DE4328269A1

DE4328269A1 - Vorrichtung und Verfahren zur Analyse von ILS-Signalen

Info

Publication number: DE4328269A1
Application number: DE4328269A
Authority: DE
Inventors: Jean-Marc Ruinet
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1992-08-26
Filing date: 1993-08-23
Publication date: 1994-03-03
Also published as: FR2695211B1; GB2270226A; CA2104658A1; US5483245A; GB9317009D0; FR2695211A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Analyse von Landeführungssignalen, die un ter der Bezeichnung ILS-Signale (Instruments Landing Sy stem) bekannt sind. Die Vorrichtung ist insbesondere be stimmt zur Bodenkontrolle aller Eigenschaften von Instru mentenlandeanlagen.

In der französischen Patentanmeldung FR-A-1 487 441 hat die Anmelderin ein Verfahren zur Messung eines ILS-Signals unter Verwendung einer analogen Technik beschrieben, bei der die Abweichung des Flugzeugs von der Landeachse anhand der Bestimmung der Modulationsdifferenz zwischen den zwei das zusammengesetzte ILS-Signal bildenden Komponenten bei 90 und 150 Hz abgeschätzt wird.

Die französische Patentanmeldung FR-A-2 596 547 zeigt eine Vorrichtung zur Bereitstellung von Radionavigationsinforma tionen, die in einer Ausgestaltung auf einer numerischen Architektur beruht, in der eine Mikroprozessoranordnung verwendet wird, in der das ILS-Signal nach einem Algorith mus verarbeitet wird, der auf die Berechnung einer schnel len rekursiven Fouriertransformation zurückgreift.

Diese beiden Anmeldungen, die Vorrichtungen beschreiben, die als Bordnavigationsempfänger vorgesehen sind, unterlie gen anderen Einschränkungen als eine Meß- und Analysevor richtung; insbesondere zwingen sie zu einer Integration der Fehler, die u. a. auf durch im Laufe des Landeanflugs auf tretende Hindernisse zurückgehen, um Kreuzmanöver bei der Annäherung zu vermeiden. Diese "Glättung" der Informationen erlaubt nur geringe Aktualisierungsfrequenzen der Daten, was jedoch den Rückgriff auf Bearbeitungen wie die schnelle rekursive Fouriertransformation ermöglicht, die lange Beob achtungszeiten erfordert.

Im Gegensatz dazu ist es bei einer Analysevorrichtung wie der der Erfindung wesentlich, alle Ungenauigkeiten des zu kontrollierenden Systems erfassen zu können, wofür beson ders kurze Reaktionszeiten erforderlich sind.

Eine Aufgabe der Erfindung ist, eine Meßvorrichtung und ein Verfahren zur Analyse eines ILS-Signals mit hoher Lei stungsfähigkeit, d. h. von großer Genauigkeit und hoher Ver arbeitungsgeschwindigkeit, anzugeben.

In vorteilhafter Weise kann die Erfindung in einer einfa chen und kompakten Vorrichtung verwirklicht werden, bei der eine begrenzte Anzahl von Bauelementen verwendet wird, und die dadurch schnell und mit geringem Aufwand zu warten ist.

Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Analyse von Instrumentenlandeführungssignalen (ILS) wie in den unabhängigen Ansprüchen definiert. Abhän gige Ansprüche sind auf bevorzugte Ausgestaltungen der Er findung gerichtet.

Die erfindungsgemäße Vorrichtung umfaßt einen das zu analy sierende zusammengesetzte Signal empfangenden und eine Folge von zur Verarbeitung in numerischer Form geeigneten Werten ausgebenden Analog/Digital-Wandler und ist dadurch gekennzeichnet, daß das zu analysierende Signal zusätzlich an Phasenverriegelungsmittel angelegt wird, die für den Analog/Digital-Wandler ein Abtastsignal mit einer höheren Frequenz als der höchsten Frequenz der Komponenten des zu analysierenden Signals liefern, wobei die numerische Ver arbeitung der vom Wandler ausgegebenen Werte, die in Echtzeit zwischen zwei Abtastzeitpunkten durchgeführt wird, die Bestimmung der Modulationsparameter des ILS-Signals ermöglicht.

Die Phasenverriegelungsschleife ist direkt mit der Frequenz des zu analysierenden Signals synchronisiert, die von einer Subharmonischen der dieses Signal bildenden Komponenten bei 90 Hz und 150 H abgeleitet wird.

Diese spezifische Architektur ermöglicht es, das Rechenver fahren, das in der numerischen Verarbeitungsanordnung ange wandt wird, direkt mit dem zusammengesetzten ILS-Signal zu synchronisieren, um fortlaufend die maximale Amplitude der in diesem ILS-Signal enthaltenen Komponenten bei 90 und 150 Hz zu erfassen, ungeachtet der Frequenz- oder Phasendrift des Signals oder seines Verzerrungsverhältnisses. Außerdem ermöglicht die sofortige Verarbeitung der aufgenommenen numerischen Werte zwischen jeder Abtastung, die Speicherka pazität der Vorrichtung zu begrenzen und diese dadurch mög lichst kompakt zu gestalten.

Die numerische Verarbeitung der vom Wandler ausgegebenen Werte wird durch eine Verarbeitungseinheit durchgeführt, an die ein Lebendspeicher, ein nichtflüchtiger Speicher und ein Ein/Ausgangsmodul angeschlossen sind.

Der nichtflüchtige Speicher umfaßt eine erste Tabelle, in die die numerischen Werte eingetragen sind, die dem Wert einer Gewichtungsfensterfunktion für jeden Abtastzeitpunkt entsprechen, sowie wenigstens zwei Tabellen, in die jeweils numerische Werte eingetragen sind, die 1 ¼ Perioden einer Kosinusfunktion mit einer Frequenz gleich der Frequenz einer charakteristischen Komponente des zu analysierenden Signals entsprechen.

Durch Zugriff auf diese Tabellen wird für jede aufgenommene Abtastung die Berechnung der Werte der im Rechenverfahren verwendeten Funktionen vermieden.

Vorzugsweise umfaßt die erfindungsgemäße Analysevorrichtung zur Verarbeitung des im ILS-Signal enthaltenen Identifika tionssignals einen numerischen Filter, der eine Gewich tungsfunktion benutzt, deren Gleichung gegeben ist durch:

wobei T die Beobachtungsdauer des zu analysierenden Signals darstellt und k′ und α festgelegte numerische Koeffizienten sind.

Durch Wahl dieses Fensters (insbesondere mit k′ = 4 und α = 0,54) kann ein Filter mit sehr selektivem und im Durch gangsband quasi linearem Frequenzgang erhalten werden.

Wie oben angegeben, ist dieses Gewichtungsfenster vorteil hafterweise in einem nichtflüchtigen Speicher in Form einer numerischen Wertetabelle abgespeichert.

Die erfindungsgemäße Vorrichtung wird nach einem Verfahren mit den folgenden Schritten angewandt:

a) Aufnahme eines Abtastwerts S(nTe) des zu analysie renden ILS-Signals durch Analog/Digital-Wandlung dieses Signals, wobei Te die Abtastperiode darstellt und n eine ganze Zahl ist, wobei die Abtastfrequenz höher als die höchste der Frequenzen k der Komponenten des zu analysie renden Signals ist,
b) Multiplizieren des aufgenommenen Abtastwerts mit einem ersten numerischen Wert, der dem Wert einer Gewich tungsfensterfunktion zum Zeitpunkt der Aufnahme entspricht: S(nTe)=Fen(nTe)·S(nTe),
c) Bestimmen von Real- und Imaginärteilen des Spek trums des abgetasteten und gewichteten Signals S(t) bei den Frequenzen k der charakteristischen Komponenten des ILS- Signals: R(k)=R(k)+S(nTe)·cos 2πk nTe
und I(k)=I(k)+S(nTe)·sin 2πk nTe,
d) Wiederholen der Schritte a) bis c) für die Gesamt heit der Abtastungswerte während einer Beobachtungsdauer T des ILS-Signals,
e) Berechnen der Modulationsgrade der charakteristi schen Komponenten des ILS-Signals wobei HF der Mittelwert von S(nTe) über alle aufgenommenen Abtastwerte ist,
f) Berechnung der Differenz (DDM) und Summe (SDM) der Modulationen (M(90) und M(150)) der Komponenten des ILS- Signals bei 90 und 150 Hz: SDM = M(90)+M(150) und DDM = M(90)-M(150).

Dadurch, daß die obigen Berechnungen an zahlreichen Abtast werten, vorteilhafterweise 540, vorgenommen werden, wird der Effekt des analogen Rauschens oder des Quantisierungs rauschens praktisch null. Zusätzlich wird die Messung der Amplitude jeder Komponente des Signals selektiv um jede Frequenz herum vorgenommen, wodurch das breitbandige Rau schen zusätzlich beschränkt wird.

Bei einer speziellen Ausgestaltung kann ein Abtastwert des zu analysierenden Signals zu nur jedem zweiten oder dritten Wert der Kosinusfunktionstabelle aufgenommen werden, was es ermöglicht, auch die Amplitude der zweiten oder dritten Harmonischen dieses Signals zu bestimmen.

Andere Eigenschaften und Vorteile der vorliegenden Erfin dung werden deutlich aus der nachfolgenden Beschreibung, die hinweisend, aber nicht einschränkend, Bezug nimmt auf die beigefügten Zeichnungen, von denen:

Fig. 1 den Aufbau einer erfindungsgemäßen ILS-Signal analysevorrichtung zeigt,

Fig. 2a bis 2e, 3a bis 3e und 4 eine graphische Nähe rung darstellen, an der die am ILS-Signal vorgenommenen Transformationen im Zeitbereich und im Frequenzbereich so wie die Beziehungen zwischen diesen zwei Bereichen beob achtet werden können,

Fig. 5 ein Flußdiagramm ist, das die numerische Verar beitung der ILS-Signale in der erfindungsgemäßen Vorrich tung beschreibt,

Fig. 6 eine Form des in den Tabellen der Vorrichtung abgespeicherten und in der in Fig. 4 beschriebenen numeri schen Verarbeitung verwendeten Signals zeigt,

Fig. 7 ein Flußdiagramm ist, das die Verarbeitung des Identifikationssignals in der erfindungsgemäßen Vorrichtung zeigt,

Fig. 8 eine Gewichtungsfensterfunktion im Zeitbereich darstellt, die bei der Verarbeitung des Identifikations signals verwendet wird, und

Fig. 9 den Frequenzgang des dem Gewichtungsfenster von Fig. 8 entsprechenden digitalen Filters darstellt.

Bekanntlich verfügt man in einem Instrumentenlandeverfü gungssystem über zwei Sender: einen als "localizer" bekann ten Landekurssender zur Ausrichtung auf die Landebahn, der einen Strahl mit einer Divergenz von 2,5° auf beiden Seiten der Landebahn aussendet, und einen als "glide-path" bekann ten Gleitwegausrichtungssender, der einen Strahl von 0,7° Divergenz um eine Gleitwegachse von typischerweise 3° herum aussendet.

In der Praxis bestehen diese Strahlen aus dem gemeinsamen Bereich zweier mit niedriger Frequenz von 90 Hz bzw. 150 Hz modulierter Hauptstrahlen. Das resultierende ILS-Signal hat daher theoretisch die Form eines durch zwei Sinuswellen von 90 und 150 Hz modulierten Hochfrequenzsignals (100 oder 332 MHz).

Im Sonderfall des Landebahnausrichtungs-ILS-Signals ist außerdem ein Identifikationssignal von 1020 Hz den Kompo nenten bei 90 und 150 Hz überlagert.

Fig. 1 ist ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel einer erfin dungsgemäßen ILS-Signalverarbeitungsvorrichtung.

Dieses ILS-Signal bildet das Eingangssignal einerseits eines rückfaltungsfreien Tiefpaßfilters 1 und andererseits von Phasenverriegelungsmitteln, die aus einer Phasenver riegelungsschleife (PLL) 2 bestehen, deren Ausgang mit einem Frequenzsynthesizer 3 verbunden ist. Der Ausgang des Tiefpaßfilters 1 und des Synthesizers 3 bilden die Eingänge einer numerischen Verarbeitungsanordnung 4.

In bekannter Weise besteht eine Phasenverriegelungsschleife aus einem Phasenkomparator, dessen Ausgang einen Spannungs gesteuerten Oszillator (OCT) steuert, der seinerseits auf den Eingang des Komparators rückwirkt. Im Rahmen der vor liegenden Erfindung wird diese Schaltung nicht auf eine fundamentale Frequenz des analysierten Signals synchroni siert, wie dies häufig geschieht, sondern auf eine Subhar monische dieses Signals. Es handelt sich hier um die dritte Subharmonische des 90-Hz-Signals bzw. die fünfte Subharmo nische des 150-Hz-Signals, d. h. eine Frequenz von 30 Hz.

In ebenfalls bekannter Weise ist ein Frequenzsynthesizer als Phasenverriegelungsschleife ausgebildet, in der ein programmierbarer Teiler in die Gegenkopplungsschaltung ein gefügt ist.

In diesem Beispiel der Erfindung ist der programmierbare Teiler ein Teiler durch 540, mit dem am Ausgang des Synthe sizers 3 eine Frequenz von 16,2 kHz ausgehend von der von der Phasenverriegelungsschleife 2 gelieferten stabilen Fre quenz von 30 Hz erhalten werden kann. Diese Abtastfrequenz ist größer als die höchste Frequenz der Komponenten des zu analysierenden Signals. Vorteilhafterweise steht sie in einem Verhältnis von wenigstens 1 zu 10 zum Identifika tionssignal und wenigstens 1 zu 100 zur 150-Hz-Komponente.

Die Verarbeitungsanordnung 4 umfaßt einen Analog/Digital- Wandler 10, der das vom rückfaltungsfreien Filter 1 ausge gebene ILS-Signal aufnimmt und ein 10 Bit breites abgeta stetes Signal S*(t) im Rhythmus eines von einem Ein/Aus gangs-Modul 11 gelieferten Abtastsignals liefert. Das Er gebnis dieser Umwandlung wird in einem Lebendspeicher 12 gespeichert, der mit einer Verarbeitungseinheit 13 verbun den ist, die gleichfalls mit einem nichtflüchtigen Speicher 14 verbunden ist.

Das Ein/Ausgangs-Modul 11, das das vom Frequenzsynthesizer 3 erzeugte Synchronisierungssignal von 16,2 kHz empfängt, ist mit der Verarbeitungseinheit 13 verbunden und liefert ebenfalls Signale zur Verwertung des analysierten ILS- Signals.

Die Informationsübertragungen zwischen der Verarbeitungs einheit und den angeschlossenen Speicherschaltungen 12, 14 oder dem Ein/Ausgangs-Modul 11 werden vorteilhafterweise auf 16 Bit durchgeführt.

Der nichtflüchtige Speicher enthält ein Programm zur Steue rung der Verarbeitungsanordnung sowie mehrere Wertetabel len, deren Nützlichkeit später im Zusammenhang mit den Fig. 2 bis 9 deutlich wird, die den Betrieb der erfindungsge mäßen Verarbeitungseinheit erläutern.

Die Fig. 2 und 3 zeigen die diversen von der Verarbeitungs anordnung am Signal sowohl im Zeitbereich als auch im Fre quenzbereich durchgeführten Operationen.

Fig. 2a zeigt das ILS-Signal am Eingang der erfindungsgemä ßen Vorrichtung. Aus didaktischen Gründen ist das analy sierte Signal das Gleitwegausrichtungssignal, das nur die Komponenten bei 90 Hz und 150 Hz, nicht aber das Identifi kationssignal bei 1020 Hz enthält. Es ist jedoch offen sichtlich, daß eine vergleichbare Analyse am Landekursaus richtungssystem durchgeführt werden kann, dessen demodu liertes Signal dann auch das Signal bei 1020 Hz aufweisen würde. Außerdem wird das Signal zunächst als perfekt und frei von Harmonischen angesehen.

Die Form des demodulierten Signals ist gegeben durch die nachfolgende Gleichung:

S(t)=HF(1+M90 sin 27π·90·t+M150 sin 2π·150·t),

wobei HF die die kontinuierliche Bildkomponente der Hoch frequenzträgerwelle bei 332 MHz ist, der die Summe der Wellen bei 90 Hz und 150 Hz überlagert ist, M90 der Modula tionsgrad der 90-Hz-Welle und M150 der Modulationsgrad der 150-Hz-Welle ist.

Diese Modulationsverhältnisse dienen zur Rückgewinnung der Modulationsdifferenz (DDM) und der Modulationssumme (SDM), Parameter, von denen der erste die Position des Flugzeugs bezüglich der Gleitweg-(oder Landekurs)-Achse kennzeichnet und der zweite zur Überprüfung des vorherigen Meßwerts dient.

Die Abtastung des Signals S(t) mit einer Abtastfrequenz Fe = 1/Te wird erhalten durch Multiplizieren dieses Signals mit einer Dirac-Kammfunktion Δ(t) mit der Periode Te (siehe Fig. 2b), d. h. S*(t)=S(t)·Δ(t) (Fig. 2c), wobei S* eine Folge von zu Zeitpunkten nTe aufgenommenen Werten von S(t) ist.

Im Frequenzbereich entspricht diese Abtastung einer Faltung des Signals S(F) (Fig. 3a) mit dem Signal Δ(F) (Fig. 3b), die ein Spektrum S*(F) ergibt, das eine Wiederholung von S(F) um Vielfache der Frequenz Fe herum ist (vgl. Fig. 3c).

Man stellt also fest, daß zum Informationsverlustlosen Ab tasten des Signals S(t), dessen Spektrum auf eine Maximal frequenz Fm beschränkt ist, die Abtastfrequenz Fe unbedingt größer als 2Fm sein muß.

Man muß jedoch sicher sein, daß das Spektrum von S(t) auf diesen Wert Fm beschränkt ist, denn dieses Signal unter liegt schnellen Änderungen und mehrfachen Störungen, die von der Konfiguration der Landebahn im Moment der Landung abhängen. Daher wurde, um diese Nachteile zu vermeiden, der Abtastung ein Tiefpaßfilter vorgeschaltet, der das Spektrum zwangsläufig auf Fm beschränkt und somit alle nicht er wünschten Störungen vermeidet, dies ist der rückfaltungs freie Filter 1. Das Frequenzspektrum am Ausgang dieses Fil ters ist mit dem von S(t) identisch und dieses Signal, nicht S(t), ist in Wirklichkeit Gegenstand der oben erwähn ten Abtastung.

Fig. 2d und 3d stellen jeweils im Zeitbereich und im Fre quenzbereich eine als Hamming-Fenster bekannte Gewichtungs funktion dar.

Die Abtastung kann nicht am gesamten Signal S(t), d. h. an einer unendlichen Zahl von Abtastwerten entsprechend einer unendlichen Beobachtungsdauer des Signals durchgeführt wer den. Die Anzahl der Abtastwerte muß endlich sein. Diese Be grenzung verringert die Beobachtungsdauer auf einen Wert T, was der Multiplikation der abgetasteten Funktion S*(t) mit einer Fensterfunktion der Breite T entspricht. Um die Effekte dieses Abschneidens zu verringern, ist es nützlich, ein spezifisches Fenster wie das Hamming-Fenster zu verwen den, das in seinem Frequenzspektrum Seitenbänder von sehr geringen Amplituden aufweist und bei dem das Hauptband eine Breite von 1/T hat.

Diese Funktion ist definiert durch die folgende Gleichung:

Vorzugsweise wird für α der Wert 0,54 gewählt, ohne jedoch auf diesen einen Wert beschränkt zu sein (der Wert α = 0,5, der einem Hann-Fenster entspricht, ist z. B. ebenfalls mög lich).

Die Fig. 2e und 3e zeigen die Form des Signals S(t) nach Abtasten und Abschneiden sowie die des entsprechenden Spek trums.

Diese ist gegeben durch die Faltung des Spektrums des ab getasteten Signals S*(F) mit dem Spektrum des Fensters ham(F), d. h. S*(F) * ham(F). Im Frequenzbereich entspricht diese Faltung der Wiederholung des Spektrums ham(F) um die unterschiedlichen Frequenzen des Spektrums S*(F) herum. Man stellt dabei fest, daß zur Vermeidung von jeglichem Infor mationsverlust und zur Erzielung einer perfekten Auswahl der Frequenzen 90 und 150 Hz die Frequenzbreite des Spek trums des Gewichtungsfensters nicht größer als 60 Hz sein darf. Im Fall der vorliegenden Erfindung würde dies eine theoretische Beobachtungszeit des Signals von 16,6 ms (½T = 30 Hz und damit T = 1/60 s) implizieren, d. h. eine halbe Periode des ILS-Signals, das eine Periodizität von 33,3 ms (30 Hz) aufweist.

In der Praxis sieht dies anders aus. Tatsächlich weist auf grund von Mängeln bei der Modulation und der Erzeugung der 90-Hz- bzw. 150-Hz-Signale das ILS-Signale auch harmonische Komponenten dieser Signale und insbesondere, wie Fig. 4 zeigt, halbe Harmonische des 150-Hz-Signals (75 Hz) und zweite Harmonische des 90-Hz-Signals (180 Hz) auf. Um in der Praxis eine perfekte Auswahl der Nutzsignale bei 90 und 150 Hz zu erzielen, darf die Frequenzbreite des Beob achtungsfensters nicht größer als 15 Hz sein, was einer zeitlichen Breite von 66,6 ms (½T = 7,5 Hz und damit T = 1/15 s) entspricht.

Fig. 5 zeigt in Form eines Flußdiagramms die unterschied lichen von der Verarbeitungsanordnung 4 durchgeführten Operationen zur Bestimmung der für das analysierte ILS- Signal charakteristischen Parameter Modulationsdifferenz DDM und Modulationssumme SDM.

Diese Parameter hängen von den Modulationsgraden M90 und M150 ab, die einfach anhand der Fouriertransformierten des Signals S(t) bestimmt werden können.

Tatsächlich ist der Betrag von S(F) bei 90 Hz gleich und bei 150 Hz ist er gleich , wobei die kontinuierliche Komponente den Betrag HF hat.

Es gilt also

daraus folgt

und

wobei R(90), I(90), R(150), I(150) Real- und Imaginärteile von S(F) bei den Frequenzen 90 und 150 Hz sind.

Es ist daher sinnvoll, diese Realteile R(F) und Imaginär teile I(F) zu bestimmen, um anschließend die Modulations grade zu finden. Dabei sind R(F) und I(F) gegeben durch die folgenden Formeln:

Diese können unter Berücksichtigung des Abtastens und Ab schneidens im Zeitraum T aufgrund des Abtastungsfensters beschrieben werden als:

R(k) = Σ_NS(nTe) cos 2πknTe

I(k) = Σ_NS(nTe) sin 2πknTe

wobei N die Zahl der im Zeitraum T genommenen Abtastwerte, Te die Abtastperiode und n eine ganze Zahl ist.

Diese Rechnungen werden anhand von jedem Abtastwert des ILS-Signals und von im nichtflüchtigen Speicher 14 ge speicherten Tabellen durchgeführt, wobei die Tabellen je weils eine Folge von Werten enthalten, die eine Sinus- oder Kosinuskurve von 90 oder 150 Hz definieren.

Fig. 6 zeigt ein Beispiel einer solchen Tabelle. Die Werte sind in der Tabelle in Form ganzer Zahlen von 16 Bits ge speichert und reichen daher von 2¹⁵ bis -2¹⁵. Vorteilhaf terweise umfaßt jede Tabelle, die für 90 oder die für 150 Hz, jeweils 1 ¼ Sinusperioden. Wenn man am Anfang der Tabelle beginnt, erhält man so einen Kosinus mit n Punkten, wohingegen man einen Sinus mit ebenfalls n Punkten erhält, wenn man nach der ersten Viertelperiode anfängt.

Die Abtastfrequenz des Signals S(t) liegt mit 16,2 kHz fest, was der Aufnahme eines Abtastwerts alle 61,728 µs entspricht, die Anzahl der während der Dauer der Beobach tung des Signals genommenen Abtastwerte ist gleich 1080, wobei diese Dauer vorab auf zwei Perioden des ILS-Signals, d. h. 66,6 ms (15 Hz) festgelegt wurde.

Eine Periode des 90-Hz-Signals kann folglich mit 180 Punk ten (16200/90) exakt beschrieben werden, die Tabelle umfaßt somit insgesamt 225 Punkte (1 ¼ Perioden). Entsprechend kann eine Periode des 150-Hz-Signals exakt mit 108 Punkten (16200/150) beschrieben werden, so daß die Tabelle maximal 135 Punkte umfaßt.

Man beachte die Möglichkeit, Informationen über den Anteil zweiter oder dritter Harmonischer am Signal auf zunehmen, wenn dieses nicht die Form eines Signals mit Idealspektrum, wie in Fig. 3 dargestellt, hat, indem diesen Tabellen je weils nur jeder zweite bzw. dritte Punkt entnommen wird.

Es wird wieder Bezug genommen auf Fig. 5, die das Programm zur Berechnung der Modulationsgrade M90 und M150 be schreibt. Es handelt sich um eine mit dem Abtastsignal von 16,2 kHz synchronisierte Schleife.

Nach einem ersten Schritt 20, der aus der Initialisierung der unterschiedlichen für die Rechnungen notwendigen Para meter besteht, wird in einem zweiten Schritt 21 auf das Synchronisationssignal gewartet, das die Abtastung des Signals S(t) steuert. Wenn dieser Befehl eintrifft, wird in einem Schritt 22 ein erster Abtastwert S(nTe) mit n=1 ge nommen, wobei Te die Abtastperiode ist.

In einem folgenden Schritt 23 wird der erhaltene Wert von S(nTe) mit dem Wert des Gewichtungsfensters zum entspre chenden Zeitpunkt Ham (nTe) multipliziert, wobei letzterer Wert einer ersten Tabelle 140 entnommen wird, die für jeden Abtastzeitpunkt vorgegebene Werte der Funktion Ham (t) ent hält. Anschließend wird in einem Schritt 24 eine erste Be stimmung des kontinuierlichen Niveaus HF vorgenommen, das dabei gleich der Amplitude A des auf den ersten aufgenom menen Abtastwert bezogenen Signals ist.

Im Schritt 25 werden Real- und Imaginärteil der 90-Hz-Kom ponente des ILS-Signals berechnet.

Der Realteil R90 ist gegeben durch Multiplizieren des in der vorherigen Rechnung bestimmten gewichteten Abtastwerts mit cos(nTe) und der Imaginärteil I90 ist gegeben durch Multiplizieren dieses Werts mit sin(nTe), wobei die Werte von cos(nTe) und sin(nTe) einer einzigen 90-Hz-Tabelle 142 entnommen werden.

Im Schritt 26 wird eine identische Rechnung für die 150-Hz- Komponente des ILS-Signals vorgenommen, wobei die Werte cos(nTe) und sin(nTe) einer einzigen 150-Hz-Tabelle 143 entnommen werden.

Die Anzahl der Abtastwerte n wird anschließend im Schritt 27 erhöht und die vorangegangenen Operationen der Schritte 21 bis 26 können für einen neuen Abtastwert wieder begonnen werden, bis zum Ende der Beobachtungszeit im Schritt 28, die vorteilhafterweise auf 66,6 ms beschränkt ist, was ge nau 1080 Punkten des Signals S(t) entspricht.

Die Modulationsgrade werden dann im Schritt 29 mit den folgenden, bereits beschriebenen Formeln berechnet:

Das Verhältnis A/n gibt den Mittelwert HF des Signals S(t).

Schließlich werden im Schritt 30 vor dem Schritt 31 der Be endigung der Verarbeitung der Modulations-Differenz und -Summe DDM und SDM aus Differenz oder Summe der im vorange gangenen Schritt 29 berechneten Modulationsgrade bestimmt. Diese Daten werden vorteilhafterweise auf 12 Bits ausgegeben.

Es ist von grundlegender Bedeutung, daß das abgetastete Signal in keiner Weise gespeichert wird und daß die Rech nungen im Zeitraum zwischen zwei Signalabtastungen statt finden. Das Verfahren wird in Echtzeit durchgeführt und er fordert daher keine große Speicherkapazität. Daher braucht der Lebendspeicher, der insbesondere das Konversionsergeb nis enthält, nicht größer als 256 Bytes zu sein.

Da diese Rechnungen zwischen zwei Abtastzeitpunkten, d. h. innerhalb von 61,728 µs durchgeführt werden müssen, ermög licht die Verarbeitungseinheit vorzugsweise Rechnungen mit ganzen Zahlen von 16 und 32 Bits, sowie Gleitkommarech nungen. Vorteilhafterweise ist eine Betriebsfrequenz von 16 MHz vorgesehen, doch stellt dies keine Einschränkung dar.

Fig. 7 beschreibt mit Hilfe eines Flußdiagramms die Analyse des Identifikationssignals bei 1020 Hz.

Dieses Signal ist eine im Morsecode modulierte und dem Landekursausrichtungs-ILS-Signal überlagerte Audiowelle.

In diesem Fall weist das Signal S(t) daher eine geringfügig von der der Fig. 3b unterschiedliche spektrale Komponente auf, insbesondere mit einer zusätzlichen Linie bei der Frequenz 1020 Hz mit der Amplitude . Unter Verwendung der für die Berechnung der Modulationsgrade bei 90 und 150 Hz definierten Prinzipien kann somit genauso der Modula tionsgrad bei 1020 Hz bestimmt werden. Da aber das Identi fikationssignal in einem Bereich von ± 50 Hz um seinen nominellen Wert von 1020 Hz variieren kann, ermöglicht das oben definierte Hamming-Fenster nicht mehr, die Amplitude dieser Frequenzlinie brauchbar aufzunehmen.

Es muß deswegen ein neues Gewichtungsfenster definiert wer den, das eine Filterung der Frequenzlinie bei 1020 Hz mit einem Durchgangsband von mindestens 100 Hz und möglichst verschwindender Welligkeit ermöglicht.

Fig. 8 zeigt das zum Filtern der 1020-Hz-Komponente ent wickelte Gewichtungsfenster.

Dieses Fenster besitzt eine gedämpfte (sin n)/n-Form, die aus der Kombination einer (sin n)/n-Funktion mit einer Hamming-Funktion resultiert. Die Gleichung dieser Fenster funktion ist gegeben durch:

mit

wobei T die Beobachtungsdauer darstellt, α vor teilhafterweise gleich 0,54 gewählt wird und k′ gleich 4 ist.

Die Anwendung dieses spezifischen Fensters W_1020(t) auf das abgetastete Signal S*(t) definiert einen Digitalfilter, dessen Frequenzgang in Fig. 9 dargestellt ist, in der man das Fehlen von Welligkeit im Durchgangsbereich sowie die Flankensteilheit dieses Filters feststellen kann, was seine große Selektivität gut belegt.

Es wird wieder Bezug genommen auf Fig. 7, die die Berech nungen des Modulationsgrades M₁₀₂₀ erläutert. Wie für die Bestimmung der Verhältnisse M90 und M150 wird die Rechnung in einer synchronisierten Schleife bei 16,2 kHz vorge nommen.

Nach einem ersten Schritt 40 des Initialisierens der unter schiedlichen Rechnungsparameter wird in einem zweiten Schritt 41 auf das Synchronisationssignal gewartet, das die Abtastung und damit die Analog/Digital-Wandlung des ILS- Signals steuert. Sobald dieser Wandlungsbefehl empfangen wird, wird in einem Schritt 42 der erste Abtastwert genom men, anschließend in einem Schritt 43 dieser Abtastwert mit dem Wert des oben erwähnten Gewichtungsfensters W1020 für diesen Abtastzeitpunkt multipliziert, wobei letzterer Wert einer zweiten Tabelle 141 entnommen wird, die die Gesamt heit der die Funktion W1020(t) definierenden Werte enthält. Anschließend wird in einem Schritt 44 eine erste Bestimmung des kontinuierlichen Niveaus HF vorgenommen. Im folgenden Schritt 45 werden Realteil und Imaginärteil der 1020-Hz- Komponente aus dem Produkt des gewichteten Abtastwerts mit Werten bestimmt, die einer einzigen 1020-Hz-Tabelle 144 entnommen werden, die Kosinus- und Sinuswerte für jeden Abtastzeitpunkt liefert. Eine neue Auswertung ist nach dem Übergang auf einen folgenden Abtastwert im Schritt 46 mög lich, wobei diese Rechnungen während der gesamten Beobach tungsdauer, d. h. an 1080 Punkten durchgeführt werden (Schritt 47).

Der Modulationsgrad kann anschließend im Schritt 48 aus den Werten von R(1020) und I(1020) und der kontinuierlichen Komponente HF berechnet werden; der Schritt 49 beendet die Verarbeitung der 1020-Hz-Komponente. Der Modulationsgrad bei 1020 Hz wird wie die DDM- und SDM-Werte vorteilhafter weise auf 12 Bits ausgegeben.

Auf den Inhalt der Sinus/Kosinus-Tabelle für 1020 Hz (wie auch den der Tabellen für 90 und 150 Hz) kann sehr leicht mit Hilfe zweier Zeiger zugegriffen werden, von denen sich der eine zyklisch in den ersten n Punkten der Tabelle be wegt und so die Kosinusfunktion definiert, wohingegen der andere sich zyklisch in n Punkten ab der ersten viertel Periode dieser Tabelle bewegt und die Sinusfunktion defi niert.

Anders als bei den Tabellen für 90 und 150 Hz, bei denen jede Periode durch ein ganzzahliges Vielfaches der Abtast periode definiert werden kann, ist eine Periode der Tabelle für 1020 Hz nicht gleich einem ganzzahligen Vielfachen dieser Abtastperiode (16200/1020=15,882). Es wird daher die nächstliegende ganze Zahl, d. h. 16, gewählt, um eine Pe riode des Identifikationssignals zu definieren, was in der Praxis die Frequenz dieses Signals zu 1012,5 Hz macht, einem Wert, der noch im zulässigen Variationsbereich (1020 ± 50 Hz) liegt.

Daraus ergibt sich, daß die 1020-Hz-Tabelle 16+4 Punkte, d. h. insgesamt 20 Punkte umfaßt.

Es ist offensichtlich, daß die hier beschriebene Struktur sehr genaue Rechnungen ermöglicht, wozu auch die Synchroni sierung dieser Berechnungen mit dem Signal durch die Pha senverriegelungsschleifenanordnung beiträgt. So wird die fortlaufende Positionierung auf dem Maximum der Hauptbänder sichergestellt und dementsprechend jeder der Bestimmung der Modulationsgrade und damit der Definition der Gleitweg bzw. Landekursachsen abträgliche Amplitudenfehler ver mieden.

Die Genauigkeit der Bestimmung der Parameter DDM und SDM wird zusätzlich dadurch verbessert, daß die Messung anhand realer, als Verhältnis der Amplituden der modulierenden Signale zur Trägeramplitude definierter Modulationsgrade durchgeführt wird, und daß nicht die Trägeramplitude als konstant angenommen wird und nur die Amplitude der modu lierenden Signale abgeschätzt wird, wie dies nach dem Stand der Technik, insbesondere in den in der Beschreibungsein leitung angeführten Patenten üblich war.

Claims

1. Vorrichtung zur Analyse von Instrumentenlandeführungs signalen (ILS-Signale) mit einem das zu analysierende zusammengesetzte Signal empfangenden und eine zur Ver arbeitung in numerischer Form geeignete Folge von Wer ten ausgebenden Analog/Digital-Wandler, dadurch gekenn zeichnet, daß das zu analysierende Signal zusätzlich an Phasenverriegelungsmittel (2, 3) angelegt wird, die für den Analog/Digital-Wandler (10) ein Abtastsignal mit einer höheren Frequenz als der höchsten Frequenz der Komponenten des zu analysierenden Signals abgeben, wo bei die in Echtzeit zwischen zwei Abtastzeitpunkten durchgeführte numerische Verarbeitung der vom Wandler (10) ausgegebenen Werte die Bestimmung der Modulations parameter des ILS-Signals ermöglicht.

2. Vorrichtung zur Analyse von ILS-Signalen nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenverriegelungs mittel eine Phasenverriegelungsschleife (2) umfassen, deren Ausgang mit dem Eingang eines Frequenzsynthe sizers verbunden ist.

3. Vorrichtung zur Analyse von ILS-Signalen nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenverriegelungs schleife direkt mit der Frequenz des zu analysierenden Signals synchronisiert ist, wobei diese Frequenz von einer Subharmonischen der das Signal bildenden Kompo nenten bei 90 Hz und 150 Hz abgeleitet wird.

4. Vorrichtung zur Analyse von ILS-Signalen nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastfrequenz gleich 16,2 kHz ist.

5. Vorrichtung zur Analyse von ILS-Signalen nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die numerische Verarbei tung der vom Wandler ausgegebenen Werte durch eine Ver arbeitungseinheit (13) durchgeführt wird, an die ein Lebendspeicher (12), ein nichtflüchtiger Speicher (14) und ein Ein/Ausgangs-Modul (11) angeschlossen sind.

6. Vorrichtung zur Analyse von ILS-Signalen nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der nichtflüchtige Spei cher eine erste Tabelle (140) umfaßt, in die die nume rischen Werte eingetragen sind, die dem Wert einer Ge wichtungsfunktion für jeden Abtastzeitpunkt entspre chen.

7. Vorrichtung zur Analyse von ILS-Signalen nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der nichtflüchtige Spei cher wenigstens zwei Tabellen (142, 143) aufweist, in denen jeweils numerische Werte eingetragen sind, die 1 ¼ Perioden einer Kosinusfunktion mit einer Frequenz gleich der einer charakteristischen Komponente des zu analysierenden Signals darstellen.

8. Vorrichtung zur Analyse von Instrumentenlandeführungs signalen (ILS-Signale) mit einem das zu analysierende zusammengesetzte Signal empfangenden und eine zur Ver arbeitung in numerischer Form geeignete Folge von Wer ten ausgebenden Analog/Digital-Wandler, dadurch gekenn zeichnet, daß sie zur Bestimmung des Modulationsgrades des im ILS-Signal enthaltenen Identifikationssignals einen numerischen Filter enthält, der eine Gewichtungs funktion verwendet, deren Gleichung gegeben ist durch die Beziehung: und der eine Ableitung dieses Identifikationssignals vom von dem Wandler ausgegebenen ILS-Signal durchführt, wobei T die Beobachtungsdauer des zu analysierenden Signals darstellt und k′ und α festgelegte numerische Koeffizienten sind.

9. Vorrichtung zur Analyse von ILS-Signalen nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Koeffizient α gleich 0,54 und der Koeffizient k′ gleich 4 ist.

10. Vorrichtung zur Analyse von ILS-Signalen nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungs funktion in numerischer Form in einer Tabelle (141) ge speichert ist, die in einem nichtflüchtigen Speicher (14) einer Verarbeitungsanordnung (4) enthalten ist, die die numerische Behandlung der vom Analog/Digital- Wandler ausgegebenen Werte durchführt.

11. Verfahren zur Analyse von Instrumentenlandeführungs signalen (ILS-Signalen), gekennzeichnet durch die Schritte:

a) Aufnehmen eines Abtastwerts S(nTe) des zu ana lysierenden ILS-Signals durch Analog/Digital-Wandlung dieses Signals, wobei Te die Abtastperiode darstellt und n eine ganze Zahl ist, wobei die Abtastfrequenz höher als die höchste der Frequenzen k der Komponenten des zu analysierenden Signals ist,
b) Multiplizieren des aufgenommenen Abtastwerts mit einem ersten numerischen Wert, der dem Wert einer Gewichtungsfensterfunktion zum Zeitpunkt der Aufnahme entspricht: S(nTe) = Fen(nTe) × S(nTe)
c) Bestimmen von Real- und Imaginärteilen des Spektrums des abgetasteten und gewichteten Signals S(t) bei den Frequenzen k der charakteristischen Komponenten des ILS-Signals: R(k) = R(k) + S(nTe) × cos 2πk nTe und
I(k) = I(k) + S(nTe) × sin 2πk nTe,
d) Wiederholen der Schritte a) bis c) für die Ge samtheit der Abtastwerte während einer Beobachtungs dauer T des ILS-Signals,
e) Berechnen der Modulationsgrade der charakteri stischen Komponenten des ILS-Signals wobei HF der über alle aufgenommenen Abtastwerte be rechnete Mittelwert von S(nTe) ist.

12. Verfahren zur Analyse von ILS-Signalen nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch den Schritt:

f) Berechnung der Differenz (DDM) und Summe (SDM) der Modulationen (M(90) und M(150)) der Komponenten bei 90 und bei 150 Hz des ILS-Signals:

SDM=M(90)+M(150) und DDM=M(90)-M(150).

13. Verfahren zur Analyse von ILS-Signalen nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Gewichtungsfenster funktion eine Hamming-Funktion ist.

14. Verfahren zur Analyse von ILS-Signalen nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Fensterfunktion eine Funktion entsprechend der folgenden Gleichung ist: wobei T die Beobachtungsdauer ist und k′ und α festge legte Konstanten sind.

15. Verfahren zur Analyse von ILS-Signalen nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Koeffizient α gleich 0,54 und der Koeffizient k′ gleich 4 ist.

16. Verfahren zur Analyse von ILS-Signalen nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß zur Bestimmung der r ten Harmonischen der charakteristischen Komponenten des ILS-Signals die im Schritt c) durchgeführte Berechnung der Realteile und Imaginärteile des Spektrums des ge wichteten Signals S*(t) anhand der Formel R(k) = R(k) + S(nTe) × cos 2πkrnTe
I(k) = I(k) + S(nTe) × sin 2πkrnTedurchgeführt wird.

17. Verfahren zur Analyse von ILS-Signalen nach einem der Ansprüche 11 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Funktionen cos 2πknTe und sin 2DknTe in Form von Werte tabellen für Werte von n zwischen 1 und N gespeichert sind, wobei N die Gesamtzahl von im Laufe der Beobach tungsdauer T aufgenommenen Abtastwerten ist.