第一电流源I_B。校正完毕的第一电流源I_B将令该直流电压转换器在一负载基准点I_load1上拥有最佳的上述第一停滞时间。

参阅图5的实施方式，在该第一电流源I_B校正完毕后，该负载感测器514将以校正后的值驱动该第一电流源I_B，并且以该电压-电流转换电路604所产生的第二驱动电流I_s驱动可调式电流源516与518。在此实施方式中，该电流补偿电路504更包括两个电流源520与522，其电流值I_B1即负载为该负载基准点I_load1时该电压-电流转换器604所输出的上述第二驱动电流I_s。参阅图5，该电流补偿电路504启动后，该第一驱动电流I_a将随该负载电流变化。在负载大于该负载基准点I_load1的状况下，I_s将大于I_B1，仅电流源518与522会有作用，所以仅ΔI’(＝I_s-I_B1)有值。如图所示，该第一驱动电流I_a的值为I_B+ΔI’。此时，该电流补偿电路504所产生的补偿电流为ΔI’。在负载小于该负载基准点I_load1的状况下，I_s将小于I_B1，仅电流源516与520会有作用，所以仅ΔI(＝I_B1-I_s)有值。如图所示，该第一驱动电流I_a的值为I_B-ΔI。此时，该电流补偿电路504所产生的补偿电流为-ΔI。仔细观察上述情形，可发现该第一驱动电流I_a与该第二驱动电流I_s呈正比，两者关系为I_a＝I_B+I_s-I_B1。又该第二驱动电流I_s与负载电流呈正比，故该第一驱动电流I_a正比于负载电流。如此一来，负载电流上升，则该第一驱动电流I_a上升，将导致该第一停滞时间控制电路502传递信号的速度愈快，该第一停滞时间愈短。此控制可让该第一停滞时间随着负载电流上升而缩小，将避免传统技术中常见的大导通电流或基体二极管导通现象发生。此外，因制程的缘故而使电流源516、518、520和522在负载基准点I_load1有些许的漂移，这个问题也可以通过第一电流源校正单元608在校准I_B时同步作修正的动作。

图8以流程图简述本发明第一电流源校正单元校正该第一电流源I_B时所采用的一种方法。上述校正的基础如下。若该第一停滞时间不适当，将使稳压器造成功率损耗，导致该时钟的工作区间变长，该感测电压V_sense上升。如此一来，所述数字信号(D₁-D_N)中“1”的数量将增多。此校正动作的目的，是找出最恰当的I_B值，令所述数字信号(D₁-D_N)中“1”的数量为最少。在图8中，此方法开始时，将令该直流电压转换器的负载处于该负载基准点I_load1，接着，步骤802将计数所述数字信号(D₁-D_N)中“1”的数量，并将结果存于A。步骤804以I_cal正向调整该I_B。步骤806再次计数所述数字信号(D₁-D_N)中“1”的数量，并且将结果存于B。步骤808比较A与B的大小，判断步骤804的正向调整是否恰当。若A＞B，则表示上述正向调整方向正确，接续执行步骤810，将A值更新为B，并且持续正向调整(步骤804)。若判断式808的答案为否定，则表示上一次的调整并不适当，必须执行步骤812，将错误的调整修正回来。接着，进入步骤814确认是否已执行过步骤810。若执行过步骤810，则代表I_B的理想值大于初始值，并且目前I_B为最适当的值，可结束I_B校正动作。若尚未执行过步骤810，则代表I_B的理想值小于初始值，必须朝负向调整。此时，整个校正流程将进入步骤816至824，直到求得适当的I_B值。

此外，本发明更提出抑制接地噪声的技术。由于大尺寸的功率晶体管PMOS一旦瞬间开启，这时将会有将当大的电流通过电压源产生出来，因此图3的310接地噪声势必无可避免，导致V_x会有震荡并超过电压源的现象。仔细研究该接地噪声的发生原因后，发现若能以渐进方始导通该功率晶体管的PMOS，则能抑制接地噪声发生。亦即先让小尺寸的功率晶体管PMOS导通，以小电流让V_x接近电压源，接着再循序开启大尺寸的功率晶体管PMOS。此外，在不同的负载条件下，该第一节点的电压V_x上升速度会不同，故所述PMOS的导通状况也需随之调整。图9以V_x波形图比较不同负载下，V_x的上升速度。波形902为重载时的V_x波形。由于重载时，功率晶体管所提供的电流大都经电感L流至负载端，因此V_x的上升速度慢。波形904为轻载时的V_x波形。由于轻载时，功率晶体管所提供的电荷大多能存储在该第一节点的寄生电容上，因此V_x的上升速度快。综上所述，不只要分段渐进地导通功率晶体管组的PMOS，更必须随着负载电流的大小调整各阶段中PMOS的启动量。

图10为此技术的一种实施方式。与图4相较，图10将功率晶体管组408的PMOS(M_p)以多个小尺寸的PMOS(M_p1-M_pN)取代。所述PMOS(M_p1-M_pN)并联在该原始直流电压源V_in与一第一节点V_x之间。此外，图10更较图4多出一接地噪声控制器1002，将分段导通所述PMOS(M_p1-M_pN)，并且根据负载电流的大小控制所述PMOS在各阶段的导通量。其中，为了分别控制所述PMOS(M_p1-M_pN)，驱动电路1004亦须作相对的变化。

图11示出了本发明接地噪声控制器的一种实施方式，其中，该功率晶体管采用7个PMOS(M_p1-M_p7)。该接地噪声控制器1102包括两个延迟电路1106与1108、对应所述PMOS(M_p1-M_p7)的多路复用器Mux、以及一解码器1110。该PMOS使能信号SW_P经上述延迟电路1106与1108延迟后，产生PMOS延迟使能信号SW_PD与SW_PD2。所述多路复用器Mux将根据各自的选择信号自该PMOS使能信号SW_P与上述PMOS延迟使能信号SW_PD与SW_PD2中择一输出。所述多路复用器的输出经所对应的驱动电路(1104标示处)处理后，将导通所对应的PMOS。藉由SW_P、SW_PD、与SW_PD2之间的时间差，本发明得以分三阶段启动所述PMOS(M_p1-M_p7)。此外，上述选择信号来自该解码器1110。该解码器1110耦接本发明负载感测器，用以将代表负载大小的所述数字信号(D₁ ^-D₇)解码成上述选择信号。藉由所述选择信号，本发明得以根据负载调整各阶段中PMOS的启动状况。

举例说明之，假设上述七个PMOS(M_p1-M_p7)的面积分别为x1、x1、x2、x2、x2、x2、与x2，并且该负载大小分为轻载、中载、与重载三类。此外，假设该重载的默认值为该轻载默认值的三倍，并且该重载的默认值为该轻载的默认值的五倍。则本发明可令轻载时，所述PMOS(M_p1-M_p7)在三个阶段中的导通面积为x1、x6、x12；中载时，所述PMOS(M_p1-M_p7)在三个阶段中的导通面积为x3、x7、x12；重载时，所述PMOS(M_p1-M_p7)在三个阶段中的导通面积为x5、x8、x12。如此一来，PMOS导通时所产生的接地噪声将很容易被克服。

图12为本发明直流电压转换器的一种实施方式，不仅可以提供适当的第一停滞时间，更可避免接地噪声发生。其中，该脉冲宽度调节器1202内的一电流感测电路1204将用来提供上述感测电压V_sense供该负载感测器1206使用。

本发明虽以数个实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明的范围，任何熟习此项技艺者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可做些许的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视本发明的申请专利范围所界定者为准。

Claims (9)

1.一种直流电压转换器，包括：

一电感；

一脉冲宽度调节器，根据该直流电压转换器的一转换电压输出端的电压产生一脉冲；

一负载感测电路，感测该直流电压转换器的一负载电流的大小；

一可调式使能信号产生器，根据该脉冲以及该负载电流的大小产生一P型金属氧化物半导体晶体管使能信号以及一N型金属氧化物半导体晶体管使能信号，其中，该负载电流愈大，则该P型金属氧化物半导体晶体管使能信号与该N型金属氧化物半导体晶体管使能信号之间的一第一停滞时间愈短；以及

一功率晶体管组，包括至少一P型金属氧化物半导体晶体管与一N型金属氧化物半导体晶体管，分别将该转换电压输出端经由该电感耦接至一原始直流电压源或一接地端，其中，上述P型金属氧化物半导体晶体管与N型金属氧化物半导体晶体管的导通状态分别由该P型金属氧化物半导体晶体管使能信号与该N型金属氧化物半导体晶体管使能信号控制。

2.如权利要求1所述的直流电压转换器，其中，该可调式使能信号产生器包括：

一第一停滞时间控制电路，包括串联的多个反相器，所述反相器分别由一第一驱动电流驱动，其中，该第一停滞时间控制电路的输入端检测到该P型金属氧化物半导体晶体管使能信号的一上升动作后，其输出端将触发该N型金属氧化物半导体晶体管使能信号的上升动作；

一第一电流源；以及

一电流补偿电路，由一补偿使能信号启动，将根据该负载电流的大小输出一补偿电流；

其中，当该电流补偿电路未启动时，该第一驱动电流由该第一电流源提供；并且当该电流补偿电路启动时，该第一驱动电流为该第一电流源与该补偿电流之和，该补偿电流将令该第一驱动电流正比于该负载电流。

3.如权利要求2所述的直流电压转换器，其中，该负载感测器包括：

一感测电压产生器，产生与该负载电流成正比的一感测电压；

一取样保持电路，取样该感测电压；

一电压-电流转换电路，将该感测电压转换成一第二驱动电流；

一电流驱动串联反相器延迟电路，其中包括：

串联的多个延迟单元，由串联的多个反相器所组成，用以传递一高电平信号，其中，所述反相器分别由该第二驱动电流驱动；以及

多个D型触发器，分别对应所述延迟单元，统一由一撷取信号触发，用以撷取所述延迟单元的输出端信号以产生多个数字信号；以及

一第一电流源校正单元，在该电流补偿电路启动之际校正该第一电流源，令该直流电压转换器在一负载基准点上拥有最佳的上述第一停滞时间。

4.如权利要求3所述的直流电压转换器，其中，该补偿电流的值等于该第二驱动电流减去一第二电流源的电流值，该第二电流源所提供的电流大小即该直流电压转换器在该负载基准点时该电压-电流转换器所产生的上述第二驱动电流。

5.如权利要求4所述的直流电压转换器，其中，该第一电流源校正单元在该电流补偿电路尚未启动时所执行的动作包括：

以该负载基准点作为上述负载电流；

计数处于高电平的所述数字信号；

调整该第一电流源并且持续计数处于高电平的所述数字信号；以及

当最少所述数字信号为高电平时，停止调整该第一电流源。

6.如权利要求1所述的直流电压转换器，其中，该功率晶体管组包括彼此并联的多个上述P型金属氧化物半导体晶体管，用以将该转换电压输出端经该电感耦接至该原始直流电压源。

7.如权利要求6所述的直流电压转换器，其中，更包括一接地噪声控制器，用以分段导通所述P型金属氧化物半导体晶体管，其中，上述P型金属氧化物半导体晶体管在各阶段的导通情形与该负载电流的大小有关。

8.如权利要求7所述的直流电压转换器，其中，该接地噪声控制器包括：

多个延迟电路，用以延迟该P型金属氧化物半导体晶体管使能信号以产生多个P型金属氧化物半导体晶体管延迟使能信号；

多个多路复用器，对应所述P型金属氧化物半导体晶体管，各多路复用器的输入端皆耦接该P型金属氧化物半导体晶体管使能信号以及上述P型金属氧化物半导体晶体管延迟使能信号；

一解码器，耦接该负载感测器，将该负载电流的大小解码成多个选择信号供所述多路复用器使用；

9.如权利要求8所述的直流电压转换器，其中，当负载电流愈大时，所述P型金属氧化物半导体晶体管在一第一阶段中导通的数量愈多。

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