CN103217473A - 借由涡流对被测装置中的裂纹进行无损探测的检测装置和检测方法 - Google Patents

Abstract

一种借由涡流对被测装置中的裂纹进行无损探测的检测装置（10），包括：激励线圈（14），激励信号（SE）被提供至所述激励线圈以通过电磁交变场对被测装置产生作用；接收线圈（17），以生成线圈信号（SP），其为被测装置（16）中的裂纹的函数；模-数转换器（21），其输入侧耦合至接收线圈（17）；滤波器布置（22），其输入侧耦合至模-数转换器（21）且被设计为用于带通滤波并降低扫描速率；以及解调器（27），其输入侧耦合至滤波器布置（22）的输出端。

Description

借由涡流对被测装置中的裂纹进行无损探测的检测装置和检测方法

技术领域

本发明涉及借由涡流对被测装置中的裂纹进行无损探测的检测装置和检测方法。

背景技术

在检测装置中，在被测装置中生成电磁信号。被测装置具有电导率。涡流在被测装置中形成并被提取。对裂纹附近涡流的变化进行分析。

文献WO2006/007826A1描述了对被测装置中的裂纹进行无损非接触式探测的装置。这种情况下，通过模-数转换器级联（stage）对试探信号进行扫描以从数字化信号形成解调数字测量信号。模-数转换器级由载波振荡频率的整数因子（whole fraction）触发。

文献GB2457496A涉及借由涡流探测缺陷的系统。驱动器信号在测试对象中生成涡流。通过模-数转换器对测量信号进行数字化，随后将其解调。每一测量信号周期，都将四个或八个信号值数字化并将其解调。

发明内容

本发明的目的在于提供借由涡流对被测装置中的裂纹进行无损探测的检测装置和检测方法，其中分析的精确度得到了提高。

借由权利要求1的主题和根据权利要求11的方法，可实现这一目的。进一步的改进和配置分别为从属权利要求的主题。

在一个实施例中，借由涡流对被测装置中的裂纹进行无损探测的检测装置包括激励线圈、接收线圈、模-数转换器、滤波器布置以及解调器。可将激励信号发送至激励线圈以通过电磁交变场对被测装置产生作用。接收线圈被设计为生成作为被测装置中裂纹函数的线圈信号。模-数转换器的输入侧耦合至接收线圈。滤波器布置的输入侧耦合至模-数转换器，且滤波器布置被设计为带通滤波及降低扫描速率。解调器的输入侧耦合至滤波器布置的输出端。

有利地，数字化地实施过滤和解调。因此，可以减少价格上较昂贵的模拟元件。从由模-数转换器提供的几个转换器输出信号值生成发送至解调器的一个解调器输入信号值。这种情况下，模-数转换器的转换器扫描速率可被设置的足够高从而线圈信号被过扫描。从而，实现了高精度地探测线圈信号。借由带通滤波和降低扫描速率可保持精确度，从而在解调器的输出端同样可以非常精确地确定出解调器输出信号。

在一个实施例中，模-数转换器被设计为以转换器扫描速率提供转换器输出信号。滤波器布置被设计为以降低的扫描速率将转换器输出信号转换为解调器输入信号。降低的扫描速率是转换器扫描速率的R分之一，R为减缩因子。解调器被设计为对解调器输入信号进行解调。缩减因子是预先设定的。缩减因子是可调的。有利地，低速解调器是适宜的。

在一个实施例中，滤波器布置包括带通滤波器，其输入侧耦合至模-数转换器且输出侧耦合至解调器。带通滤波器提供输入信号。

在一个实施例中，滤波器布置被设计为从第一数P个输入信号值中仅选出一个用于降低扫描速率的解调器输入信号值。这种情况下，第一数P为整数且大于或等于1。通过选择第P个值，能够有效地降低扫描速率。

在一个实施例中，第一数P小于缩减因子R。滤波器布置可被设计为多级式。滤波器布置的至少两个级被设计用于降低扫描速率。滤波器布置的一个级可实施对第P个值的选择。

在一个实施例中，输入信号的扫描速率是激励信号的激励频率的M/N倍，M/N为一有理数。在第二数N个激励信号周期中，输入信号具有第一数M个值。第一数M和第二数N都是整数。第一数M和第二数N通常是不同的。

在一个实施例中，滤波器布置包括输入滤波器，其输入侧耦合至带通滤波器且具有第一数M个低通滤波器布置。每一情况下，输入滤波器将第一数M个输入信号值中之一发送至第一数M个低通滤波器布置之一。解调器的输入侧耦合至输入滤波器的输出端。有利地，通过选择第一数M和第二数N，对线圈信号的分析具有高度的灵活性。相应于解调器扫描速率的输入信号的扫描速率具有上限。举例来说，如果选择了较高的激励频率值，则输入信号和激励信号之间的有理数比率被设置为使得在多个激励信号周期中仅有少量的输入信号值。然而，如果激励频率被设为低值，有理数比率可被设置为使得在几个周期中就有多个输入信号值。因此，检测装置可被设置为在任何选择的激励频率上，分析每一时间单元上尽可能多的输入信号值。由于解调器的扫描速率是激励频率的M/N倍，因而可通过改变激励信号各个相位角上的M/N因子来实施解调。因此，对线圈信号的分析就无需被限制为同上，例如，可仅在正弦激励信号的90°和270°上进行分析。这实现了高精度地分析线圈信号。

有利地，独立于数字解调器来实施模-数转换器，缩写为AD转换器。

对于第一数M和第二数N，仅考虑没有大于1的整数公因数的整数。

在一个实施例中，第二数N大于1。因此，在两个或多于两个连续的激励信号周期中在激励信号不同的相位角上进行分析。

在一个实施例中，第一数M大于1。因此，在第二数N个激励信号周期中至少分析两个值。

例如，第一数M仅为奇数。

激励信号可为正弦曲线。有利地，激励信号中谐波的比例非常低。

在一个实施例中，借由涡流对被测装置中的裂纹进行无损探测的检测方法包括通过激励线圈用电磁交变场对被测装置产生作用。发送激励信号至激励线圈。此外，通过接收线圈生成作为被测装置中裂纹函数的线圈信号。通过对线圈信号的数字化提供转换器输出信号。通过具有带通滤波器特性并降低扫描速率地过滤转换器输出信号来生成解调器输入信号。通过解调器对解调器输入信号进行解调。

有利地，以不同的速率执行数字化和解调。因此，在数字化期间可获得高的转换器扫描速率，从而可维持奈奎斯特-香农采样定理。通过带通滤波且降低扫描速率，可生成精确的解调输入信号。因此，可提供高度的灵活性以相应于激励频率选择扫描速率。从而可高度精确地分析线圈信号。有利地，能够使用低速运行的数字解调器来进一步地处理解调器输入信号。

在一个实施例中，检测方法包括频率转换地进行数字解调。检测方法具有模解调。

在一个实施例中，模-数转换器以转换器扫描速率执行数字化。转换器扫描速率至少为激励频率的两倍。因此，转换器扫描速率可设置为足够的高从而可避免线圈信号的欠扫描。

附图说明

下文中，基于几个实施例的附图对本发明进行了详细的解释。功能与作用相同的元件、开关部分以及操作模块具有相同的附图标记。在任一下列附图中，如果或当元件、开关部分以及操作模块相应于其功能，则将不再对其进行赘述。其中：

图1A至1C示出检测装置的一个典型实施例，

图2示出检测装置的另一典型实施例，

图3A和3B示出检测装置细节的典型实施例，以及

图4A至4C示出在检测装置中发生的频谱的典型视图。

具体实施方式

附图1A示出检测装置的典型实施例。检测装置10包括信号处理器11，其具有信号发生器12。此外，检测装置10包括数-模转换器13和激励线圈14。信号发生器12的输出端连接至数-模转换器13的输入端。数-模转换器13的输出端耦合至激励线圈14。此外，检测装置10包括布置在数-模转换器13的输出端和激励线圈14之间的激励放大器15。被测装置16布置在激励线圈14附近。另外，检测装置10具有接收线圈17和AD转换器21。接收线圈17实施为独立线圈。检测装置10实施独立通道检测方法。接收线圈17靠近被测装置16。接收线圈17的输出端耦合至AD转换器21的输入端。此外，检测装置10包括接收放大器20，其将接收线圈17耦合至AD转换器21。可通过信号处理器11设定接收放大器20的放大因子。

检测装置10具有滤波器布置22，处于AD转换器21的下游。滤波器布置22包括处于AD转换器21下游的低通滤波器23。此外，滤波器布置22包括处于低通滤波器23下游的采样单元24。滤波器布置22还具有带通滤波器25。带通滤波器25的输入端连接至采样单元24。另外，滤波器布置22包括处于带通滤波器25下游的另一采样单元26。因而滤波器布置22包括两个顺序连接的滤波器23、25。滤波器布置22具有带通功能。另外，滤波器布置22具有低通功能。

此外，滤波器布置22包括输入滤波器29。检测装置10具有解调器27。解调器27实施为数字解调器。输入滤波器29布置在带通滤波器25和另一采样单元26与解调器27之间。解调器27的信号输入端耦合至输入滤波器29的输出端。此外，滤波器布置22包括减法器31，其将输入滤波器29连接至解调器27。

解调器27包括第一和第二乘法器32、33，其连接至信号输入端以及解调器27的两个解调器输入端28、28’。此外，解调器27包括解调器滤波器34和解调器采样单元35，其处于第一和第二乘法器32、33的下游。此外，检测装置10包括显示器38，其输入端耦合至解调器27。检测装置10包括时钟发生器39。时钟发生器39耦合至信号处理器11的时钟输入端、数-模转换器13的时钟输入端以及AD转换器21的时钟输入端。

检测装置10包括模-数转换器布置18，简称为AD-转换器布置。该AD-转换器布置18包括AD转换器21以及滤波器布置22的一部分。该AD-转换器布置18具有低通滤波器23、采样单元24、带通滤波器25以及另一采样单元26。信号处理器11包括滤波器布置22的其他部分和解调器27。信号处理器11具有输入滤波器29和减法器31。

时钟发生器32以时钟频率fCLK来提供一时钟信号CLK。时钟信号CLK被发送至AD-转换器布置18、数-模转换器13以及信号处理器11。因此，时钟信号CLK同步了AD-转换器布置18、数-模转换器13以及信号处理器11的进程。信号发生器12以数字值的形式提供发生器信号SEG。数-模转换器13从发生器信号SEG生成数字-模拟-转换器信号SDA。通过激励放大器15放大数字-模拟-转换器信号SDA，且SDA作为激励信号SE被发送至激励线圈14。因此，发生器信号SEG向数字-模拟转换器13提供数字值的速率最多等于时钟频率fCLK。发生器信号SEG的值产生出正弦函数。这种情况下，在L个值之后，发生器信号SEG的值开始重复。激励信号SE具有激励频率fm。因此对于激励频率fm，适用fCLK=L*fm。L为整数。信号处理器11被设计为从多个预设的激励频率值fm中选择并设定一个激励频率值fm。

可从接收线圈17上提取线圈信号SP。线圈信号SP被接收放大器20放大并作为放大的线圈信号SP’被发送至AD转换器22。AD转换器布置18从线圈信号SP或放大的线圈信号SP’生成输入信号SDE。输入信号为数字信号。为此，AD转换器21将放大的线圈信号SP’转换成转换器输出信号SW。AD转换器21以转换器扫描频率fa扫描放大的线圈信号SP’。转换器扫描频率fa等于时钟发生器31的时钟频率fCLK。以恒定的间隔扫描线圈信号SP。两次扫描时间之间的时间间隔为1/fa且是恒定的。转换器扫描频率fa独立于激励频率值fm且当激励频率fm发生变化时仍保持不变。

滤波器布置22从转换器输出信号SW生成解调器输入信号SD。为此，通过低通滤波器23过滤转换器输出信号SW且通过采样单元24转换其扫描频率。采样单元24实施高扫描速率向低扫描速率的转换（down-sampling，下采样）。通过带通滤波器25过滤由此生成的信号且通过另一采样单元26再次转换其扫描频率。采样单元26同样实施高扫描速率向低扫描速率的转换。因此，由AD转换器布置18提供的输入信号SDE具有扫描频率fa’。输入信号SDE的扫描频率fa’小于转换器扫描频率fa。这种情况下，适用下式fa=R1*fa’，其中R1是第一缩减因子。第一缩减因子R1为整数或有理数。这种情况下，R1＞1。信号处理器11通过控制线控制滤波器布置22，具体地控制采样单元24和带通滤波器25。输入信号SDE反映以同样的时间间隔生成的值。输入信号SDE的两个值之间的时间间隔为1/fa’。该时间间隔是恒定的。

输入信号SDE被发送至输入滤波器29。输入滤波器29实施为低通滤波器。输入信号SDE的扫描速率fa’被选择为使得在第二数N个激励信号SE周期中出现第一数M个值。输入滤波器29以同相的方式过滤输入信号SDE。在输出侧，输入滤波器29通过具有短和/或长的时间常量的低通滤波提供了短期低通滤波器信号SK和长期低通滤波器信号SL。短期低通滤波器信号SK和长期低通滤波器信号SL被发送至减法器31。减法器31在其输出侧提供作为短期低通滤波器信号SK和长期低通滤波器信号SL之间的差的函数的解调器输入信号SD。解调器输入信号SD被供应至解调器27。

信号处理器11通过解调器输入端28、28’向第一和第二乘法器32、33以正弦值或余弦值的形式提供两个解调器信号DS、DS’。信号处理器11是以输入信号SDE的扫描频率fa’来提供正弦和余弦值。这种情况下，被发送至第一和第二乘法器32、33的正弦值和余弦值以激励频率fm形成正弦振荡和余弦振荡。因此，被发送至第一乘法器32的解调器信号DS的正弦值图相应于由信号发生器12提供的发生器信号SEG的相位响应。因此，解调器信号DS、DS’的解调频率为激励频率fm。第一乘法器32将解调器信号DS的正弦值与解调器输入信号SD相乘。而第二乘法器33将另一解调器信号DS’的余弦值与解调器输入信号SD相乘。由第一乘法器32提供的第一解调器输出信号S1和由第二乘法器33提供的第二解调器输出信号S2被解调器滤波器34过滤且被解调器采样单元降低了扫描频率，并作为第一和第二期望信号SN1、SN2被提供至解调器27的第一和第二期望信号输出端36、37。第一期望信号SN1反映了期望信号的虚数部分，而第二期望信号SN2反映了期望信号的实数部分。

第一和第二期望信号SN1、SN2在显示器38上被描绘为点。这种情况下，点的X坐标相应于第一期望信号SN1，点的Y坐标相应于第二期望信号SN2。如果被测装置16有裂纹，则在时间上顺序产生的第一和第二期望信号SN1、SN2的值在显示器38上形成环状。然而，如果被测装置16在收发线圈14、17区域没有裂纹，则第一和第二期望信号SN1、SN2将在显示器38上生成靠近坐标原点的点。信号处理器11通过软件实施的方法运行输入滤波器29、减法器31及解调器27。信号处理器11执行实时处理输入信号SDE的方法。低通滤波器23、带通滤波器25以及解调器滤波器34被设计为有限脉冲响应滤波器，简称为FIR滤波器。输入滤波器29实施为无限脉冲响应滤波器，简称为IIR滤波器。

在未示出的滤波器布置22的一可选实施例中，低通滤波器23和采样单元24集成为一个单元。

在未示出的滤波器布置22的一可选实施例中，带通滤波器25和另一采样单元26组合为一个单元。

在未示出的一可选实施例中，在时钟发生器39和AD转换器21之间设置分频器，其以整因子L1分配时钟频率fCLK。因此，下式适用：fCLK=fa*L1。

在未示出的一可选实施例中，以不同的方式将滤波器布置22分成AD转换器布置18和信号处理器11。

在未示出的一可选实施例中，检测装置10包括滤波器组件，该组件包括滤波器布置22的至少一部分。例如，该滤波器组件可实施为输入滤波器29。

在未示出的一可选实施例中，检测装置10包括设置在接收线圈17和AD转换器22的输入端之间的抗混滤波器。该抗混滤波器实施为接收低通滤波器。该滤波器可作为抗扫描干扰滤波器。

图1B示出输入滤波器29的典型实施例，其可实施在根据图1A的检测装置中。输入滤波器29包括第一数M个低通滤波器布置40、41、42。第一低通滤波器布置40包括第一短期低通滤波器43和第一长期低通滤波器44。相应地，第二低通滤波器布置41包括第二短期低通滤波器和第二长期低通滤波器45、46。此外，输入滤波器29包括其它短期和长期低通滤波器。最后，第M个低通滤波器布置42包括第M个短期低通滤波器47和第M个长期低通滤波器48。另外，输入滤波器29包括输入开关49、输出开关50以及另一输出开关51。输入开关49将输入滤波器29的滤波器输入端30交替地耦合至第一、第二直至第M个低通滤波器布置40、41、42的输入端。第一低通滤波器布置40的输入端连接至第一短期低通滤波器43的输入端和第一长期低通滤波器44的输入端。这同样适用于第二直至第M个低通滤波器布置41、42。

信号处理器11采用控制信号SC控制输入开关49以使得输入信号SED的第一数M个值中的第一低通滤波器布置40的第一值被发送、第二低通滤波器布置41的第二值被发送、一直到第M个低通滤波器布置43的第M个值被发送。对于输入信号SDE接下来的M个值，即在激励信号SE接下来的周期中，重复上述操作。短期低通滤波器43、45、47过滤输入信号的各个值，其时间常量比长期低通滤波器44、46、48的时间常量要短。短期低通滤波器43、45、47传送第一数Z1个激励信号SE周期。而长期低通滤波器44、46、48传送第二数Z2个激励信号SE周期。这种情况下，适用下式：Z1＜Z2。

输出开关50交替地转换第一短期低通滤波器43的输出端、第二短期低通滤波器45的输出端及第M个短期低通滤波器47的输出端至减法器31的第一输入端。同步地，另一输出开关51交替地转换第一长期低通滤波器44的输出端、第二长期低通滤波器46的输出端及第M个长期低通滤波器48的输出端至减法器31的第二输入端。因此在减法器31的输出端，第一低通滤波器布置40的短期低通滤波器信号SK和长期低通滤波器信号SL之间的差作为解调器输入信号SD，且之后第二低通滤波器布置40直至第M个低通滤波器布置40两个值之间的差都是可用的。

因此，输入滤波器29实施为对第一数M个输入信号SDE值的分相低通过滤。通过减法器31的减法运算，第一数M个输入信号SDE值中的每一个的平坦（even）分量被最小化，仅将交变含量传送至解调器27。有利地，通过输入滤波器29对第一数M个输入信号SDE值的同相低通过滤，获得了非常高的噪声抑制。

在一可选实施例中，输入滤波器29实施为FIR滤波器。

可选地，输入滤波器29可设计用于降低扫描速率。短期和长期低通滤波器43至48可降低扫描速率。

图1C示出通过输入滤波器29实施的谐波解调的图形描绘。由AD转换器布置18提供的输入信号SDE以幅度和相位的形式在此示出。举例来说，在这点上，示出第一数M=3，以及第二数N=1。在激励信号SE运行第二数N=1个周期时，AD转换器布置18提供第一数M=3个输入信号SDE值。这种情况下，第一数M个值的第一个值被发送至第一短期低通滤波器43和第一长期低通滤波器44。相应地，第一数M个值的第二个和第三个值被发送至第二低通滤波器布置41的第二短期和/或长期低通滤波器45、46，或第M个低通滤波器布置42的第M个短期低通滤波器47和第M个长期低通滤波器48。实例中，第一短期低通滤波器43输出端的短期低通滤波器信号SK可按下式计算：

$\mathrm{SK}=S{K}^{\′}+\mathrm{SDE}-\frac{S{K}^{\′}}{2^M},$

其中SK是短期低通滤波器信号的现值，SK’是短期低通滤波器信号的先前值，SDE是输入信号的现值，以及M是第一数。

输入信号SDE的扫描速率fa’与激励频率fm呈有理数比率。可根据下式计算有理数比率：

${\mathrm{fa}}^{\′}=\frac{M}{N}\·\mathrm{fm}$

举例来说，图1C绘出了扫描速率fa’与激励频率fm之间的有理数比率的其他值。

使用下式执行常规数字解调：

${S1}^{\′}=\frac{1}{n}\·\underset{n}{\mathrm{\Σ}}[\mathrm{SDE}\·\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)]$ 及 ${S2}^{\′}=\frac{1}{n}\·\underset{n}{\mathrm{\Σ}}[\mathrm{SDE}\·\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)]$ 其中ω=2π·fm

首先，两个信号S1’、S2’的交变分量是有利的。用于生成交变分量的第一信号S1可按下式制造：

$S1=\frac{1}{n1}\·\underset{n1}{\mathrm{\Σ}}[\mathrm{SDE}\·\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)]-\frac{1}{n2}\·\underset{n2}{\mathrm{\Σ}}[\mathrm{SDE}\·\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)]$ 其中ω=2π·fm

这种情况下，适用于n2＞n1。以扫描速率fa’数字化得第一解调器输出信号S1由下式生成：

$S1=\frac{1}{n1}\·\left[\underset{i=0}{\overset{n1}{\mathrm{\Σ}}}({\mathrm{SDE}}_i\·\sin \frac{2\·\mathrm{\π}\·\mathrm{fm}\·i}{\mathrm{fa}})\right]-\frac{1}{n2}\·\left[\underset{i=0}{\overset{n2}{\mathrm{\Σ}}}({\mathrm{SDE}}_i\·\sin \frac{2\·\mathrm{\π}\·\mathrm{fm}\·i}{\mathrm{fa}})\right]$

由于与激励频率fm相等的用于解调频率的扫描速率fa’，也称为采样频率，为谐波比率，因而在第二数N个激励信号SE周期期间生成第一数M个相位角。下式通过fa’*N=fm*M导出：

$S1=\frac{1}{n1}\·\left[\underset{i=0}{\overset{n1}{\mathrm{\Σ}}}({\mathrm{SDE}}_i\·\sin \frac{2\·\mathrm{\π}\·N\·i}{M})\right]-\frac{1}{n2}\·\left[\underset{i=0}{\overset{n2}{\mathrm{\Σ}}}({\mathrm{SDE}}_i\·\sin \frac{2\·\mathrm{\π}\·N\·i}{M})\right]$

当在整个激励信号SE周期期间完成加法运算后，在求差之前相位角因子可写为：

$S1=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}[\sin \left(\frac{2\·\mathrm{\π}}{n}\right)\·(\underset{z=0}{\overset{Z1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{SDE}}_{z,n}-\underset{z=0}{\overset{Z2}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{SDE}}_{z,n})],$

$(\underset{z=0}{\overset{Z1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{SDE}}_{z,n}-\underset{z=0}{\overset{Z2}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{SDE}}_{z,n}):={\mathrm{\Δ}}_n$

这种情况下，Z1是激励信号SE的第一数个周期，Z2是第二数个周期，其中在这些周期上求平均值。Δ_n是交变分量。相应地，使用余弦函数代替正弦函数来计算第二信号S2。

AD转换器布置18执行模-数转换，例如，以24位分辨率。例如，输入滤波器29的低通滤波器布置40、41、42具有32或40位的精确度。例如，减法器31被设计为将解调器输入信号SD调整为16位。为处理解调器27中的交变分量Δ_n，例如16位的计算精度是适当的。解调器27计算第一和第二信号S1和S2的实数和虚数部分，可对实数和虚数部分实施后过滤以生成期望信号SN1、SN2。

由于扫描速率fa’和激励频率fm之间呈有理数比率M/N，有利地，扫描速率fa’可匹配于激励频率fm。在运行期间，激励频率fm可在预设的值之间转换。有理数比率M/N可被设定作为激励频率fm值的函数。随着激励频率fm增加，降低有理数比率M/N。有理数比率M/N被设定为使得扫描速率fa’小于信号处理器11能够处理的最大扫描速率。这种情况下，有理数比率M/N被设定为使得扫描速率fa’与信号处理器11能够处理的最大扫描速率之间的差尽可能的小。

有利地，信号处理器11中包含第一数M个正弦和余弦值的表62适于存储激励频率fm上的解调器信号DS、DS’。同样，对于数个预设的激励频率fm值，对信号处理器11中表62的存储要求较低。检测装置10实施谐波解调。采用滑动均值形式的谐波解调使得信号处理器11可被设计为能够以较低的处理速度来处理信号。在信号处理器11中，仅执行与正弦/余弦表格值相乘和简单的计算操作。

图2示出检测装置10的另一典型实施例，对图1A示出的检测装置有进一步的改进。该检测装置10包括设置在数-模转换器13和放大器15之间的激励低通滤波器70。激励信号SE被设计为流过线圈14到达参考电位连接装置71的电流。接收线圈17被设置在参考电位连接装置71和接收放大器20的输入端之间。检测装置10的另一接收线圈72被布置与接收线圈17串接。因此，接收线圈17和另一接收线圈72形成差动线圈布置。包括接收线圈17和另一接收线圈72的串联连接将接收放大器20的输入端耦合至参考电位连接装置71。因此，检测装置10实施差分通道检测方法。接收线圈20确保了预放大。检测装置10的抗混滤波器19把接收放大器20耦合至AD转换器21。抗混滤波器19实施为接收低通滤波器。通过接收线圈20的放大以及抗混滤波器19的滤波，由线圈信号SP生成放大的线圈信号SP’。

滤波器布置22包括信号处理系统29’。信号处理系统29’设置在图1A中绘出的输入滤波器29的位置处。信号处理系统29’将带通滤波器25耦合至解调器27。信号处理系统29’包括转换系统29”。转换系统29”被设计为仅提供一个值作为解调器输入信号SD，以降低对第一数P个输入信号SDE值的扫描速率。这种情况下，第一数P为大于或等于1的整数。在一个实施例中，第一数P大于1。信号处理系统29’以激励频率fm的较高值或平均值来执行上述操作。

信号处理系统29’是可调的。在激励频率的低值处，信号处理系统29’激活信号低通滤波器29”。因此，信号处理器11基于激励频率fm值对输入信号SDE执行不同的信号处理方法步骤。在P个激励频率fm值的较高值和平均值处仅有一个输入信号SDE值通过，在激励频率fm的低值处，采用FIR特征29”’使输入信号SDE被低通滤波。因此，信号处理系统包括用于频率fm较高值和平均值的转换系统29”和用于低激励频率fm的信号低通滤波器29”’。

滤波器布置22具有位于低通滤波器23下游的另一低通滤波器52。此外，滤波器布置22具有输出低通滤波器53和开关装置54。开关装置54在另一低通滤波器52和信号处理系统29’之间切换带通滤波器25或输出低通滤波器53。带通滤波器25确保了在解调之前限制信号带宽。

解调器滤波器34包括两个彼此隔离的梯形滤波器55、56。第一梯形滤波器55将第一乘法器32的输出端耦合至解调器27的第一期望信号输出端36。而第二梯形滤波器56将第二乘法器33的输出端耦合至解调器27的第二期望信号输出端37。第一和第二梯形滤波器55、56同样地实施。信号处理系统29’具有32位的精确度。解调器27被设计为用于32位精确度。解调器27中的字长为32位。解调器27中使用的正弦表为16位长。第一梯形滤波器55包括带除滤波器57。带除滤波器57位于第一乘法器33的下游。高通滤波器58、低通滤波器59、另一高通滤波器60以及另一低通滤波器61位于带除滤波器57的下游。带除滤波器57和低通滤波器59实施为FIR滤波器。高通滤波器58、60以及另一低通滤波器61实施为IIR滤波器。第一期望信号SN1表示期望信号的虚数部分，第二期望信号SN2表示期望信号的实数部分。

解调方法实施为纯粹的数字方式。有利地，尽可能在开始信号梯形处理的聚焦点处进行数字化。这样就节省了昂贵的模拟电路。紧跟线圈信号SP的预放大和抗混滤波器19之后，在AD转换器21中实施模-数转换。抗混滤波器19还可称为接收低通滤波器。抗混滤波器19的参数是严格设定的。由于转换扫描速率fa是常量，因此接受低通滤波器19的限制频率也为常量且不随激励频率fm的变化而变化。AD转换器21可实施为∑△（sigma-delta）转换器。在一典型实施例中，AD转换器布置18通过模拟装置的AD7760元件实施。借由AD转换器布置18，数字化装置以及多达三个的顺次连接的FIR滤波器级联（23、52、25或12、52、53）实施用于限制带宽并降低扫描速率。滤波器级联是可调的。通过下载最多96个系数可对带通滤波器25或输出低通滤波器53任意编程。

信号处理器11执行复杂的正弦/余弦解调和其他信号处理。数字输入信号SDE是实值，且仅需一个信号路径。相较于实值和虚值数字输入信号，模拟电路的费用减少到一半。有利地，由于只有几个必需的元件，因而节省了成本且结构紧凑。此外，相较于模拟电路，数字前处理（antecedent）具有更高的精确度且浮动较小。

例如，带通25可具有下述值：转换器扫描速率fa=5000kHz、带通频率为980kHz至1020kHz、阻带频率为750kHz至1250kHz、带通浮动0.1(-dB)、带阻浮动120(-dB)、滤波器字长96、32位浮点计算、FIR（等波纹）设计。有利地，通过降低噪音并增加抗扰性，带通25中的窄带限制和高的阻带衰减生成动态增益。在降低扫描速率以后，重叠造成的外频带叠加干扰被有利地抑制。

信号处理器11根据时钟信号CLK生成激励频率fm和解调信号DS、DS’的解调频率。激励频率fm、解调信号DS与DS’的解调频率以及AD转换器21的扫描速率fa彼此同步且被正确地设定。解调频率是向解调器27提供正弦和余弦值的频率。因此，有利地无差拍振动。同样，都具有转换器扫描速率fa的时钟信号CLK、激励信号SE以及AD转换器21的触发信号彼此同步。激励信号SE具有相位偏置。借由该相位偏置，滤波器布置22中的运行时间得到了补偿，从而在解调器输入信号SD和解调器信号DS、DS’之间不存在相位旋转。

为采用激励频率fm生成激励信号SE，借由正弦表和相位累加器来使用直接数字合成方法，简称DDS方法。在具有2^M1个SinTab条目的表格和具有N1位字长的相位累加器中，根据下式输出时钟频率fCLK下的正弦值：

$\sin (2\mathrm{\π}\·\frac{\mathrm{fm}}{\mathrm{fCLK}}\·i)=\mathrm{SinTab}[a_i\·2^{-(N1-M1)}],$

$\mathrm{SinTab}\left[i\right]=\sin (\frac{2\mathrm{\π}}{2^{M1}}\·i)$ 其中i＝0,1，...,2^M1-1,

a_i=(i·n)mod2^N1,

a₀=0

a_i+1=(a_i+n)mod2^N1 with i=0,1,...,N1 and N1≥M1,

$n=\frac{\mathrm{fm}}{\mathrm{fCLK}}\·2^{N1}$

这种情况下，n是相位增量。正弦表的字长对频率精确度没有任何影响，其自身由累加器字长NI限定，为fCLK/2^N1。如果n是2^N1-M1的整数倍，则输出的表格值准确地相应于期望的正弦函数的扫描次数。作为偏差，由于是离散的放大级联，因而生成了量化噪音，其具有根据下式的表格约整值的标准偏差s和信噪比SNR：

$s=\frac{2^{-b}}{\sqrt{12}}$ 以及 $\mathrm{SNR}=20\·\log (\sqrt{\frac{3}{2}}\·2^b)=6\·b+1.8\left[\mathrm{dB}\right]$

其中表格字长b是以位计。在其他n值中，对非整数表索引[a_i*2^-(N1-M1)]的截取导致了相位误差，这在输出中生成了另一噪音分量，其形式为被激励频率fm调制的放大误差。对于小的相位误差ep，对数-模转换器13的数-模转换器信号SDA存在有下式：

$\sin [2\mathrm{\π}\·\frac{\mathrm{fm}}{\mathrm{fCLK}}\·i+\mathrm{ep}\left(i\right)]=\sin [2\mathrm{\π}\·\frac{\mathrm{fm}}{\mathrm{fCLK}}\·i]+\mathrm{ep}\left(i\right)\·\cos [2\mathrm{\π}\·\frac{\mathrm{fm}}{\mathrm{fCLK}}\·i]$

由于偏差的周期性，这种情况下误差信号具有离散的线谱。作为相位误差所有可能线谱的最大高度和正弦幅度之间的差的估值，对于任一n，对无杂散动态范围SFDR较好的近似适用下式：

SFDR=6·M1-4[dB]

当正弦激励信号SE的激励频率fm是时钟频率fCLK的子谐波时，即fCLK是fm的整数倍时，获得具有离散谱线部分的另一特例。之后，数字误差的能量被分成几个激励频率fm的谐波谱线，其幅度远大于同等分散的噪音的理论值。为避免之后的互调干扰，其他离散频率部分应尽可能的小。

对于14位数-模转换器13，具有2¹⁴个条目、14位字长的16K表格是适当的。在存在相位噪音的情况下，幅度-量化噪音为-86dB，相对于正弦幅度误差信号谱线的最大值约为-80dB。因此，仅需一个固定的模拟激励低通滤波器70作为再建低通滤波器，使用一个固定的时钟频率fCLK。为确保同步性并降低用于激励低通滤波器70的电路开销，还使用20MHz时钟的AD转换器21作为具有时钟频率fCLK的时钟信号CLK。最大激励频率fm=1MHz，半时钟频率fCLK/2处的阻带衰减为60dB，陡度为18dB/倍频程（octave）的3阶激励低通滤波器70是适当的。借由模-数转换器13的高扫描速率，可另外获得最大幅度较低的偏差，由于阶梯函数和加权值G符合下式：

$\text{G=sin}\left(\frac{\mathrm{\π}\·\mathrm{fm}}{\mathrm{fCLK}}\right)/\frac{\mathrm{\π}\·\mathrm{fm}}{\mathrm{fCLK}}$

对于比率fCLK/fm=20，偏差为-0.04dB。当选择具有因子Q=10^1/k的十进制几何级时考虑所述的要求和标准，1、1.3、1.6、2、2.5、3.2、4、5、6.3、8、10的结果表示第三级，因此，对于每十进位的k=10个值，生成在100Hz至1MHz的需要范围上具有总共41个激励频率fm的表格。这种情况下，激励频率fm和解调频率完全相等。有利地，用于表格和滤波器的费用较低。对于个别频率，在每一情况下使用最接近准确数值Q^i-1的值。因此，同样获得了在低频率上必需的分辨率；信号发生器12中的相位累加器具有32位的字长。如果在激励频率的上频区1MHz至16KHz中无相位误差，则在低于4KHz的低频率上，由于相位噪音整个信噪比降至约67dB。在解调中，由于窄的带宽限制，越是强烈地抑制高频干扰，激励频率fm就越低。在具有整数比率fa’/fm的频率312kHz、20kHz、10kHz及5kHz上，由于高的过扫描，谐波的谱线低于-100dB的水平。在整数比率fa’/fm中，时钟频率fCLK是激励频率fm的整数倍。

由于存在线圈误差电压，除了平坦分量，解调还生成了双倍的解调频率fm’上的频率分量，且通过3阶线相位FIR带阻滤波器57、57’仅使用四个系数来抑制所述解调频率fm’。有利地，16位精确度的系数是适当的。

同样，在解调中，鉴于生成的基频上的其他谱线分量低于-120dB，因而使用16位正弦/余弦表。使用表格62比计算正弦和余弦值更快速。在更长的表格62中，能够更精细地设定解调频率，例如对于800kHz为69/256。借由随后的1阶递归高通滤波器58、58’，由线圈误差电压引起的平坦分量被抑制。带阻滤波器57、57’位于高通滤波器58、58’之前，否则，由于基频谐波的高振幅，仅生成非常慢衰减的阶跃响应。有利地，高通滤波器58、58’实施为IIR滤波器，由于频率被限制，因而可非常简单地切换瞬态响应时间。对于误差电压抑制，使用0.01Hz的限制频率。这相应于在3mm的线圈有效宽度上约为1.5cm/分钟的最小检测速度。在fa=833kHz的扫描速率上，仅使用约32位的系数精确度可生成这种低的限制频率。若使用16位系数，仅能生成大于10-20Hz的限制频率。其瞬态响应时间约36s。用于快速调节，或称为快速平衡，切换该系数从而高通滤波器58、58’具有10kHz的限制频率以及37μs的瞬态响应时间。1阶IIR高通滤波器58、58’能够快速地调节误差电压抑制。由于存在最小相位系统，因而IIR滤波器类型能够以最短的瞬态响应行为切换系数。由于是1阶，因而计算费用较低。

带阻滤波器57、57’被设计为抑制双倍解调频率上的信号分量。通过IIR高通滤波器58、58’可抑制误差电压。

对于信号处理，到目前为止对于所有的数值运算信号处理器11中需要32位算法，在用于其他低频信号处理的分离平坦分量之后，信号值的精确度可从32位降至16位。由于以降低的最多833kHz的扫描速率fa’来执行所有32位运算，因而该方法也伴随着相对较低的计算时间需求。

为了进一步地抑制干扰和剩余的折叠分量，在fa”=(20..100)fMAX的过扫描上，通过单级联或多级联FIR低通滤波器59、59’使用R’≥1的总缩减因子将低频期望信号限制至可预设的最大带宽fMAX。在20*fMAX的最小值上，这几乎确保了至多1.5%的振幅误差对于分析和生成不会溢出。根据检测速度，如果可能，可尝试获得100*fMAX的扫描速率。有利地，因而获得了用于描绘图形的一串更紧凑的扫描点。可能的最大振幅误差小于0.1%。更高的过扫描并不能提供更多的优点，且由于冗余，其导致了数据生成和存储需求上不必要的增加。由于通常被测装置16移动通过接收线圈17，因而信号处理器11需要实时分析输入信号SDE的数据以能够确定出被测装置16中误差的位置。举例来说，激励频率fm=1MHz，具有23个系数及15kHz的带宽限制的FIR低通滤波器59、59’作为后滤波器。在这样的连接下，扫描速率被降低至208kHz。除了有效地抑制可选干扰信号及移除剩余中频分量，低通滤波器59、59’还用于校正带通范围中的3阶带阻滤波器57、57’的抑制。

通过FIR带阻滤波器57、57’的零点和在之后的缩减低通滤波器59、59’中的后过滤，能够非常大地抑制双倍解调频率上的频率分量。FIR滤波器非常有效地用于较低扫描速率。由于采用有限脉冲响应，能够在扫描速率fa’或降低的扫描速率fa”上进行计算。FIR滤波器具有线相位，因而可以避免失真，且能够保持时间信号形状。通过窄带滤波，期望信号带可更接近激励频率fm，特别地，例如，可上至激励频率fm的1/3（因而不再是至少小于激励频率fm的1/10）。窄带滤波可实现高的抗扰性并降低噪音。

相关于833kHz的输入扫描速率，计算运算的数量是5.7516位乘法和5.75加法。在每一输入扫描间隔中，对于实数和虚数部分，一微秒中共需要约76次运算。最后，每一情况下，IIR高通滤波器60、60’和2阶或4阶IIR低通滤波器61、61’作为缩减低通滤波器59。IIR高通滤波器60、60’和IIR低通滤波器61、61’作为递归滤波器且为严格设定的。

可选地，都是递归滤波器的IIR高通滤波器60、60’和IIR低通滤波器61、61’，作为检测速度的函数自动地再调节。这种情况下，由于大的频率范围，可选地需要具有32位字长的系数。因此，IIR高通滤波器60、60’和IIR低通滤波器61、61’可被检测装置10自动地匹配至检测速度，其中检测装置10检查被测装置16。为此，信号处理器11计算并切换滤波器60、60’、61、61’的系数。IIR高通滤波器60、60’和IIR低通滤波器61、61’过滤低频期望信号以抑制噪音。如图3A所示，IIR高通滤波器58、58’主要以差分线圈布置来使用。如果在接收侧仅使用一个线圈，即接收线圈17，则检测装置10实施绝对通道。在绝对通道的情况下，偏置IIR高通滤波器58、58’被减法器替换，其从信号中减去补偿值。信号处理器11确定并再调节用于调节零点的补偿值。

在滤波器布置22中，低通滤波器23以4倍因子降低扫描速率，每一情况下带通滤波器25和输出低通滤波器53以2倍因子降低扫描速率。可设定另一低通滤波器52的扫描速率缩减因子。时钟频率fCLK典型地为20MHz，且既用于AD转换器布置18，也用于信号发生器12。

在一可选实施例中，使用10MHz时钟作为降低信号处理器11负载的扫描速率，以替换20MHz以激励频率fm数字化地生成激励信号SE。因此，相位增量增加了。由于阶跃函数效应，最大振幅偏差为-0.14dB。还被用作再建滤波器的激励滤波器70可具有陡度为30-36dB/倍频程的5-6阶。

在一可选实施例中，信号处理器11计算解调器信号DS、DS’的正弦和余弦值。通过级数逼近法或CORDIC方法完成计算。

图3A示出检测装置10细节的典型实施例，例如，其可用在根据图1A的检测装置中。检测装置10的另一接收线圈72串联地布置在接收线圈17中。因而接收线圈17和另一接收线圈72形成差分线圈布置。

图3B示出根据图2的检测装置10另一细节的典型实施例。检测装置10具有带通25和解调器27，两者之间提供有信号处理系统29’。下文中，解释信号处理系统29’用于高的激励频率fm值，其中激活了转换系统29”。转换系统29”用于降低扫描速率。转换系统29”实施为开关80。开关80的输入端连接至带通滤波器25。开关80具有第一数P个输出端。最后，开关80的第一输出端连接至解调器27。转换系统29”以P的整因子倍数将扫描速率fa’降低至降低的扫描速率fa”。因此，转换系统29”还被称为向下混合器。转换系统29”实施为采样器。还被称为重采样器。因此，转换系统29”实施为仅传输每一第P值。中间的值被忽略。信号处理器11通过存储来执行转换系统29”和解调器27并通过解调输入信号SDE的每一第P值来进一步处理和。信号处理器11接收不必要的输入信号SDE的P-1值，但并不对后者解调。

信号处理系统29’使用转换系统29”实施转换方法。有利地，转换方法并不需要明显的乘法以将扫描速率fa’改变为降低的扫描速率fa”。信号处理器11以降低的扫描速率fa”实施信号处理系统29’中的运算和随后的运算。因此，节省了计算时间。可低速地使用信号处理器11。

有利地，遵守采样原理、时间离散系统的折叠属性并使用混叠来实施AD转换、滤波、降低扫描速率以及随后的解调。扫描频率fa’和平均频率fm之间为有理数比率并不是必需的。扫描速率fa’、fa”与激励频率fm之间不是有理数比率的情况下也可以实施该方法。

图4A-4D示出根据图3B的检测装置10中谱线的典型实施例。在实例中，激励频率fm为1015kHz。在图4A中，示出线圈信号SP的频谱。图4B示出在以转换器扫描速率fa被扫描、及被带通滤波器25带通滤波后的输入信号SDE。图4C示出由信号处理系统29’的转换系统29”提供的降低了速率的解调器输入信号SD。这种情况下，扫描速率fa’被扫描速率降低至降低的扫描速率fa”，且激励频率fm在转换后被转换为解调频率fm’。转换后的解调频率fm’可被称为中频。图4D中，示出第一和第二期望信号SN1、SN2，其通过解调器27中的解调、低通滤波及其他扫描速率降低来生成。

线圈信号SP是窄带的，被振幅-和相位-调制。该实例中，线圈信号带宽为15kHz。AD转换器布置18的扫描速率fa’=5MHz。带通滤波器25具有+/-15kHz的带通范围以及+/-170kHz的带阻限制以限制带宽。转换系统29”以6倍因子将扫描速率fa’降低至fa”=833kHz。因而扫描速率缩减因子为6。因此线圈信号SP被转换，即根据下式向下混合至中频fm’：

${\mathrm{fm}}^{\′}=\left(\mathrm{fm}\right)\mathrm{mod}{\mathrm{fa}}^{\′\′}=\frac{7}{32}\·{\mathrm{fa}}^{\′\′}=182\mathrm{kHz}$

这是模解调方法。采用通过向下混合的频率转换方法，带通滤波器25过滤的信号被转换至较低的中频。这特别地适于高的激励频率fm。然而对于低的激励频率fm值，带通滤波器25的信号在被信号低通滤波器29”’低通滤波后直接被解调。

通过以R因子将扫描速率fa’降低至降低的扫描速率fa”=fa’/R，激励频率fm被描绘在中频fm’=(fm)mod fa”上。可在频率的原始位置或反转位置上实施解调。作为fm’上频谱的原始位置的条件，适用下式：

k·fa″<fm<(k+0.5)·fa″

K是整数。这相应于条件fm’<fa”/2。因而没有频率的反转位置。另外，还需满足下列条件：

fB<fm'<fa″/2-fB

频谱的对称性得到了保持，且相应时间函数的实值属性被证明是有效的。随后，使用sin(2π fm’t)和cos(2π fm’t)对fm’上的带通信号进行混合解调。因此，中频fm’、降低的扫描速率fa”以及扫描速率fa’彼此为谐波比率。这表示降低的扫描速率fa”为中频fm’的有理数倍。此外，适用fm’/fa”=a/b，其中a和b是整数。因而，在解调期间，用于正弦/余弦函数值的小的表格长度是适当的。缩减因子R是R3=2的倍数，因此为偶数。信号处理器11中的输入数据速率是32位的fa’/2倍且在fa’=5MHz上是2.5M采样，其在16位上是5M字/s。在作为信号处理器的blackfin处理器中，用于16位字长的最大可能数据速率约为50M字/s。对于R>2，每一情况下仅进一步地使用比率R/2中的扫描值。忽略所有其他读入的值。因而，解调频率fm’不同于激励频率fm。然而，在不存在向下混合的较低频率上，解调频率等于激励频率fm。

因此，这种方法具有下述优点：完全实施数字解调和过滤。另外，在AD转换器布置18中实施带通滤波。以较低扫描速率在中频上执行预算。因而节省了计算时间。能够使用低速处理器。为在中频上解调实数和虚数部分，即同相/正交分量，在接收线圈17上行至解调器27之间仅需AD转换器21和信号路径。与之相比，通常在采用直接解调和转换至基带的传统欠扫描的情况下，需要2个AD转换器。检测装置10实时地执行检测方法。可经济地实施检测装置10。

附图标记列表

10检测装置

11信号处理器

12信号发生器

13数-模转换器

14激励线圈

15激励放大器

16被测装置

17接收线圈

18模-数转换器布置

19抗混滤波器

20接收放大器

21模-数转换器

22滤波器布置

23低通滤波器

24采样单元

25带通滤波器

26另一采样单元

27解调器

28,28’解调器输入端

29输入滤波器

29’信号处理系统

29”转换系统

29”’信号低通滤波器

30滤波器输入端

31减法器

32第一乘法器

33第二乘法器

34解调器滤波器

35解调器采样单元

36第一期望信号输出端

37第二期望信号输出端

38显示器

39时钟发生器

40,41,42低通滤波器布置

43,45,47短期低通滤波器

44,46,48长期低通滤波器

49输入开关

50输出开关

51另一输出开关

52另一低通滤波器

53输出低通滤波器

54开关装置

55第一滤波器路径

56第二滤波器路径

57,57’带阻滤波器

58,58’高通滤波器

59,59’低通滤波器

60,60’高通滤波器

61,61’低通滤波器

62表格

70激励低通滤波器

71参考电位连接装置

72另一接收线圈

80开关

CLK时钟信号

DS,DS’解调器信号

fa转换器扫描频率

fa’扫描速率

fa”降低的扫描速率

fCLK时钟频率

fm激励频率

fm’转换后解调频率

M第一数

N第二数

SC控制信号

SD解调器输入信号

SDA数-模转换器信号

SDE输入信号

SE激励信号

SEG发生器信号

SK短期低通滤波器信号

SL长期低通滤波器信号

SP线圈信号

SP’放大的线圈信号

SN1第一期望信号

SN2第二期望信号

SW转换器输出信号

S1第一解调器输出信号

S2第二解调器输出信号

Claims (15)

1.一种借由涡流对被测装置中的裂纹进行无损探测的检测装置，包括：

激励线圈（14），激励信号（SE）被提供至所述激励线圈以通过电磁交变场对被测装置（16）产生作用，

接收线圈（17），以生成线圈信号（SP），其为被测装置（16）中的裂纹的函数，

模-数转换器（21），其输入侧耦合至接收线圈（17），

滤波器布置（22），其输入侧耦合至模-数转换器（21）且被设计为用于带通滤波并降低扫描速率，

解调器（27），其输入侧耦合至滤波器布置（22）的输出端。

2.根据权利要求1的检测装置，其中模-数转换器（21）被设计为以转换器扫描速率（fa）提供转换器输出信号（SW）；滤波器布置（22）被设计为以降低的扫描速率（fa”）将转换器输出信号（SW）转换为解调器输入信号（SD），其中所述降低的扫描速率是转换器扫描速率（fa）的R分之一，R为减缩因子，以及解调器（27）被设计为对解调器输入信号（SD）进行解调。

3.根据权利要求1或2的检测装置，滤波器布置（22）包括带通滤波器（25），其输入侧耦合至模-数转换器（21）且输出侧耦合至解调器（27）以提供输入信号（SDE）。

4.根据权利要求3的检测装置，滤波器布置（22）包括转换系统（29”），其被设计为从第一数P个输入信号（SDE）值中仅选出一个值作为解调器输入信号值（SD）以降低扫描速率，其中第一数P为整数且大于1。

5.根据权利要求1-4之一的检测装置，其中在第二数N个激励信号（SE）周期期间，输入信号（SDE）具有第一数M个值，第一数M和第二数N为不同的整数，滤波器布置包括第一数M个低通滤波器布置（40、41、42）并被设计为在每种情况下第一数M个输入信号（SDE）值中之一被提供至第一数M个低通滤波器布置（40、41、42）中之一。

6.根据权利要求5的检测装置。其中第一数M个低通滤波器布置（40、41、42）中的至少一个包括短期低通滤波器（43、45、47）和长期低通滤波器（44、46、48），长期低通滤波器的时间常量大于短期低通滤波器（43、45、47）的时间常量。

7.根据权利要求1至6之一的检测装置，包括带阻滤波器（57），其输入侧耦合至解调器（27）。

8.根据权利要求1至7之一的检测装置，包括信号处理器（11），其包括耦合至激励线圈（14）的信号发生器（12），其中信号处理器（11）进一步地包括解调器（27）并被设计为以同相的方式向解调器（27）的解调器输入端（28、28’）提供解调器信号（DS、DS’）。

9.根据权利要求8的检测装置，包括数-模转换器（13），设置在信号发生器（12）和激励线圈（14）之间。

10.根据权利要求8或9的检测装置，包括时钟发生器（39），时钟发生器（39）的输出侧耦合至信号发生器（11）的时钟输入端和模-数转换器（21）的时钟输入端。

11.一种借由涡流对被测装置中的裂纹进行无损探测的检测方法，包括：

通过提供有激励信号（SE）的激励线圈（14），采用电磁交变场对被测装置（16）产生作用，

通过接收线圈（17）生成作为被测装置（16）中的裂纹函数的线圈信号（SP），

通过对线圈信号（SP）的数字化提供转换器输出信号（SW），

通过具有带通特性并降低扫描速率地过滤转换器输出信号（SW）来生成解调器输入信号（SD），以及

通过解调器（27）对解调器输入信号（SD）进行解调。

12.根据权利要求11的检测方法，其中转换器输出信号（SW）具有转换器扫描速率（fa），解调器输入信号（SD）具有降低的扫描速率（fa”），其为转换器扫描速率（fa）的R分之一。

13.根据权利要求11或12的检测方法，其中通过带通滤波器（25），从转换器输出信号（SW）中生成输入信号（SDE），或从转换器输出信号（SW）中导出的信号生成输入信号（SDE）。

14.根据权利要求13的检测方法，其中为降低扫描速率，在第一数P个输入信号（SDE）值中仅提供一个值作为解调器输入信号（SD），其中第一数P为整数且大于1。

15.根据权利要求13或14的检测方法，其中输入信号（SDE）的扫描速率（fa’）为激励信号（SE）的激励频率（fm）的有理数M/N倍，在第二数N个激励信号（SE）周期期间，输入信号（SDE）具有第一数M个值，且第一数M和第二数N为不同的整数。

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