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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung und ein Verfahren,
welches sowohl für
die Ortung von metallischen Gegenständen z.B. im Erdreich geeignet
ist, als auch zur Erkennung von Defekten an Gegenständen verwendet
werden kann. Insbesondere kann die Erfindung zur Erkennung von Defekten
an metallischen Gegenständen,
und hier insbesondere an ferromagnetischem Halbzeug oder Fertigprodukten
verwendet werden.
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Ähnliche
Vorrichtungen und Verfahren dieser Art sind seit längerer Zeit
bekannt, es besteht aber weiterhin die Aufgabe, höherwertige
tragbare Meßgeräte der gattungsgemäßen Art
zu schaffen, insbesondere solche auf Basis einer Wirbelstrom-Meßtechnik,
oder auf Basis Ultraschall-Messtechnik oder artverwandter Meßtechniken.
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Aufgabe
ist es somit, ein Gerät
der gattungsgemäßen Art
bereitzustellen, für
welches der erforderliche Aufwand zu dessen Herstellung signifikant reduziert
ist, und welches gleichzeitig – möglichst noch
bei verringertem Energiebedarf – präzisere und zuverlässigere
Messungen ermöglicht.
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Die
vorliegende Erfindung löst
das anstehende Problem nach Maßgabe
der Merkmale des bzw. der unabhängigen
Patentansprüche.
Ein wichtiger Aspekt der Erfindung beruht auf der Erkenntnis, daß es möglich ist,
bislang ungenutzte Signalquellen entweder alleine oder im Zusammenspiel
mit an sich bekannten und nach dem Stand der Technik verwendeten
Signalquellen zu verwenden.
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Die
erfindungsgemäße Vorgehensweise sieht
dazu ein als innovativ betrachtetes erweitertes Demodulationsverfahren
vor, welches sich von einem einfachen Gleichrichtungsverfahren in
erheblicher Weise und auch von herkömmlichen Synchrondemodulationsverfahren
signifikant unterscheidet. Im übrigen
kann das Demodulationsverfahren in diesem Zusammenhang auch für die Auswertung
einer stark reduzierten Teilmenge der verfügbaren Informationen verwendet
werden. Es kann unabhängig
davon mit einem innovativen adaptiven Filterverfahren kombiniert
werden.
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Das
Demodulationsverfahren kann im wesentlichen als ein solches für amplitudenmodulierte Signale
aufgefasst werden. Solche treten bekanntermaßen bei herkömmlichen
Radio/Rundfunksignalen auf. Wie hier bevorzugt vorgesehen, kann
dies z.B. auch bei der Wirbelstrom- oder Ultraschallprüfung an industriell
gefertigten Prüflingen
der Fall sein. Insofern wird für
den erfindungsgemäßen Prozess
der Demodulation die Existenz eines Trägers vorausgesetzt, zumindest
dessen Rückgewinnbarkeit
aus beliebigen Signalquellen. – Herkömmliche
Demodulationsverfahren der hier diskutierten Art beschränken sich
lediglich darauf, die spektrale Energiedichte und ggf. die Phasenlage
i m Umfeld der Trägerfrequenz zu
ermitteln – insbesondere
die der angrenzenden Seitenbänder,
welche typischerweise die interessierende und zeitlich variierende
Information tragen. Demgegenüber
sieht die Erfindung vor, zusätzlich
die Energiedichten (sprich Amplituden) im Umfeld zumindest der zweifachen,
bei Bedarf auch der dreifachen und ggf. auch der vierfachen Frequenz
im Vergleich zur Trägerfrequenz
zu ermitteln, allgemein solcher Oberwellen, deren Signal/Rauschverhältnis größer ist
als eins. Weiterhin wird gemäß der Erfindung weniger
die zeitliche Variation der Phasenlage des Trägers betrachtet, sondern bevorzugt
die zeitliche Variation der Phasenlage der genannten Oberwellen, und
zwar einzeln oder in Kombination, auch mit der Phasenlage des Trägers. Es
werden im Vergleich zu bekannten Verfahren somit eine Mehrzahl an
Amplituden- und Phasenwerte erfasst, welche gemäß der Erfindung je nach Anwendungsfall
in additiv/subtraktiver Kombination(en) ausgewertet werden können, oder
weiterhin auch durch einen oder mehrere Kennwerte, die nach Multiplikation
oder Division der ursprünglichen
Werte miteinander erhalten werden können. – Es sei an dieser Stelle angemerkt,
daß ein herkömmliches
z.B. Synchrondemodulationssignal lediglich Amplituden- und Phaseninformationen
bereitstellt im Bereich der auf einen Wert Null verschobenen Trägerfrequenzanteile.
Eine gleichzeitige Bereitstellung solcher Werte für höhere Frequenzen
(d. h. zum Träger
gehörende
Oberwellen) ist prinzipiell nicht möglich (vgl. 8 und 9). – Das erfindungsgemäße Verfahren
basiert also darauf, daß unter
passenden Voraussetzungen nicht nur der Informationsgehalt des Trägers abgeschöpft und
genutzt werden kann, sondern ebenfalls und zusätzlich auch der Informationsgehalt
der Oberwellen des Trägers, und
zwar in Bezug auf deren zeitlich variablen Amplituden und/oder Phasenlagen.
Sofern einige Oberwellen des Trägers
sich als eher zeitlich konstant erweisen, kann dieser Sachverhalt
zu Vergleichs- und Referenzzwecken genutzt werden. Vorgreifend wird hier
auf die 2 verwiesen, welche das Spektrum eines
Wirbelstromtestsignales wiedergibt, welches mit einem kommerziellen
Testsystem an einem mehrere Defekte aufweisenden Prüfling generiert
wurde. Basierend auf ca. 1,5 Millionen konsekutiv mit 16-bit-Auflösung abgetasteten
Samples, welche anteilig auch die defektverursachten Signalanteile
beinhalten, wird in halblogarithmischer Darstellung deutlich gezeigt,
daß ein
solches Signal neben dem intensiven Trägersignal (ca. 92 dB) auch
die 1., 2. und 3. Harmonische sowie weitere Spektrallinien aufweist, die
einen deutlichem Abstand zum sog. Rauschen (hier ca. 0 dB) besitzen
und somit in innovativer Weise genutzt werden können.
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Die
Erfindung wird im weiteren anhand der Zeichnung erläutert.
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Es
zeigt:
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1 das
Schema des allgemein verwendeten Meßprinzips
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2 gemittelte
spektrale Anteile (PSD) eines so erhaltenen Meßsignals
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3 Spektrale
Anteile bei Abwesenheit von Fehlern
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4 Spektrale
Anteile in Gegenwart eines Fehlers
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5 Spektrale
Anteile bei Abwesenheit von Fehlern, intermittierende Abtastung
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6 Spektrale
Anteile in Gegenwart eines Fehlers, intermittierende Abtastung
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7 Spektrale
Anteile bei Synchrondemodulation, intermitt. Abtastung, bei Abwesenheit
von Fehlern
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8 Spektrale
Anteile bei Synchrondemodulation, intermitt. Abtastung, in Gegenwart
eines Fehlers
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9 Phasenverhalten
bei Synchrondemodulation, intermitt. Abtastung, bei Abwesenheit
von Fehlern
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10 Phasenverhalten
bei Synchrondemodulation, intermitt. Abtastung, in Gegenwart eines Fehlers
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11 Phasenverhalten
bei Fourierdemodulation, intermitt. Abtastung, bei Abwesenheit von Fehlern
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12 Phasenverhalten
bei Fourierdemodulation, intermitt. Abtastung, in Gegenwart eines Fehlers
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13 Auswertungsschema
für ein
amplitudenmoduliertes Zeitsignal
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14 das
Schema eines erfindungsgemäßen Gesamtsystems
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15 eine
Resultatdarstellung, erhalten per fourierdemoduliertem Gesamtsignal
bei Abwesenheit von Fehlern
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16 eine
Resultatdarstellung, erhalten per fourierdemoduliertem Signal basierend
auf intermittierender Abtastung, bei Abwesenheit von Fehlern
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17 dito
für fourierdemoduliertes
Gesamtsignal bei beobachtetem Fehler
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18 dito
für fourierdemoduliertes
Signal ermittelt m. intermitt. Abtastung, bei beobachtetem Fehler
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In 1 ist
ein Teil eines Prüflings 13 gezeigt,
repräsentiert
in Form eines industriellen Halbzeugs (Bramme), samt einem dort
vorhandenen und zu detektierenden Defekt 15. Der Prüfling 13 kann sich
mit konstanter oder unterschiedlicher Geschwindigkeit (Parameter "v") an einer Teststation vorbei bewegen,
welche mindestens eine Sendespule 12 (Symbol: L1) und mindestens
eine Empfangsspule 14 (Symbol : L2) enthält. Die
mindestens eine Sendespule 12 wird geeignet d.h. nach Maßgabe des
Erfindungsgedankens mittels einer im wesentlichen konstanten Wechselspannung
(ca. 1–1200
kHz, ggf auch Sonderfrequenzen) bestromt. An der mindestens einen
Empfangsspule 14 wird ein Wirbelstromsignal von gleicher
Frequenz aber durch Defekte) 15 bedingten Amplitudenschwankungen
abgegriffen (vgl. 14 mit einem einzigen Bereich
reduzierter Amplitude).
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In 2 werden
in halblogarithmischer Darstellung die Spektralanteile ("PSD") eines solcherart erhaltenen
und mittels Fouriertransformation gewandelten Signals gezeigt. Die
schmalbandige Linie maximaler Intensität ist dem sog. Träger zuzuordnen, der
in diesem Falle eine Frequenz 5.000 kHz aufweist. Wie man sieht,
ist der DC-Anteil bei der Frequenz 0 kHz wesentlich geringer, und
auch geringer als die Intensität
der sog. 1. und 2. Oberwelle. Neben den letztgenannten Spektralanteilen
sind diverse weitere Linien vorhanden, die sich deutlich von einem bei
etwa 0 dB anzutreffenden Basispegel abheben. In dieser Figur wird
das Frequenzspektrum wiedergegeben, welches auf einer sehr großen Anzahl
von Abtastwerten basiert und welches Signalanteile enthält, die
im wesentlichen auf defektfreie Bereiche des untersuchten Prüflings zurückgehen,
aber auch diejenigen Signalanteile, die auf einige (in diesem Fall
4 Stück)
Defektbereiche des Prüflings
zurückzuführen sind.
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3 repräsentiert
einen ähnlichen
Sachverhalt wie 2, jedoch basierend auf einer
reduzierten Anzahl von Abtastwerten, welche auf defektfreie Bereiche
des untersuchten Prüflings
zurückgehen.
Die anteiligen Spektrallinien erscheinen daher im Vergleich zu verbreitert.
Wie man bereits hier sieht, hat sich das Verhältnis der Intensitäten von
1. Oberwelle zur Trägerlinie
und auch dasjenige der 1. Oberwelle zur 2. Oberwelle merklich verändert.
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4 repräsentiert
einen ähnlichen
Sachverhalt wie 2, ebenfalls basierend auf einer
reduzierten Anzahl von Abtastwerten, welche nun aber auf einen einzelnen
defektiven Bereich des untersuchten Prüflings zurückgehen. Die anteiligen Spektrallinien
erscheinen ebenfalls verbreitert, und es wird deutlich, daß sich das
Verhältnis
der Intensitäten
von Trägerlinie,
1. und 2. Oberwelle erneut verändert
hat.
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5 ist
mit 3 zu vergleichen, beruht aber auf einem anderen
wichtigen Aspekt der Erfindung, gemäß dem nämlich eine vergleichbare Darstellung
mit wesentlich reduziertem Hard- und Softwareaufwand erhalten werden
kann, wenn intermittierend Meßwerte
erfaßt
("gesampelt") werden. D. h. das
gleiche Signal wurde nicht anhand konsekutiv erfaßter Meßwerte ausgewertet,
sondern lediglich anhand einer Teilmenge von Abtastwerten. In dem gezeigten
Falle wurde beispielsweise nur jeder 97. Abtastwert ("Sample") ausgewertet. Wie
man sieht, ergibt sich ein vergleichbarer, wenn auch reduzierter
Informationsgehalt.
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Ähnliches
gilt für 6,
welche mit 4 zu vergleichen ist, d.h. auf
einer noch weiter reduzierten Anzahl von Abtastwerten beruht, welche
hier in direkt vergleichbarer Weise auf einen einzelnen defektiven Bereich
des untersuchten Prüflings
zurückgehen. Auch
in diesem Falle wurde nur jedes 97. Sample zur Signaldarstellung
herangezogen. Neben der Trägerlinie
sind die Intensitäten
der 1. und 2. Oberwelle zu erkennen.
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Im
Gegensatz dazu zeigt 7, welche ebenfalls mit 4 bzw. 6 zu
vergleichen ist, d.h. auf einer noch weiter reduzierten Anzahl von
Abtastwerten beruht, folgendes: Bei einer Synchrondemodulation,
welche in vergleichbarer Weise auf intermittierend ausgewählten Samples
basiert (hier aber jedes 96. Sample erfaßt), wird die Trägerlinie
lediglich zu einer Gleichspannungskomponente konvertiert, Informationen
zu irgendwelchen Oberwellen sind nachvollziehbar nicht mehr vorhanden,
unabhängig
davon, ob ein durch einen Defekt verursachtes Signal vorliegt oder
nicht.
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Dies
wird in 8 gezeigt, welche auch auf intermittierend
ausgewählten
Samples basiert (ebenfalls nur jedes 96. Sample), die aber auf einen
Signalbereich zurückgehen,
der für
den bereits in 4 und 6 gezeigten
Defekt repräsentativ
ist. Neben der Gleichspannungskomponente (bei der Frequenz 0 kHz
) sind keine auswertbaren weiteren Spektrallinien vorhanden.
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Die
zu 7 und 8 gehörige Phaseninformation auf
Basis einer Synchrondemodulation wird sodann in 9 resp. 10 gezeigt,
welche aber nur wenig nutzbar ist. Es wird lediglich wiedergegeben,
daß die
Phasendifferenzen der Spektralanteile bei Abwesenheit eines Defektes
geringer zu sein scheinen als bei aktueller Beobachtung eines Defektes.
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Wie
aus 11 ersichtlich, bietet das erfindungsgemäße Verfahren
hier nutzbare Vorteile, indem neben der Phaseninformation für den Träger zusätzlich speziell
diejenigen für
die 1. und 2. Oberwelle dargestellt werden können. Dies gilt auch für "gelückte" Datenerfassung,
welche hier wiederum auf beispielsweise jedem 97. genutzten Sample
eines Signals basiert, und zwar bei Defektfreiheit des Prüflings.
(In der Praxis wird man verständlicherweise
auf die Erfassung von nicht genutzen Samples verzichten und dann
bei stark reduzierter Sample-Frequenz lediglich solche Samples erfassen,
die der als Beispiel genannten Teilmenge basierend auf jedem 97. Sample.
Diese Vorgehensweise ermöglicht
unter anderem die Verwendung langsamer, hochauflösender Analog-Digital-Wandler
und reduziert darüberhinaus in
vorteilhafter Weise den erforderlichen Rechenaufwand).
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Demgegenüber zeigt 12 im
Vergleich zu 11 die Verhältnisse, wenn der Prüfling einen
Defekt aufweist. Die gezeigte Gesamtphasenverschiebung ist unbeachtlich
und ist einem Startphasenwert zuzuordnen. Wichtig ist vor allem,
daß neben
der Phasenlage des Trägers
eine sehr signifikante Phaseninformation der 2. Oberwelle erkennbar
ist; in gewisser Weise auch eine solche in der Umgebung der 1. Oberwelle.
Es ist eines der Anliegen der Erfindung, eben diese Phaseninformation
in neuartiger Weise (also speziell auch für die Alternative "gelückte" Betriebsweise) zur
verbesserten Detektion von Defekten an Gegenständen zu verwenden. In gleicher
Weise kann diese Phaseninformation zur verbesserten Detektion von
Gegenständen
durch batteriebetriebene sog. Metallsuchgeräte herangezogen werden. In diesem
Falle ermöglicht
die "gelückte" Datenerfassung und
Betriebsweise eine sehr willkommene Energieeinsparung.
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Bei
Auswertung konsekutiv (ohne Lücken) erfaßter Daten
ist es sinnvoll, standardmäßige Fouriertransformationen
(z.B. per FFT oder per DFT) oder ggf. auch Wavelet-Transformationen
zu verwenden. Eine erste Filterwirkung ergibt sich in an sich bekannter
Weise dadurch, daß die
per Fouriertransformation dargestellten Spektral-Linien eine Breite
aufweisen, die umgekehrt proportional ist zur Anzahl der zugrundegelegten
Samples (Unschärferelation).
Insofern ist es gemäß der Erfindung
nützlich,
nicht weniger als jeweils 9 geeignete Samples einer Fourier-Transformation
zuzuführen,
damit neben der Träger-Linie
zumindest auch die 1. und die 2. Oberwelle nach Betrag (Intensität) und Phase
dargestellt werden können.
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13 zeigt
als Beispiel zu verstehendes Schema die Vorgehensweise bei Anwendung
der "gelückten" also intermittierend
(bevorzugt äquidistant
intermittierend) arbeitenden Datenerfassung. Es möge wie gezeigt
per Spule L2 eine über
die Zeit "t" bzw. ein zugehöriges Winkelmaß "phi" sinusförmig verlaufende
Trägerspannung "U in" erfaßt werden. Diese
wird bei Anwesenheit eines Fehlers kurzfristig modifiziert (vgl.
Zeitmaß 4e3)
um danach wieder auf den ursprünglichen
Wert anzusteigen. Wie dargestellt, ist es möglich, eine Datenerfassung
zu den Zeiten A, B, C, D, E, F, G, H, I, J, K, L, M, N, O durchzuführen, insbesondere
unter Verwendung einer Zusammenschaltung eines sog. A/D-Konverters
und eines Sample-and-Hold-Gliedes. Wie gezeigt, möge die Erfassung
im zeitl. Abstand entsprechend 420° el. stattfinden, also bei 0°, 420°, 840°, 1260° usw. In an
sich bekannter Weise entsteht so ein Abbild sowohl der Trägerspannung
als auch der Modulationseinwirkung, vgl. Zeitpunkte K und L, die
einen geringeren Spannungswert aufweisen als zu den vergleichbaren
Zeitpunkten E und F. Wie ebenfalls an sich bekannt, werden nicht
nur die Intensitätsverhältnisse
abgebildet, sondern auch die zugehörigen Phasenverhältnisse.
Insofern gibt eine Fourier-Transformation, die z.B. die bei C D
E F G H I J K vorliegenden neun Spannungswerte verarbeitet, nicht
nur einen mittleren Amplitudenwert für die Grundwelle wieder, sondern
auch deren Phasenlage. Hierzu ist es ggf. in bekannter Weise erforderlich,
die Startphasenlage korrekt in Anrechnung zu bringen. Die abschnittsweise
Erfassung von Fouriertransformierten kann somit per Blöcken von
z.B. je 9 (oder wesentlich mehr) Samples durchgeführt werden,
die sich durch/nach Verschiebung um definierte Winkel-Incremente,
sprich Samplezahl, ergeben. Dem Fachmann sind dabei Verfahren geläufig, die
es gestatten, den Rechenaufwand zur Ermittlung abschnittsweiser
Resultate gering zu halten, z.B. per FFT im Falle von 8 oder 16
zugrundegelegten Samples pro Block. Wie bereits erwähnt, kann
durch eine intermittierend arbeitende Signalerfassung nicht nur
erheblich an Hardwarekosten für
die zugehörige
Elektronik eingespart, sondern auch der erforderliche Rechenaufwand
drastisch reduziert werden. In den bereits gezeigten 5 bis 12 ist
dies z.B ein Faktor von ca. 100.
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Die
Bestandteile einer erfindungsgemäßen Gesamt-Systems
wird im folgenden anhand der Zeichnung 14 beschrieben.
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Im
oberen Teil der 14 wird in schematischer Weise
ein Prüfling 13 in
Form eines industriellen Halbzeugs (Bramme) gezeigt samt einem zu
detektierenden Defekt 15. Der Prüfling 13 kann sich
mit unterschiedlicher Geschwindigkeit (Parameter "v") an einer Teststation vorbei bewegen,
welche mindestens eine Sendespule 12 (Symbol: L1) und mindestens
eine Empfangsspule 14 (Symbol: L2) enthält. Die Geschwindigkeit des
Prüflings
wird mit einem elektronisch wirkenden Geschwindigkeitsaufnehmer 17 erfaßt, welcher
entsprechende elektronische Signale abzugeben gestattet.
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Neben
einem extrem hochauflösendem
A/D – Wandler 32 nach
derzeit neuester Technologie ist eine Elektronik bzw. Computer 40 mit
den Eigenschaften eines Signalprozessors wesentlicher Bestandteil
der Erfindung. Ein Counter/Timer-Baustein 44 kann außerhalb
des Computers 40 vorgesehen oder in diesen integriert sein.
Im Subsystem 60 befindet sich die erfindungsgemäß erforderliche
Einrichtung zur Erzeugung von Fouriertransformierten (äquivalent:
Wavelet-Transformieren) und eine als Digitalfiltereinheit bezeichnete
Vorrichtung mit softwaremäßig definierten
Filtersätzen 62.
Diese sind ebenfalls vorzugsweise im Computer 40 integriert und
können
in dedizierter Hardware oder kostensparend lediglich in einer im
Computer ausführbaren Software
implementiert sein. Wie technisch an sich üblich, kann der Computer 40 nach
außen
hin an eine Tastatur 60, ein Display 50 und/oder
an ein lokales Netzwerk (Bezugszeichen "LAN")
bzw. WAN angebunden sein.
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Auch
im stationären,
also unbewegten Zustand des Prüflings 13 erzeugt
der Timer 44 ein Zeitsignal hoher Frequenzstabilität. Dieses
Zeitsignal kann nach Wunsch bzw. den technischen Erfordernissen
in der Frequenz variiert werden und steht typischerweise als Rechtecksignal
zur Verfügung,
wie dies an sich für
einen Timer bekannt ist. Das genannte Rechtecksignal wird auf einen
Generator 48' als Vorgabefrequenz
geliefert. Der Generator 48' erzeugt
daraus entweder ein Rechtecksignal oder ein Sinussignal, bevorzugt
mit einstellbarer Amplitude. (Ein Rechtecksignal erzeugt in an sich
bekannter Weise ungeradzahlige, hier vorteilhaft verwendbare Oberwellen).
Das genannte Signal wird auf einen optional vorgesehenen Kurvenformer
KF und einen Leistungsverstärker
PA gegeben, welche in einer Einheit 42 zusammengefaßt sein
können.
Der Leistungsverstärker
ist geeignet, die Sendespule 12 zu bestromen. Infolgedessen
wird im Prüfling 13 in
an sich bekannter Art ein Wirbelstromfeld induziert. Dieses wird
von der schematisch gezeigten Empfangsspule 14 – welche
nach dem Stand der Technik auch als Differenzspulensatz o.ä. ausgebildet
sein kann – registriert
und als Wechselspannung ggf. über
einen oder mehrere Bandpässe 18' und vorzugsweise über zumindest
einen (bevorzugt einstellbaren) Vorverstärker 16 dem bereits
erwähnten A/D-Wandler 32 zugeführt. Dieser
besitzt eine Auflösung
von typischerweise 18 bit oder besser, bevorzugt 22 bit oder besser.
Unter speziellen Voraussetzungen (z.B. bei low-cost Geräten) kommt
auch eine Auflösung
von 12 bit in Frage, insbesondere wenn ca. je 1000 oder mehr Samples
einer Fourier-Transformation zugeführt werden. Der A/D-Wandler
ist bevorzugt in der Lage, weit mehr als 500 Analog/Digitalkonversionen pro
Sekunde durchzuführen.
Wie an sich bekannt, resultiert bei Anwesenheit eines Defektes 15 im
Prüfling
ein modifiziertes Wirbelstromfeld, welches eine in Amplitude und/oder
Phase veränderte
Wechselspannung in der Empfangsspule 14 induziert.
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Optional
kann die Erfindung auch mit einem elektronisch wirkenden Geschwindigkeitsgeber 17 kombiniert
werden. Dies hat den Vorteil, dass im Vergleich zu derzeit handelsüblichen
Geräten
eine erhebliche Einsparung an Filterbaustein-Sätzen erzielt werden kann.
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Vom
elektronisch wirkenden Geschwindigkeitsgeber 17 wird ein
Signal abgegeben, welches der Relativgeschwindigkeit des Prüflings 13 gegenüber der
Sende/Empfangsspulenkombination 12/14 im wesentlichen
proportional ist. Dies Signal ist typischerweise von Rechteckform
so daß z.B.
pro 5 mm Verfahrweg des Prüflings 13 ein
Impuls erzeugt und dem Timer 44 zugeführt wird.
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Sofern
bei unbewegtem Prüfling 13 kein
entsprechendes Geschwindigkeitssignal erzeugt wird, erzeugt der
Timer-Baustein 44 ein von seiner programmierbaren Grundfrequenz
ganzzahlig heruntergeteiltes, impulsförmiges Triggersignal "TRIG". Ein entsprechendes
Beispiel könnte
lauten: Grundfrequenz = 500 kHz, ganzzahliger Teiler = 1000, Triggersignalfrequenz
daher 500 Hz. Dieses Triggersignal wird dem A/D-Wandler 32 zugeführt und
veranlaßt unmittelbar
und mit geringstem Phasenjitter eine A/D-Wandlung wie bereits erwähnt. Auf
diese Weise können
die ermittelten zugehörigen
jeweils aktuellen Digitaldaten über
Datenleitungen 33 in paralleler oder auch serieller Form
dem logischen Eingang des Subsystems 60 zugeführt werden.
Dieses erhält ebenfalls
vom Timer 44 ein zugehöriges
Triggersignal oder zumindest ein logisches Startsignal, berechnet
in einem abgeschlossenen Rechengang aus den angelieferten sowie
aus gespeicherten, vorherigen Digitaldaten einen neuen Ausgangwert,
insbesondere nach Maßgabe
der Länge
der Fouriertransformierten und ggf. einer im Zeit- oder Frequenzbereich durchgeführten sog.
Fensterung. Der Ausgangswert kann durch nachgeschaltete Digitalfilter 62 weiter modifiziert
werden. Dieser Ausgangswert wird unter softwaremäßig gesteuerter Einwirkung
des Computers 40 weiteren Kriterien oder Mustererkennungen unterworfen,
das entsprechende Resultat wird auf dem Display 50 visualisiert
oder als aktuelles Statussignal oder Alarmsignal auf ein übergeordnetes
Netzwerk (LAN) gegeben.
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Sobald
durch den Geschwindigkeitsdetektor 17 eine Bewegung des
Prüflings 13 detektiert
wird, wird der Wert des genannten ganzzahligen Teilers in Abhängigkeit
von der registrierten Geschwindigkeit modifiziert, zum Beispiel
im Sinne von 100 Hz pro m/sec, so daß bei v = 10 m/sec eine Trigger&equenz von 2000
Hz resultiert, bei v = 20 m/sec eine solche von 3000 Hz usw. Diese
Zuordnung kann anhand einer Tabelle oder mathematischen Funktion
anders definiert sein, typischerweise wird jedoch mit höherer Prüflingsgeschwindigkeit
ein höherfrequentes
Triggersignal erzeugt. Es versteht sich, daß der Analog/Digitalwandler
so beschaffen sein muß,
daß er den
erzeugten Triggerfrequenzen phasenrein folgen können muß, so daß bei Bedarf eine sog. Sample-und-Hold-Einrichtung
vorgesehen werden sollte.
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Dieser
Mechanismus wird im wesentlichen softwaremäßig vorgegeben und kann dementsprechend
ohne große
Hardwareänderung
an praktische Gegebenheiten angepaßt werden. Die Anpassung kann
während
des Betriebes an unterschiedliche Meßaufgaben erfolgen. Auf eine
solche Weise kann der Aufwand für
die erforderlichen frequenzmäßig variierbaren
Tief- und Hochpasstufen stark reduziert werden. Wiewohl der Bandpass 18' als separate
und zusätzliche
Digitalfiltereinheit ausgeführt
sein kann, empfiehlt es sich aufgrund des sog. Abtasttheorems, diesen
Bandpass bevorzugt mit Mitteln der Analog-Elektronik zu realisieren.
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Gemäß der Erfindung
ist es aber besonders nützlich,
die oben beschriebene Abtastung mit einem festgelegten oder laufend
errechneten ganzzahligen Bruchteil der Sendefrequenz phasenrichtig
durchzuführen.
Das heißt,
daß der
Abtastwert immer bei genau (360°/n
+ const.) Phasenlage der Empfangsspannung erfaßt wird, um ein zeitlich äquidistante Samples
zu erhalten. – Unter
Umständen
ist es von Vorteil, neben einem ersten AD-Wandler noch einen parallel
arbeitenden zweiten oder weitere vorzusehen, so daß mehrere
AD-Wandler quasi in Tandem arbeiten und jeder für sich eine längere Konversionszeit
in Anspruch darf.
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Gemäß der Erfindung
ist es im Prinzip auch möglich,
mit nicht-äquidistanten
Abtastwerten zu arbeiten, was jedoch den Rechenaufwand erheblich
erhöht
(Lomb-Verfahren). Insofern bietet es sich an, bevorzugt mit "2 hoch n" ganzzahligen Abtastungen
zu arbeiten, um ggf. die Vorteile der sogenannten schnellen Fouriertransformation
(FFT) zu nutzen. Um die Abtastrate nach Maßgabe einer anderen physikalischen
Variable (speziell der sog. Liniengeschwindigkeit) zu ändern, bietet
die Verwendung der normalen diskreten Fouriertransformation jedoch
mehr Freiheiten und Gestaltungsmöglichkeiten. – Um Energie
einzusparen, kann gemäß der Erfindung
so verfahren werden, daß die
Sendespule lediglich einige wenige Vollwellen vor Erfassung des
Abtastwertes bestromt wird (um einen Einschwingvorgang zu realisieren) und
sogleich nach Erfassung des Abtastwertes zu einem passend gewählten Zeitpunkt
stromlos geschaltet wird, wobei ein technisch vorteilhaftes Ausschwingverhalten
der Sendespule angestrebt wird. Dies ist insbesondere für batteriebetriebene,
portable Geräte
von Vorteil.
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Weitere
Gestaltungsmöglichkeiten
ergeben sich dadurch, daß auch
die Sendefrequenz in gewissem Umfange modifiziert werden kann, indem
diese durch ganzzahlige Teilung von einer wesentlich höherfrequenten
Zeitbasis abgeleitet wird. Insbesondere ist es von Nutzen, eine
sinusförmige
Sendespannung für
Spule L1 in an sich bekannter Weise mittels eines softwaregesteuerten
Zählers
und einer zugeordneten digitalen Sinus-Tabelle zu erzeugen, sei
es per D/A-Wandler oder per Pulscode-Modulation. Selbstverständlich ist
es kostengünstiger,
eine frequenzvariable Rechteckspannung bereitzustellen, welche wie
erwähnt
den zusätzlichen
Vorteil besitzt, die interessierenden Oberwellen in signifikanter
Intensität
ohne Mehrkosten zu liefern.
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In 15 bis 18 werden
einige Ergebnisse für
visuelle Auswertung gezeigt, wie sie gemäß der Erfindung anhand der
bereits den 3 bis 6 sowie 11 und 12 zugrundegelegten Informationen
gewonnen wurden. Es werden in mehrfacher Relation und Verkettung
die Daten des Trägers,
der 1. und der 2. Oberwelle verwendet.
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15 beruht
dabei auf der fortlaufenden Auswertung von Fouriertransformationen,
die anhand all jener Samples durchgeführt wurden, die auch für 3 herangezogen
wurden, d.h. ohne Defekt eines Prüflings, und während eines
kürzeren
Zeitintervalls.
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16 zeigt
eine vergleichbare Darstellung, basierend auf den auch zu 5 und 11 gehörigen Daten
("gelückte" Datenerfassung).
Man erkennt die zu 15 vergleichbare Signalform
von etwa mondsichelartiger Kontur, wenn auch mit reduziertem Informationsgehalt.
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Zum
Vergleich zeigen 17 und 18 den
Fall bei defektiver Prüflings-Oberfläche, ohne bzw.
mit "lückender" Datenerfassung (Distanzzahl
= 97 Samples). Die Einhüllende
der dargestellten Linien ist nunmehr von deutlich gestreckter Gestalt
und wesentlich anders als im Falle der 15 und 16. – Es versteht
sich, daß die 15 bis 18 lediglich
als Beispiel zu verstehen sind, wie erfindungsgemäß errechnete
Gut- bzw. Schadens-Resultate visualisiert werden können. Die
Anzahl der Visualisierungsmöglichkeiten
im Vergleich zu bislang bekannten Darstellungsweisen für Prüfverfahren
der hier betrachteten Art ist vergleichsweise umfangreich und kann
aufgrund des fast vollständig
digitalen Charakters der vorgeschlagenen Fehlererkennung in annähernd beliebiger
Weise modifiziert werden. – Es
versteht sich, daß für ein automatisiertes
Fehlerbehandlungsverfahren die erfindungsgemäß gewonnenen Datensätze und
Informationen einer zweckmäßig geeigneten
Mustererkennungseinrichtung zugeführt werden müssen, um
externe Hilfsmittel wie Fehler-Markierungseinrichtungen, Sägen usw.
automatisch ansteuern zu können. – Die erfindungsgemäßen Vorrichtungen
und Verfahren können mit
diversen Sensor-Systemen verwendet werden, insbesondere solchen
auf Ultraschall- und Wirbelstrom-Basis, aber auch mit sog. EMAT-Systemen.