CN107425720A - 直流/直流转换器和其控制器、控制方法及电子设备 - Google Patents

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Abstract

公开了同步整流型的DC/DC转换器。脉冲调制器(202)生成脉冲信号(S1)，使得DC/DC转换器(100)的输出信号(VOUT)接近目标值(VOUT(REF))。若DC/DC转换器(100)的线圈电流(IL)的检测值与零交叉用的阈值交叉，则反向电流检测电路(204)认定反向电流检测信号(S2)，使DC/DC转换器(100)的同步整流晶体管(M2)截止。优化器(206)根据脉冲信号(S1)的周期，控制反向电流检测电路(204)的工作参数。

Description

直流/直流转换器和其控制器、控制方法及电子设备
技术领域
本发明涉及DC/DC转换器(开关调节器)。
背景技术
在近年来的移动电话终端、平板PC(Personal Computer；个人计算机)等的电子设备中，装载了需要比电池电压高的电源电压的液晶驱动器、和需要比电池电压低的电源电压的各种处理器。为了对这样的设备供给合适的电源电压，利用DC/DC转换器。
图1是同步整流型的降压DC/DC转换器100r的框图。DC/DC转换器100r在输入端子P1上接受直流的输入电压VIN，生成被稳定到规定的目标值VOUT(REF)的输出电压VOUT，供给到输出端子P2上所连接的负载。
DC/DC转换器100r包括开关晶体管M1、同步整流晶体管M2、电感器L1、输出电容器C1和控制器200。控制器200生成占空比(脉冲宽度)和开关频率的至少一个被调节的脉冲信号，使得输出电压VOUT接近目标值VOUT(REF)，根据该脉冲信号，将开关晶体管M1和同步整流晶体管M2进行开关。
图2(a)～图2(c)是DC/DC转换器100r的工作波形图。假设线圈电流IL向输出电容器C1流入的方向为正。图2(a)表示重负载时的波形，图2(b)表示轻负载时的波形。如图2(b)所示，若输出电流IOUT下降，则线圈电流IL反向流动，如附加了阴影线那样变为负。负的线圈电流IL通过同步整流晶体管M2被接地遗弃，消耗无谓的电力。
为了防止线圈电流IL的反向电流造成的效率下降，在轻负载时使用不连续模式。图2(c)表示不连续模式的工作波形图。在不连续模式中，若检测到线圈电流IL的反向电流，则将开关晶体管M1、同步整流晶体管M2双方截止，设为高阻抗状态。由此，负的线圈电流IL被断路，效率被改善。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2008-109761号公报
专利文献2：日本特开2004-312913号公报
发明内容
发明要解决的问题
本发明人对不连续模式研究的结果，完成了对以下的课题的认识。图3(a)～图3(c)表示不连续模式的工作波形。控制器利用比较器检测线圈电流IL的反向电流。具体而言，通过电流检测电路检测线圈电流IL，比较器将线圈电流IL的检测值与稍高于零的阈值ITH进行比较，若检测到它们的交叉，则认定ZEROCOMP信号。然后，将ZEROCOMP信号的认定作为触发，同步整流晶体管M2断开。延迟τDET表示电流检测电路和比较器的检测延迟，τDRV表示同步整流晶体管M2的驱动器等的传播延迟。
如图3(a)所示，以使在IL完全为零的理想零交叉点中同步整流晶体管M2截止，考虑检测延迟τDET和传播延迟τDRV以及线圈电流IL的斜率，来设计阈值ITH。可是，检测延迟τDET和传播延迟τDRV未必是固定的，有偏差。
例如在电流检测电路中对线圈电流IL的检测使用滤波器电路的情况下，因该滤波器电路的结构部件的偏差，检测延迟τDET偏移。或者在同步整流晶体管M2和驱动器被外置的应用中，传播延迟τDRV的偏差变得明显。
如图3(b)所示，在总延迟(τDET+τDRV)比图3(a)的设计值短的情况下，在正的线圈电流IL流动的期间，同步整流晶体管M2断开(turn off)。其结果，线圈电流IL在与同步整流晶体管M2并联的续流二极管(本体)中流动，效率下降。
如图3(c)所示，在总延迟(τDET+τDRV)长于图3(a)的设计值的情况下，负的线圈电流IL流动，效率仍然下降。再者，在升压型、升降压型的DC/DC转换器中也产生同样的问题。
本发明是在这样的状况中完成的发明，其某一方式的例示性的目的之一在于，提供改善了效率的同步整流型的DC/DC转换器。
解决问题的方案
本发明的某一方式，涉及同步整流型的DC/DC转换器的控制器。控制器包括：脉冲调制器，生成脉冲信号，使得DC/DC转换器的输出信号接近目标值；反向电流检测电路，若DC/DC转换器的线圈电流的检测值与零交叉用的阈值交叉，则认定反向电流检测信号，并使DC/DC转换器的同步整流晶体管截止；以及优化器，根据脉冲信号，控制反向电流检测电路的工作参数。
本发明研究的结果，认识到轻负载状态中生成的脉冲信号的周期(或者间隔、不连续模式的高阻抗区间的长度)和DC/DC转换器的效率有相关。因此，通过根据脉冲信号，使反向电流检测电路的工作参数变化，可以改善效率。
再者，反向电流检测电路的工作参数包含可以调节从线圈电流的检测值和阈值的交叉起至同步整流晶体管的断开为止的延迟时间的各式各样的工作参数。
优化器也可以根据脉冲信号的周期控制反向电流检测电路的工作参数。优化器也可以控制反向电流检测电路的工作参数，使得脉冲信号的周期接近最大值。效率的最大点与脉冲信号的周期的最长点一致、或在其附近存在。因此，通过使得脉冲信号的周期增长那样变化，可以改善效率。或者也可以控制反向电流检测电路的工作参数，使得脉冲信号的周期被包含在规定的范围中。
优化器也可以在比脉冲信号的周期长的间隔有效。间隔的期间，通过将优化器停止，可以降低功耗。
优化器也可以包括测量脉冲信号周期的周期计数器。
周期计数器也可以测量两次脉冲信号的周期，然后停止工作至下次测量为止。优化器使用紧接暂停期间之前的工作参数进行第1次测量，使用从第1次测量中使用的工作参数起变化了规定级(step)的工作参数进行第2次测量，根据两次测量值的比较结果，确定在下次暂停期间使用的工作参数。
优化器也可以可切换正常状态(up state)和停机状态(down state)，在正常状态中，第2次测量中使用的工作参数是使第1次测量中使用的工作参数向第1方向变化的工作参数，在停机状态中，第2次测量中使用的工作参数是使第1次测量中使用的工作参数向与第1方向相反方向的第2方向变化的工作参数。
优化器也可以在第2次测量值比第1次测量值长时，使工作参数比第2次工作参数进一步向第1方向变化，将优化器设为正常状态，在第2次测量值比第1次测量值短时，使工作参数比第2次工作参数向第2方向变化，将优化器设为正常状态。
反向电流检测电路也可以包括将线圈电流的检测值和阈值进行比较的比较器、以及使比较器的输出延迟而生成反向电流检测信号的可变延迟电路。优化器也可以控制可变延迟电路的延迟时间。
反向电流检测电路也可以包括将线圈电流的检测值和阈值进行比较的比较器。优化器也可以控制比较器的偏置电压。
反向电流检测电路也可以包括将线圈电流的检测值与阈值比较的比较器。优化器也可以控制阈值。
线圈电流的检测值也可以根据DC/DC转换器的电感器的两端间的电压而生成。
这种情况下，利用电感器的串联电阻检测线圈电流，但为了提取串联电阻的电压降，同时使用滤波器。根据该方式，可以抑制滤波器的时间常数和电感器的电感偏差所引起的效率下降。
线圈电流的检测值也可以根据与DC/DC转换器的电感器串联地设置的检测电阻的电压降而生成。线圈电流的检测值也可以根据DC/DC转换器的同步整流晶体管的两端间的电压而生成。
控制器也可以被一体集成在一个半导体基板上。
本发明的另一方式，与同步整流型的DC/DC转换器有关。DC/DC转换器包括上述任何一个控制器。
本发明的另一方式也与同步整流型的DC/DC转换器有关。DC/DC转换器包括：脉冲调制器，生成脉冲信号，使得DC/DC转换器的输出信号接近目标值；电流检测电路，生成DC/DC转换器的线圈电流的检测值；反向电流检测电路，若线圈电流的检测值与零交叉用的阈值交叉，则认定反向电流检测信号；驱动器，根据脉冲信号，驱动DC/DC转换器的开关晶体管和同步整流晶体管，并且若检测信号被认定，则将DC/DC转换器的同步整流晶体管截止；以及优化器，根据脉冲信号，控制反向电流检测电路的工作参数。
再者，以上构成要素的任意组合、本发明的构成要素和表现在方法、装置、系统等之间相互置换的结果，作为本发明的方式也有效。
发明的效果
根据本发明的某一方式，可以改善同步整流型的DC/DC转换器的效率。
附图说明
图1是同步整流型的降压DC/DC转换器的框图。
图2(a)～图2(c)是DC/DC转换器的工作波形图。
图3(a)～图3(c)是表示不连续模式的工作波形的图。
图4是实施方式的DC/DC转换器的框图。
图5是表示反向电流检测电路和优化器的结构例子的电路图。
图6(a)～图6(d)是表示效率、延迟量τD、脉冲信号的周期TP、同步整流晶体管断开的定时中的线圈电流IL的一例的图。
图7是表示优化器的工作的一例的时序图。
图8是表示优化器的最优化算法的流程图。
图9是表示实施方式的控制器的结构例子的电路图。
图10是表示包括实施方式的DC/DC转换器的电子设备的一例的图。
图11(a)、图11(b)是表示电流检测的变形例的图。
具体实施方式
以下，基于优选实施方式并参照附图说明本发明。对各附图中所示的相同或等同的构成要素、构件、处理标注相同的标号，并适当省略重复的说明。另外，实施方式仅是例示，并非限定发明，并非实施方式所记载的全部特征及其组合都是发明的本质内容。
在本说明书中，所谓“构件A与构件B相连接的状态”，除包括构件A与构件B物理地直接连接的情况之外，还包括构件A与构件B介由不对它们的电连接状态产生实质性的影响、或不损失由它们的组合得到的功能和效果的其它构件间接地连接的情况。
同样地，所谓“构件C被设在构件A与构件B之间的状态”，除构件A与构件C、或者构件B与构件C直接地连接的情况之外，还包括介由不对它们的电连接状态产生实质性的影响、或不损失由它们的组合得到的功能和效果的其它构件间接地连接的情况。
图4是实施方式的DC/DC转换器100的框图。本实施方式中假设DC/DC转换器100为降压型DC/DC转换器(Buck转换器)。DC/DC转换器100在输入端子P1上接受直流的输入电压VIN，生成稳定到规定的目标值VOUT(REF)的输出电压VOUT，供给到输出端子P2上所连接的负载。
开关晶体管M1、同步整流晶体管M2、电感器L1、输出电容器C1构成Buck转换器的输出电路。
脉冲调制器202生成脉冲信号S1，使得DC/DC转换器100的输出信号(输出电压VOUT)接近目标值VOUT(REF)。驱动器102根据脉冲信号S1，将开关晶体管M1和同步整流晶体管M2进行开关。再者，本实施方式中开关晶体管M1是N沟道MOSFET，为了将开关晶体管M1接通，而设有包含自举电容器C2的自举电路(未图示)。开关晶体管M1也可以是P沟道MOSFET，这种情况下，不需要自举电路。
电流检测电路104生成表示在电感器L1中流动的线圈电流IL的检测值的电流检测信号VCS。
若DC/DC转换器100的线圈电流IL的检测值VCS与零交叉用的阈值VTH交叉，则反向电流检测电路204认定反向电流检测信号S2(也表记为ZEROCOMP)，将DC/DC转换器100的同步整流晶体管M2截止。阈值VTH被设定为零附近的正的值。
反向电流检测优化器(以下，也仅称为优化器206)206根据脉冲信号S1，控制反向电流检测电路204的工作参数。换句话说，反向电流检测电路204，构成为对从线圈电流IL的检测值VCs和阈值VTH的交叉至同步整流晶体管M2的断开为止的延迟时间τ产生影响的至少一个的工作参数可变。
以上是DC/DC转换器100的结构。接着说明其工作。
参照图3(a)～图3(c)，DC/DC转换器100的轻负载时的效率对应于将同步整流晶体管M2断开的定时。本发明人研究过，在图3(a)的最佳定时tZC或其附近，脉冲信号S1的周期(脉冲信号S1的间隔)取最大值，如图3(b)所示，若断开定时早于图3(a)的最佳定时，则脉冲信号S1的周期变短。相反地，如图3(c)所示，在断开定时迟于图3(a)的最佳定时的情况下，脉冲信号S1的周期也变短。
换句话说，通过使工作参数变化，使得脉冲信号S1的周期变长，可以将同步整流晶体管M2的断开接近线圈电流IL进行零交叉的定时tZC，可以改善效率。
本发明被作为图4的框图和电路图来掌握，或涉及从上述说明导出的各式各样的装置、电路，不限定于特定的结构。以下，并非要缩窄本发明的范围，而是为了有助于理解发明的本质和电路工作，并且将它们明确，说明更具体的控制方法、结构和实施例。
优化器206测量脉冲信号S1的周期TP，根据周期TP的测量值，控制反向电流检测电路204的工作参数。优选优化器206可以控制反向电流检测电路204的工作参数，使得脉冲信号S1的周期TP接近最大值。
图5是表示反向电流检测电路204和优化器206的结构例子的电路图。在该结构中，反向电流检测电路204的工作参数相当于反向电流检测信号S2的延迟量。例如，反向电流检测电路204包括比较器220和可变延迟电路222。比较器220将电流检测信号VCS和阈值电压VTH进行比较，生成表示比较结果的比较信号S3。可变延迟电路222对比较信号S3给予可变的延迟τD，生成反向电流检测信号S2。可变延迟电路222也可以与比较器220一体地构成。
可变延迟电路222的结构没有特别地限定，使用公知技术即可。例如可变延迟电路222也可以包含CR电路，将电容器和电阻的至少一方用可变元件构成，通过使电容值或电阻值变化，使延迟量变化。或者可变延迟电路222也可以包括：串联地连接的多个延迟元件；以及在对多个延迟元件的输出设置的多个抽头之中选择一个的选择器。
优化器206控制可变延迟电路222的延迟量τD。优化器206包括周期计数器210和逻辑单元212。周期计数器210测量脉冲信号S1的周期TP。再者，所谓测量脉冲信号S1的周期，除了测量脉冲信号S1本身的周期的情况以外，还包含测量与脉冲信号S1有相同、或反转的关系的信号的周期。逻辑单元212使指定可变延迟电路222的延迟量τD的控制信号S4变化，使得测量出的周期TP增长。
图6(a)～图6(d)是表示效率、延迟量τD、脉冲信号S1的周期TP、同步整流晶体管M2断开的定时中的线圈电流IL的一例的图。横轴的零调整码(ZeroAdjCode)表示控制信号S4的值。在本例中如图6(b)所示，控制信号S4越大，延迟量τD越小。参照图6(d)，在控制信号S4的值为10时，在线圈电流IL为零的定时同步整流晶体管M2断开。参照图6(a)，效率的最大点存在于S4＝10的附近。而且若比较图6(a)和(c)，可知给予最大效率的控制信号S4和给予脉冲信号S1的最长周期Tp的控制信号S4实质上一致，或者两者接近。
因此，通过调节控制信号S4，使得脉冲信号S1的周期TP增长，可以提高效率。
接下来，说明优化器206的控制例子。图7是表示优化器206的工作的一例的时序图。若使优化器206一直工作，则功耗增大。因此，优化器206以长于脉冲信号S1的周期的间隔，间歇地有效，剩余的间隔的期间中停止工作。由此，可以抑制功耗的增加。
周期计数器210在1次工作期间之间，使控制信号S4(工作参数)变化，对每个工作参数，测量脉冲信号S1的周期。然后根据测量出的周期的大小关系，确定下个暂停期间中的控制信号S4的值。例如，周期计数器210也可以在1次工作期间之间，使控制信号S4以二值D1、D2变化，测量各自对应的周期TP1、TP2。第1次测量也可以使用紧接暂停期间之前的工作参数进行。而第2次测量也可以使用从第1次测量中使用的工作参数起变化了规定级(step)的工作参数进行。然后也可以根据两次测量值TP1、TP2的比较结果，确定在下个暂停期间中使用的工作参数。
优化器206可切换正常状态和停机状态。在正常状态中，第2次测量中使用的工作参数是使第1次测量中使用的工作参数向第1方向变化(例如增加)的工作参数。在停机状态中，第2次测量中使用的工作参数是使第1次测量中使用的工作参数向与第1方向相反方向的第2方向变化(例如减少)的工作参数。
图8是表示优化器206的最优化算法的流程图。若转移到工作期间(S100)，则在紧接暂停期间之前的控制信号S4的状态下，测量周期TP1(S102)。然后，如果是正常状态(S104为“是”)，则控制信号S4增加1级(递增)(S106)。相反地，如果是停机状态(S104为“否”)，则控制信号S4减少1级(递减)(S108)。接下来，测量周期TP2(S110)。
在TP1≤TP2时(S112为“是”)，将控制信号S4增加1级(S114)，被设为正常状态(S116)。在TP1>TP2时(S112为“否”)，控制信号S4减少1级(S118)，被设为停机状态(S120)。再者，步骤S114、S118也可以省略。此外，在步骤S112中，在TP1＝TP2的情况下，也可以进至步骤S118。
然后转移到下个暂停期间(S122)，若经过规定的间隔，则返回到步骤S100。
以上是优化器206的控制。根据该控制，在脉冲信号S1的周期远低于最大值的情况下，可以接近该最大值，此外可以继续维持在最大值附近。
图9是表示实施方式的控制器200的结构例子的电路图。控制器200主要包括图4的脉冲调制器202、反向电流检测电路204、优化器206，是一体地集成在一个半导体基板上的功能IC(Integrated Circuit；集成电路)。
在控制器200的反馈(FB)端子中，输入与输出电压VOUT对应的反馈信号VFB。脉冲调制器202生成脉冲信号S1，使得反馈信号VFB接近基准电压VREF。脉冲调制器202的结构、控制方式没有特别地限定，采用公知技术即可。
例如，脉冲调制器202包括误差放大器230、比较器232和波纹叠加电路234。波纹叠加电路234接受与脉冲信号S1对应的脉冲信号S5，将波纹信号S6重叠在误差放大器230的输入侧。误差放大器230将反馈信号VFB和基准电压VREF之间的误差放大，生成误差信号VERR。比较器232将重叠了波纹的反馈信号VFB与误差信号VERR进行比较，生成脉冲信号S7。
电流检测电路104根据电感器L1两端间的电压，检测在电感器L1中流动的线圈电流IL。对于电流检测电路104，也是采用公知技术即可。电流检测电路104的输出被输入到控制器200的CSP端子和CSN端子。
控制器200的VOS端子上，输入电感器L1的一端的电压。反向电流检测电路204通过比较CSP端子的电压和VOS端子的电压，生成反向电流检测信号S2。
峰值电流检测电路208为了规定轻负载时的开关晶体管M1的导通时间而设置。峰值电流检测电路208包括：将CSP端子和CSN端子之间的电位差放大的放大器240；以及将放大器240的输出信号S8与阈值VPEAK进行比较的峰值检测比较器242。若线圈电流IL达到对应于电压VPEAK的峰值IPEAK，则峰值检测比较器242的输出S9被认定(例如被设为高电平)。
逻辑电路250根据脉冲信号S7、反向电流检测信号S2、峰值检测信号S9，生成脉冲信号S1，并且生成用于以不连续模式工作的控制信号S10。若反向电流检测信号S2被认定，则逻辑电路250认定控制信号S10。若控制信号S10被认定，则驱动器102将开关晶体管M1、同步整流晶体管M2截止。逻辑电路250在轻负载状态中，根据峰值检测信号S9规定开关晶体管M1的导通时间，直至峰值检测信号S9被认定为止，开关晶体管M1的导通都被维持。由此，可以规定在轻负载状态中电感器L1中存储的能量。
优化器206可以作为逻辑电路250的一部分来构成。
以上是控制器200的结构。根据该控制器200，可以使DC/DC转换器100以高效率工作。再者，驱动器102和开关晶体管M1、同步整流晶体管M2也可以被集成在控制器200中。
(用途)
图10是表示包括实施方式的DC/DC转换器100的电子设备700的一例的图。电子设备700例如是移动电话终端、数码相机、数字摄像机、平板终端、便携式音频播放器等的电池驱动型设备。电子设备700包括机壳702、电池704、微处理器706和DC/DC转换器100。DC/DC转换器100在其输入端子上接受来自电池704的电池电压VBAT(＝VIN)，对输出端子上所连接的微处理器706，供给输出电压VOUT。
在电池驱动型的电子设备700中，通过装载可高效率工作的DC/DC转换器100，可以延长电子设备700的工作时间。
以上，基于实施方式说明了本发明。本领域技术人员认可该实施方式只是例示，其各构成要素和各处理工序的组合可以有各种各样的变形例，并且这样的变形例也包含在本发明的范围中。以下，说明这样的变形例。
(第1变形例)
图11(a)、图11(b)是表示电流检测的变形例的图。在图11(a)中，设有与电感器L1串联的检测电阻RS。放大器260将检测电阻RS的电压降放大，生成线圈电流IL的检测值。
在图11(b)中，利用同步整流晶体管M2的导通电阻，检测线圈电流IL。即，线圈电流IL的检测值根据DC/DC转换器100的同步整流晶体管M2的两端间的电压VDS而生成。
(第2变形例)
反向电流检测电路204的工作参数不限定于延迟时间。例如在图5中，也可以使输入到比较器220的阈值电压VTH可变，通过优化器206控制该阈值电压VTH。或者，也可以使比较器220的输入偏置电压可变，通过优化器206控制偏置电压VOFS。
(第3变形例)
优化器206的控制算法不限于上述方法，也可以采用公知的最大值搜索的算法。例如也可以简单地扫描工作参数，搜索脉冲周期TP为最长的点。优化器206也可以控制反向电流检测电路204的工作参数，使得脉冲信号S1的周期TP被包含在规定的目标范围中。
(第4变形例)
在实施方式中，在DC/DC转换器100的工作中，进行了基于优化器206的最优化，但不限于此。也可以在紧接DC/DC转换器100的起动之后、负载的动作前，设置校准期间，在校准期间之间，将工作参数最优化。
(第5变形例)
在实施方式中，根据脉冲信号S1的周期TP，控制反向电流检测电路204的工作参数，但不限于此。例如，也可以根据开关晶体管M1的截止时间、开关晶体管M1和同步整流晶体管M2为高阻抗的期间的长度，控制工作参数。即，根据与效率有相关的脉冲信号S1的各式各样的特性(周期、频率、导通时间、截止时间、高阻抗期间等)，可控制工作参数。
(第6变形例)
在实施方式中，以降压转换器为例进行了说明，但本发明也可适用于同步整流型的升压或升降压转换器。
基于实施方式以具体的术语说明了本发明，但实施方式仅表示本发明的原理、应用，在不脱离权利要求书规定的本发明的思想的范围内，对实施方式可以有多种变形例或配置的变更。
标号说明
100…DC/DC转换器、102…驱动器、104…电流检测电路、M1…开关晶体管、M2…同步整流晶体管、L1…电感器、C1…输出电容器、C2…自举电容器、P1…输入端子、P2…输出端子、200…控制器、202…脉冲调制器、204…反向电流检测电路、206…优化器、208…峰值电流检测电路、210…周期计数器、212…逻辑单元、220…比较器、222…可变延迟电路、230…误差放大器、232…比较器、234…波纹叠加电路、240…放大器、242…峰值检测比较器、250…逻辑电路、700…电子设备、702…机壳、704…电池、706…微处理器、S1…脉冲信号、S2…反向电流检测信号、S3…比较信号、S4…控制信号。

Claims (21)

1.一种控制器，为同步整流型的DC/DC转换器的控制器，其特征在于，包括：
脉冲调制器，生成脉冲信号，使得所述DC/DC转换器的输出信号接近目标值；
反向电流检测电路，若所述DC/DC转换器的线圈电流的检测值与零交叉用的阈值交叉，则认定反向电流检测信号，使所述DC/DC转换器的同步整流晶体管截止；以及
优化器，根据所述脉冲信号，控制所述反向电流检测电路的工作参数。
2.如权利要求1所述的控制器，其特征在于，
所述优化器根据所述脉冲信号的周期，控制所述反向电流检测电路的工作参数。
3.如权利要求1或2所述的控制器，其特征在于，
所述优化器控制所述反向电流检测电路的工作参数，使得所述脉冲信号的周期接近最大值。
4.如权利要求1或2所述的控制器，其特征在于，
所述优化器在比所述脉冲信号的周期长的间隔中有效。
5.如权利要求2所述的控制器，其特征在于，
所述优化器包括测量所述脉冲信号的周期的周期计数器。
6.如权利要求5所述的控制器，其特征在于，
所述周期计数器测量两次所述脉冲信号的周期，然后直至下次的测量为止停止工作，
所述优化器
使用紧接暂停期间之前的工作参数进行第1次测量，
使用从第1次测量中使用的工作参数变化了规定级的工作参数进行第2次测量，
根据两次测量值的比较结果，确定在下次暂停期间使用的工作参数。
7.如权利要求6所述的控制器，其特征在于，
所述优化器可切换正常状态和停机状态，
在正常状态中，第2次测量中使用的工作参数是使第1次测量中使用的工作参数向第1方向变化的工作参数，
在停机状态中，第2次测量中使用的工作参数是使第1次测量中使用的工作参数向与第1方向相反方向的第2方向变化的工作参数。
8.如权利要求7所述的控制器，其特征在于，
所述优化器
在第2次测量值比第1次测量值长时，使所述工作参数比第2次工作参数进一步向第1方向变化，将所述优化器设置为正常状态，
在第2次测量值比第1次测量值短时，使所述工作参数比第2次工作参数向第2方向变化，将所述优化器设置为正常状态。
9.如权利要求1或2所述的控制器，其特征在于，
所述反向电流检测电路包括：
比较器，将所述线圈电流的检测值与所述阈值进行比较；以及
可变延迟电路，使所述比较器的输出延迟而生成所述检测信号，
所述优化器控制所述可变延迟电路的延迟时间。
10.如权利要求1或2所述的控制器，其特征在于，
所述反向电流检测电路包括：比较器，将所述线圈电流的检测值与所述阈值进行比较，
所述优化器控制所述比较器的偏置电压。
11.如权利要求1或2所述的控制器，其特征在于，
所述反向电流检测电路包括将所述线圈电流的检测值与所述阈值比较的比较器，
所述优化器控制所述阈值。
12.如权利要求1或2所述的控制器，其特征在于，
所述线圈电流的检测值根据所述DC/DC转换器的电感器的两端间的电压而生成。
13.如权利要求1或2所述的控制器，其特征在于，
所述线圈电流的检测值根据与所述DC/DC转换器的电感器串联地设置的检测电阻的电压降而生成。
14.如权利要求1或2所述的控制器，其特征在于，
所述线圈电流的检测值根据所述DC/DC转换器的同步整流晶体管的两端间的电压而生成。
15.如权利要求1或2所述的控制器，其特征在于，
所述控制器被一体地集成在一个半导体基板上。
16.一种同步整流型的DC/DC转换器，其特征在于，
包括权利要求1或2所述的控制器。
17.一种DC/DC转换器，是同步整流型的DC/DC转换器，其特征在于，包括：
脉冲调制器，生成脉冲信号，使得所述DC/DC转换器的输出信号接近目标值；
电流检测电路，生成所述DC/DC转换器的线圈电流的检测值；
反向电流检测电路，若所述线圈电流的检测值与零交叉用的阈值交叉，则认定检测信号；
驱动器，根据所述脉冲信号，驱动所述DC/DC转换器的开关晶体管和同步整流晶体管，并且若所述检测信号被认定，则将所述DC/DC转换器的同步整流晶体管截止；以及
优化器，根据所述脉冲信号，控制所述反向电流检测电路的工作参数。
18.一种电子设备，其特征在于，
包括权利要求16所述的DC/DC转换器。
19.一种电子设备，其特征在于，
包括权利要求17所述的DC/DC转换器。
20.一种控制方法，是同步整流型的DC/DC转换器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
生成脉冲信号，使得所述DC/DC转换器的输出信号接近目标值的步骤；
生成所述DC/DC转换器的线圈电流的检测值的步骤；
若所述线圈电流的检测值与零交叉用的阈值交叉，则认定检测信号的步骤；
根据所述脉冲信号，驱动所述DC/DC转换器的开关晶体管和同步整流晶体管的步骤；
若所述检测信号被认定，则将所述DC/DC转换器的同步整流晶体管截止的步骤；以及
根据所述脉冲信号，控制生成所述检测信号时的响应速度的步骤。
21.如权利要求20所述的控制方法，其特征在于，还包括：
测量所述脉冲信号的周期的步骤，
控制所述响应速度的步骤，控制所述响应速度，使得所述脉冲信号的周期增长。
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