FR2695211A1 - Dispositif et procédé d'analyse de signaux ILS. - Google Patents
Dispositif et procédé d'analyse de signaux ILS. Download PDFInfo
- Publication number
- FR2695211A1 FR2695211A1 FR9210290A FR9210290A FR2695211A1 FR 2695211 A1 FR2695211 A1 FR 2695211A1 FR 9210290 A FR9210290 A FR 9210290A FR 9210290 A FR9210290 A FR 9210290A FR 2695211 A1 FR2695211 A1 FR 2695211A1
- Authority
- FR
- France
- Prior art keywords
- signal
- ils
- analyzed
- digital
- values
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S1/00—Beacons or beacon systems transmitting signals having a characteristic or characteristics capable of being detected by non-directional receivers and defining directions, positions, or position lines fixed relatively to the beacon transmitters; Receivers co-operating therewith
- G01S1/02—Beacons or beacon systems transmitting signals having a characteristic or characteristics capable of being detected by non-directional receivers and defining directions, positions, or position lines fixed relatively to the beacon transmitters; Receivers co-operating therewith using radio waves
- G01S1/08—Systems for determining direction or position line
- G01S1/14—Systems for determining direction or position line using amplitude comparison of signals transmitted simultaneously from antennas or antenna systems having differently oriented overlapping directivity-characteristics
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S1/00—Beacons or beacon systems transmitting signals having a characteristic or characteristics capable of being detected by non-directional receivers and defining directions, positions, or position lines fixed relatively to the beacon transmitters; Receivers co-operating therewith
- G01S1/02—Beacons or beacon systems transmitting signals having a characteristic or characteristics capable of being detected by non-directional receivers and defining directions, positions, or position lines fixed relatively to the beacon transmitters; Receivers co-operating therewith using radio waves
- G01S1/022—Means for monitoring or calibrating
- G01S1/024—Means for monitoring or calibrating of beacon transmitters
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Aviation & Aerospace Engineering (AREA)
- Measuring Frequencies, Analyzing Spectra (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
L'invention concerne un dispositif d'analyse de signaux de guidage d'atterrissage aux instruments (ILS) comportant un convertisseur analogique/numérique recevant le signal à analyser et délivrant une succession de valeurs aptes à être traitées par un ensemble numerique, le signal à analyser constituant en outre une entrée d'une boucle à verrouillage de phase (2) dont la sortie constitue une entrée d'un synthétiseur de fréquence (3) qui délivre un signal d'échantillonnage pour le convertisseur analogique/numérique (10). La boucle à verrouillage de phase est synchronisée sur la fréquence du signal à analyser extraite d'une sub-harmonique des composantes à 90 Hz ou 150 Hz constituant ce signal.
Description
DISPOSITIF ET PROCEDE D'ANALYSE DE SIGNAUX ILS
La présente invention concerne un procédé et un dispositif d'analyse de signaux de guidage d'atterrissage connus sous l'appellation de signaux ILS "Instruments Landing System" Le dispositif est particulièrement destiné au contrôle au sol de toutes les caractéristiques des installations d'atterrissage aux instruments. Dans la demande de brevet française FR-A-1487 441, la demanderesse a décrit un procédé de mesure d'un signal ILS mettant en oeuvre une technique analogique évaluant l'écart de l'avion par rapport à l'axe d'atterrissage, à partir de la détermination de la différence de modulation existant entre les deux composantes à
90 et 150 Hz constituant le signal composite ILS.
La demande de brevet française FR-A-2 596 547 montre un dispositif pour élaborer des informations de radionavigation reposant, dans un mode de réalisation, sur une architecture numérique mettant en oeuvre un ensemble à microprocesseur au niveau duquel le signal ILS est traité selon un algorithme faisant appel à un calcul de
transformée de Fourier rapide récursive.
Ces deux demandes, qui décrivent des dispositifs destinés à servir de récepteurs de navigation embarqués, engendrent des contraintes distinctes de celle d'un dispositif de mesure et d'analyse; notamment ils obligent à une intégration des défauts dus entre autres aux obstacles pouvant apparaître sur le trajet d'atterrissage, afin d'éviter tout louvoiement lors de l'approche Ce "lissage" des informations ne permet que des cadences de renouvellement des données faibles qui, par contre, autorisent le recours à des traitements tels que la transformée de Fourier rapide
récursive, laquelle exige des temps d'observation longs.
Au contraire, dans un dispositif d'analyse tel que celui de l'invention, il est essentiel de pouvoir appréhender toutes les imperfections du système à contrôler, ce
qui nécessite des temps de réponse particulièrement rapides.
Un but de l'invention est de réaliser un dispositif de mesure présentant des performances élevées, c'est-à-dire une grande précision et une rapidité de
traitement non moins grande.
Un autre but de l'invention est de réaliser un dispositif simple et compact mettant en oeuvre un nombre de composants restreint et autorisant, de ce fait, une
maintenance rapide et réduite.
Ces buts sont atteints par un dispositif d'analyse de signaux de guidage d'atterissage aux instruments (ILS) comportant un convertisseur analogique/numérique recevant le signal à analyser et délivrant une succession de valeurs aptes à être traitées par un ensemble numérique, caractérisé en ce que ledit
2 2695211
signal à analyser constitue en outre une entrée d'une boucle à verrouillage de phase dont la sortie constitue une entrée d'un synthétiseur de fréquence qui délivre un
signal d'échantillonnage pour ledit convertisseur analogique/numérique.
La boucle à verrouillage de phase est synchronisée sur la fréquence du signal à analyser extraite d'une sub-harmonique des composantes à 90 Hz ou 150 Hz
constituant ce signal.
Cette architecture spécifique permet de synchroniser le processus de calcul, mis en oeuvre au niveau de l'ensemble de traitement numérique, sur le signal de façon à appréhender constamment l'amplitude maximale des composantes à 90 et 150 Hz formant du signal ILS, et cela malgré la dérive en fréquence existant au
niveau de ce signal.
L'ensemble numérique comporte une unité de traitement, une mémoire vive, une mémoire non volatile et un module d'entrées/sorties et le traitement des valeurs issues du convertisseur analogique/numérique est réalisé en temps réel entre deux
instants d'échantillonnage.
Le traitement instantané des valeurs numériques acquises permet de limiter
la capacité mémoire du dispositif et ainsi de lui assurer une compacité maximale.
La mémoire non volatile comporte une première table dans laquelle sont inscrites des valeurs numériques correspondant à la valeur d'une fonction fenêtre de Hamming pour chaque instant d'échantillonnage, ainsi qu'au moins deux tables dans chacune desquelles sont inscrites des valeurs numériques représentatives, sur une période un quart, d'une fonction cosinus, de fréquence égale à celle d'une
composante caractéristique du signal à analyser.
Le recours à ces tables de valeurs évite un calcul, pour chaque échantillon
acquis, des valeurs des fonctions mises en oeuvre dans le processus de calcul.
De préférence, le dispositif d'analyse selon l'invention comporte un filtre numérique utilisant une fonction de pondération dont l'équation est: W(t) = 2 O la + ( 1-c) cos O l avec =T, et qui réalise une extraction d'un signal d'identification du signal ILS à analyser o T représente la durée d'observation du signal à analyser et k' et a sont des coefficients numériques. Le choix de cette fenêtre (et notamment avec k' = 4 et a = 0,54) permet l'obtention d'un filtre ayant une réponse en fréquence très sélective et quasi-linéaire
dans la bande passante.
Comme précédemment, cette fenêtre de pondération est avantageusement
3 2695211
emmagasinée sous la forme d'une table de valeurs numériques.
Le dispositif selon l'invention est mis en oeuvre conformément à un procédé comportant les étapes suivantes: a) acquisition d'un échantillon S(n Te) du signal ILS à analyser par la conversion analogique/numérique de ce signal, Te représentant la période d'échantillonnage et N étant un nombre entier, b) multiplication de la valeur de l'échantillon prélevé par une première valeur numérique correspondant à la valeur d'une fonction fenêtre à l'instant d'acquisition: S(n Te) = Fen(n Te) x S(n Te) c) détermination, aux fréquences k des composantes caractéristiques du signal ILS, des parties réelles et imaginaires du spectre du signal S(t) échantillonné et pondéré: R(k) = R(k) + S(n Te) x cos 2 nk n Te et I(k) = I(k) + S(n Te) x sin 2,nk n Te d) répétition des étapes a) à c) sur une durée d'observation T du signal ILS, e) calcul des taux de modulation des composantes caractéristiques du signal ILS. M(k) = 4,r 4 R 2 (k) + (k), lHF étant la valeur moyenne de S(n Te), i) calcul des différence (DDM) et somme (SDM) des modulations (M( 90) et M( 150)) des composantes à 90 et 150 Hz du signal ILS:
SDM = M( 90) + M( 150) et DDM = M( 90) M( 150).
Dans un mode particulier de réalisation, il peut n'être prélevé qu'un échantillon du signal à analyser toutes les deux ou trois valeurs des tables de la fonction cosinus, ce qui permet ainsi de déterminer également l'amplitude des
composantes harmoniques de ce signal.
D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront
mieux à la lecture de la description qui va suivre faite, à titre indicatif et non
limitatif, en regard des dessins annexés, sur lesquels: la figure 1 montre la structure d'un dispositif d'analyse de signaux ILS selon l'invention, les figures 2 à 4 sont une approche graphique permettant d'observer les transformations réalisées sur le signal ILS dans le domaine temporel et dans le domaine fréquentiel ainsi que les relations entre ces deux domaines, la figure 5 est un organigramme décrivant le traitement numérique des signaux ILS dans le dispositif selon l'invention, la figure 6 montre une forme du signal emmagasiné dans les tables du dispositif et intervenant dans le traitement numérique décrit à la figure 4, la figure 7 est un organigramme décrivant le traitement du signal d'identification dans le dispositif selon l'invention, la figure 8 représente, dans le domaine temporel, une fonction "fenêtre de pondération" mise en oeuvre dans le traitement du signal d'identification, et la figure 9 représente la réponse en fréquence du filtre digital correspondant à la
fenêtre de pondération de la figure 8.
On sait que, dans un système de guidage d'atterrissage aux instruments, on dispose de deux émetteurs; l'un, à la fréquence de 110 M Hz, connu sous le nom de signal de radioalignement de piste ou "localizer" et émettant un faisceau de 2,5 ' de largeur de part et d'autre de l'axe de la piste d'atterrissage, et l'autre, à la fréquence de 332 M Hz, connu sous l'appellation de signal de radioalignement de descente ou "glide- path" et émettant un faisceau de 0,7 ' de largeur autour d'un axe de descente
typique de 3 '.
En pratique, ces faisceaux sont constitués chacun par la zone commune de
deux faisceaux principaux modulés à basse fréquence, l'un à 90 Hz l'autre à 150 Hz.
Le signal ILS résultant se présente donc en théorie sous la forme d'un signal haute fréquence ( 110 ou 332 M Hz) modulé en amplitude par deux tensions sinusoïdales
90 et 150 Hz.
Dans le cas particulier du signal ILS d'alignement de piste, un signal d'identification à 1020 Hz vient en outre se superposer aux composantes à 90 et Hz. La figure 1 est un exemple préférentiel de réalisation d'un dispositif de
traitement de tels signaux ILS, conforme à l'invention.
Ce signal ILS constitue un signal d'entrée d'une part d'un filtre passebas antirepliement 1 et d'autre part d'une boucle à verrouillage de phase (PLL)2 dont la sortie est reliée à un synthétiseur de fréquence 3 La sortie du filtre passe-bas 1 et du
synthétiseur 3 constituent des entrées d'un ensemble de traitement numérique 4.
De façon connue, une boucle à verrouillage de phase est constituée d'un comparateur de phase dont la sortie commande un oscillateur contrôlé en tension (OCI) qui réagit à son tour sur l'entrée du comparateur Dans le cadre de la présente invention, la synchronisation de ce circuit est réalisée, non pas sur une fréquence fondamentale du signal analysé, comme il est fréquement pratiqué, mais sur une sub-harmonique de ce signal En l'espèce, il s'agit de la sub-harmonique 3 du signal Hz ou de la sub-harmonique 5 du signal 150 Hz, c'est-à-dire de la fréquence Hz. Egalement de façon connue, un synthétiseur de fréquence se présente comme une boucle à verrouillage de phase au sein de laquelle un diviseur programmable est
inséré dans le circuit de contre-réaction.
Dans l'exemple de l'invention, le diviseur programmable est un diviseur par 540 permettant d'obtenir une fréquence de 16,2 k Hz en sortie du synthétiseur 3 à
partir de la fréquence stable de 30 Hz fournie par la boucle à verrouillage de phase 2.
L'ensemble de traitement 4 comporte un convertisseur analogique/numérique qui reçoit le signal ILS issu du filtre antirepliement 1 et délivre sur 10 bits un signal échantillonné S*(t) au rythme d'un signal d'échantillonnage délivré par un module d'entrées/sorties 11 Le résultat de cette conversion est emmagasiné dans une mémoire vive 12 qui est reliée à une unité de traitement 13, laquelle est
également reliée à une mémoire non volatile 14.
Le module d'entrées/sorties 11 qui reçoit le signal de synchronisation de 16,2 k Hz généré par le synthétiseur de fréquence 3 est relié à l'unité de traitement 13
et délivre également des signaux d'exploitation du signal ILS analysé.
Les transferts d'information entre l'unité de traitement et ses circuits associés, mémoires 12,14 ou module d'entrées/sorties 11 sont avantageusement réalisés sur 16 bits. La mémoire non volatile contient un programme de gestion de l'ensemble de traitement ainsi que plusieurs tables de valeurs dont l'utilité apparaîtra ci-après, au regard des figures 2 à 9 qui explicitent le fonctionnement de l'unité de traitement
selon l'invention.
Les figures 2 et 3 montrent les différentes opérations effectuées, par l'ensemble de traitement, sur le signal tant dans le domaine temporel que dans le
domaine fréquentiel.
La figure 2 a montre le signal ILS en entrée du dispositif selon l'invention.
Dans un souci didactique, le signal analysé est le signal d'alignement de descente qui ne comporte que les composantes à 90 Hz et 150 Hz à l'exclusion du signal d'identification à 1020 Hz Mais il est évident qu'une analyse comparable peut être menée avec le système d'alignement de piste dont le signal démodulé ferait alors également ressortir ce signal à 1020 Hz En outre, le signal sera tout d'abord supposé
parfait, sans harmoniques.
La forme du signal démodulé est donnée par l'équation suivante: S(t) = HF ( 1 + M 90 sin 2 x 90 t + M 150 sin 2 iî 150 t) avec HF la composante continue image de la porteuse haute fréquence à 332 M Hz à
6 2695211
laquelle est superposée la somme des ondes 90 Hz et 150 Hz, M 90 le taux de modulation de l'onde 90 Hz,
M 150 le taux de modulation de l'onde 150 Hz.
Ces taux de modulation servent à reconstituer la différence des modulations (DDM) et la somme des modulations (SDM), paramètres qui, pour le premier, caractérise la position de l'avion par rapport à l'axe de descente (ou de piste) et, pour
le second, sert à la validation de cette précédente mesure.
L'échantillonnage du signal S(t) à une fréquence d'échantillonnage Fe = l/Te est obtenu par la multiplication de ce signal par un peigne de Dirac A(t) de période Te (voir figure 2 b) soit S*(t) = S(t) x A(t) (figure 2 c), S* étant une suite de valeurs de
S(t) prises aux instants n Te.
Dans le domaine fréquentiel, cet échantillonage correspond à une convolution entre le signal S(F) (figure 3 a) et le signal A(F) (figure 3 b), laquelle donne un spectre S*(F) qui est la répétition de S(F) autour des fréquences multiples
de Fe (voir figure 3 c).
On peut alors observer que pour échantillonner, sans perte d'information, ce signal S(t) dont le spectre est borné à une fréquence maximale Fm; il faut
impérativement que la fréquence d'échantillonnage Fe soit supérieure à 2 Fm.
Mais il faut être sûr que le spectre de S(t) soit borné à cette valeur Fm, or ce signal est soumis à des variations rapides et des parasites multiples dépendant de la configuration de la piste au moment de l'atterrissage C'est pourquoi, pour éviter ces inconvénients, l'échantillonnage a été précédé d'un filtre passe-bas qui limite obligatoirement le spectre à Fm, évitant ainsi toutes perturbations non désirées; c'est le filtre antirepliement 1 Le spectre des fréquences en sortie de ce filtre est identique à celui de S(t) et c'est ce signal, et non S(t), qui fait en réalité l'objet de
l'échantillonnage précité.
Les figures 2 d et 3 d représentent respectivement dans le domaine temporel et dans le domaine fréquentiel une fonction de pondération connue sous le nom de
fenètre de Hamming.
L'échantillonnage ne peut être réalisé sur l'ensemble du signal S(t), c'est-à-
dire pour un nombre infini d'échantillons correspondant à un temps d'observation du signal infini Le nombre d'échantillons doit être fini Cette limitation réduit la durée d'observation à une valeur T, ce qui équivaut à multiplier la fonction échantillonnée S*(t) par une fonction fenêtre de largeur T Afin de réduire les effets dus à cette troncature, il est intéressant de recourir à une fenêtre spécifique telle que la fenêtre de Hamming qui présente, au niveau de son spectre fréquentiel, des lobes latéraux
secondaires de très faibles amplitudes, le lobe principal ayant une largeur de 1/T.
Cette fonction fenêtre est définie par l'équation suivante: ham(t) = a + ( 1-a) cos ( 2 z T t) De préférence, on choisira pour a la valeur 0,54, sans toutefois être limité à cette seule valeur (la valeur a= 0,5 qui correspond à une fenêtre de Hann pourrait,
par exemple, être également envisagée).
Les figures 2 e et 3 e montrent l'allure du signal S(t) après échantillonnage et
troncature et celle du spectre correspondant.
Celui-ci est donné par la convolution du spectre du signal échantillonné S*(F) et du spectre de la fenêtre ham (F) soit: S*(F) * ham (F) Dans le domaine fréquentiel, cette convolution revient à répéter le spectre ham (F) autour des différentes fréquences du spectre S*(F) On peut alors observer, que pour éviter toute perte d'information et obtenir une sélection parfaite des fréquences 90 et 150 Hz, il est nécessaire que la largueur fréquentielle du spectre de la fenêtre de pondération ne soit pas supérieure à 60 Hz Dans le cas de la présente invention, cela impliquerait i 1 une observation théorique du signal pendant 16,6 ms (r T = 30 Hz soit T = 60 seconde), soit une demi-période du signal ILS qui présente une périodicité de
33,3 ms ( 30 Hz).
En pratique, il en va toutefois différemment En effet, du fait de défauts présents au niveau de la modulation et de la génération des signaux 90 et 150 Hz, le signal ILS comporte également les composantes harmoniques de ces signaux et notamment, comme le montre la figure 4, les harmoniques 2 du 150 Hz ( 75 Hz) et 2 du 90 Hz ( 180 Hz) Donc, pour obtenir en pratique une sélection parfaite des signaux utiles à 90 et 150 Hz, il sera nécessaire que la largeur fréquentielle de la fenêtre d'observation ne soit pas supérieure à 15 Hz, ce qui correspondant à une
largeur temporelle de 66,6 ms ( 2 T = 7,5 Hz soit T = 1 seconde).
La figure 5 montre, sous forme d'organigramme, les différentes opérations exécutées par l'ensemble de traitement 4 pour déterminer les paramètres différence de modulation DDM et somme des modulations SDM caractéristiques du signal ILS
analysé.
Ces paramètres sont fonction des taux de modulation M 90 et M 150 qui peuvent être déterminés simplement à partir de la transformée de Fourier du signal s(t).
HF.M 90
En effet le module de S(F) pour 90 Hz est égal à 2 et, pour 150 Hz, il
HF.M 150
est égal à 2, la composante continue ayant pour module HF.
HF.M 90 HF M 150
Il vient donc IS( 90)1 = 2 et IS( 150)= 2
2 2
2 2
soit encore M 90 = WS( 90 " HF R 2 ( 90)+I 2 ( 90) et M 150 = O S( 150 = = 2 R 2 ( 150)+I 2 ( 150) R( 90), I( 90),R( 150), 1 ( 150) étant les parties réelles et imaginaires des modules de
S(F) aux fréquences 90 et 150 Hz.
Il convient donc de déterminer ces parties réelles R (F) et imaginaires I (F) pour retrouver ensuite simplement les taux de modulation Or R(F) et I(F) sont donnés par les formules suivantes: R(F) =f S(t) cos 2 z Ft dt I(F) = S(t) sin 2 z Ft dt Lesquelles peuvent également s'écrire, en tenant compte de l'échantillonnage et de la troncature, sur la période T, amenée par la fenètre de pondération: R(k) = YN S(n Te) cos 2 zkn Te I(k) = EN S(n Te) sin 2 zkn Te N étant le nombre d'échantillons prélevés sur la période T, Te étant la période
d'échantillonnage et N représentant un nombre entier.
Ces calculs seront effectués à partir de chaque échantillon du signal ILS et de tables stockées dans la mémoire non volatile 14 et comportant chacune une suite de
valeurs définissant une courbe cosinus ou sinus à 90 ou 150 Hz.
La figure 6 montre un exemple d'une telle table Les valeurs sont emmagasinées dans la table sous forme d'entiers de 16 bits et varient donc entre 215 et -215 Avantageusement, chaque table, 90 ou 150 Hz, comportera une période un quart de sinusoïde En effet, en commençant au début de la table, on obtient un cosinus sur N points, alors qu'en commençant après le premier quart de période, on
obtient, également sur N points, un sinus.
La fréquence d'échantillonnage du signal S(t) étant fixé à 16,2 k Hz, soit une acquisition d'un échantillon toutes les 61,728 is, le nombre d'échantillons prélevé pendant la durée d'observation du signal sera égal à 1080, cette durée ayant été fixée
9 2695211
préalablement à deux périodes du signal ILS soit 66,6 ms ( 15 Hz).
Une période du signal 90 Hz pourra alors être décrite exactement sur 180 points, ( 16200/90), la table comportant alors au total 225 points ( 1 période + 1/4 de période) De même, une période du signal 150 Hz pourra être décrite exactement sur 108 points ( 16200/150), la table comportant alors un maximum de 135 points. Il peut être noté qu'il est possible, en n'extrayant de ces tables qu'un point sur deux ou trois, de recueillir des informations sur le taux d'harmoniques 2 ou 3 existant au niveau du signal, lorsque celui-ci ne se présente pas sous la forme d'un
signal à spectre idéal tel que représenté à la figure 3 a.
Il est fait à nouveau référence à la figure 5 qui décrit le programme de calcul des taux de modulation M 90 et M 150 Il s'agit d'une boucle synchronisée sur le
signal d'échantillonnage à 16,2 k Hz.
Après une première étape 20, consistant en l'initialisation des différents paramètres nécessaires aux calculs, il est procédé dans une seconde étape 21 à
l'attente du signal de synchronisation commandant l'échantillonnage du signal S(t).
A réception de cet ordre, il est procédé dans une étape 22 à l'acquisition d'un premier
échantillon S(n Te) avec n= 1, Te étant la période d'échantillonnage.
Dans une étape suivante 23, la valeur de S (n Te) obtenue est multipliée par la valeur de la fenêtre de pondération à l'instant correspondant Ham (n Te), cette dernière valeur étant extraite d'une première table 140 comportant des valeurs de la fonction Ham (t) prédéterminées pour chaque instant d'échantillonnage Il est procédé ensuite dans une étape 24 à une première détermination du niveau continu
HF alors égal à l'amplitude A du signal relatif au premier échantillon acquis.
L'étape 25 réalise le calcul des parties réelle et imaginaire de la composante à
90 Hz du signal ILS.
La partie réelle R 90 est donnée en multipliant la valeur échantillonnée et pondérée déterminée au calcul précédent par cos(n Te) et la partie imaginaire I 90 en multipliant cette valeur par sin(n Te), les valeurs de cos(n Te) et sin(n Te) étant
extraites d'une table unique 90 Hz 142.
L'étape 26 réalise un calcul identique pour la composante à 150 Hz du signal
ILS, les valeurs cos(n Te) et sin (n Te) étant extraites d'une table unique 150 Hz 143.
Le nombre d'échantillons N est ensuite incrémenté à l'étape 27 et les opérations précédentes des étapes 21 à 26 peuvent être recommencées pour un nouvel échantillon et ainsi de suite jusqu'à achèvement à l'étape 28 du temps dobservation qui est limité avantageusement à 66,6 ms soit exactement 1080 points
du signal S(t).
Les taux de modulations sont alors calculés à l'étape 29 par les formules suivantes déjà décrites: 2 2 n M 90 = i(S( 90))"= \R 2 ( 90)+I 2 ( 90) et M 150 = = 2 n(S( 150)= R R 2 ( 150)+ 12 ( 150) Le rapport A/n donnant la valeur moyenne HF du signal S(t). Enfin, à l'étape 30, préalablement à l'étape 31 de fin de traitement, les différence et somme des modulations DDM et SDM sont déterminées par différence ou somme des taux de modulation calculées à l'étape précédente 29 Ces données
seront avantageusement délivrées sur douze bits.
Il est fondamental de noter que le signal échantillonné n'est en aucune façon mémorisé, les calculs se faisant pendant la période séparant deux acquisitions du signal Le procédé est réalisé en temps réel et de ce fait ne nécessite pas de capacité mémoire importante Ainsi, la mémoire vive contenant, notamment le résultat de
conversion, pourra n'être que de 256 octets.
Ces calculs devant être réalisés entre deux instants d'échantillonnage soit 61,728 Ms, l'unité de traitement autorisera de préférence des calculs sur des entiers de 16 et 32 bits ainsi qu'en virgule flottante Un fonctionnement à 16 M Hz sera
avantageusement envisagé sans que cette fréquence de calcul soit limitative.
La figure 7 décrit, à l'aide d'un organigramme, l'analyse du signal
d'identification à 1020 Hz.
Ce signal est une onde audio modulée selon le code morse et superposée au
signal ILS de radioalignement de piste.
Dans ce cas, le signal S(t) présentera donc une composante spectrale légèrement distincte de celle de la figure 3 b avec, en supplément, notamment une raie à la fréquence 1020 Hz d'amplitude HF M 1020 Il est donc possible, en reprenant les principes définis pour le calcul des taux de modulation 90 et 150 Hz, d'évaluer également le taux de modulation 1020 Hz Toutefois, le signal d'identification pouvant varier dans une plage de + 50 Hz par rapport à sa valeur nominale de 1020 Hz, la fenêtre de Hamming définie précédemment ne permet plus
de recueillir valablement l'amplitude de cette raie de fréquence.
Il est nécessaire de définir une nouvelle fenêtre de pondération qui permettra un filtrage de la raie de fréquence 1020 Hz avec un bande passante d'au moins
Hz et si possible une ondulation quasi inexistante.
La figure 8 montre la fenêtre de pondération développée pour le filtrage de la il 2695211
composante 1020 Hz.
Cette fenêtre présente une forme en (sin n)/n amorti résultant de la combinaison d'une fonction en (sin n)/n avec une fonction de Hamming L'équation de cette fonction fenêtre est donnée par: W 1020 (t) = 2 O la + ( 1-a) cos O l avec y T o T représente la durée d'observation et a étant avantageusement
choisi égal à 0,54 et k' est égal à 4.
L'application de cette fenêtre spécifique W 1020 (t) au signal échantillonné S*(t) définit un filtre digital dont la réponse en fréquence est représentée figure 9, et sur laquelle on peut constater l'absence d'ondulation dans la bande passante ainsi
que la raideur des flancs de ce filtre, qui montre bien sa très grande sélectivité.
Il est fait de nouveau référence à la figure 7 qui explicite le calcul du taux de modulation M 1020 Comme pour la détermination des taux M 90 et M 150, le calcul
est réalisé dans une boucle synchronisée à 16,2 k Hz.
Après une première étape 40 d'initialisation des différents paramètres de calcul, il est procédé dans une seconde étape 41 à l'attente du signal de synchronisation commandant l'échantillonnage et donc la conversion analogique/numérique du signal ILS Dès réception de cet ordre de conversion, il est procédé dans une étape 42 à l'acquisition du premier échantillon, puis dans une étape 43 à la multiplication de la valeur de cet échantillon par la valeur de la fenêtre de pondération précitée W 1020 pour cet instant d'échantillonnage, cette dernière valeur étant extraite d'une seconde table 141 comportant l'ensemble des valeurs définissant la fonction W 1020 (t) Il est procédé ensuite dans une étape 44 à une première détermination du niveau continu HF L'étape suivante 45 réalise le calcul des parties réelle et imaginaire de la composante à 1020 Hz par le produit de la valeur échantillonnée et pondérée par des valeurs extraites d'une table unique 1020 Hz 144 délivrant des valeurs de cosinus et sinus pour chaque instant d'échantillonnage Une nouvelle évaluation est ensuite possible après passage, dans l'étape 46, à un échantillon suivant, ces calculs étant effectués sur toute la durée
d'observation, c'est-à-dire sur 1080 points (étape 47).
Le taux de modulation peut alors être calculé, à l'étape 48, à partir des valeurs de R( 1020) et I( 1020) et de la composante continue HF, l'étape 49 terminant le traitement de la composante à 1020 Hz Le taux de modulation à 1020 Hz est
comme les valeurs DDM et SDM avantageusement délivré sur 12 bits.
Il peut être noté que le contenu de la table sin/cos 1020 (il en est de même pour les tables 90 et 150 Hz) est accessible très facilement en utilisant deux pointeurs l'un se déplaçant cycliquement sur les N premierspoints de la table, définissant ainsi la fonction cosinus, et l'autre se déplaçant cycliquement sur N points
à partir du premier quart de période de cette table, pour définir la fonction sinus.
Contrairement aux tables 90 et 150 Hz pour lesquelles chaque période peut être définie avec un nombre entier multiple de la période d'échantillonnage, une période de la table 1020 Hz n'est pas égale à un nombre entier de fois cette période d'échantillonnage ( 16200/1020 = 15, 882) On choisira donc l'entier le plus proche soit 16 pour définir une période du signal d'identification, ce qui ramène en pratique la fréquence de ce signal à 1012,5 Hz, valeur encore comprise dans la plage de
variation admissible ( 1020 + 50 Hz).
Il en résulte que la table 1020 Hz comporte 16 + 4 soit 20 points au total.
Il est clair que la structure ainsi décrite permet des calculs d'une grande précision et cela d'autant plus que ces calculs sont synchronisés sur le signal par l'ensemble de synchronisation à boucles à verrouillage de phase On est ainsi sûr de se positionner constamment sur le maximum des lobes principaux et donc, corrélativement, d'éviter toute erreur d'amplitude préjudiciable à la détermination
des taux de modulation et donc à la définition des axes de descente et de piste.
En outre, la précision de la détermination des paramètres DDM et SDM est encore amplifiée par le fait que la mesure est réalisée à partir des taux de modulation réels définis comme le rapport des amplitudes des signaux modulants par rapport à l'amplitude de la porteuse, et non en considérant cette dernière amplitude comme constante et en évaluant alors seulement l'amplitude des signaux modulants, comme il était courant dans les procédés de l'art antérieur, notamment dans les brevets
décrits en tête de la description.
Claims (9)
1 Dispositif d'analyse de signaux de guidage d'atterrissage aux instruments (ILS) comportant un convertisseur analogique/numérique recevant le signal à analyser et délivrant une succession de valeurs aptes à être traitées par un ensemble numérique, caractérisé en ce que ledit signal à analyser constitue en outre une entrée d'une boucle à verrouillage de phase ( 2) dont la sortie constitue une entrée d'un synthétiseur de fréquence ( 3) qui délivre un signal d'échantillonnage
pour ledit convertisseur analogique/numérique ( 10).
2 Dispositif d'analyse de signaux ILS selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite boucle à verrouillage de phase est synchronisée sur la fréquence du signal à analyser extraite d'une subharmonique des composantes à
Hz ou 150 Hz constituant ce signal.
3 Dispositif d'analyse de signaux ILS, selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit ensemble numérique comporte une unité de traitement ( 13), une mémoire vive ( 12), une mémoire non volatile ( 14) et un module d'entrées/sorties ( 11) et en ce que le traitement des valeurs issues du convertisseur analogique/numérique ( 10) est réalisé en temps réel entre deux instants d'échantillonnage. 4 Dispositif d'analyse de signaux ILS, selon la revendication 3, caractérisé en ce que ladite mémoire non volatile comporte une première table ( 140) dans laquelle sont inscrites des valeurs numériques correspondant à la valeur d'une
fonction fenêtre de Hamming pour chaque instant d'échantillonnage.
Dispositif d'analyse de signaux ILS selon la revendication 3, caractérisé en ce que ladite mémoire non volatile comporte au moins deux tables ( 142,143) dans chacune desquelles sont inscrites des valeurs numériques représentatives, sur une période un quart, d'une fonction cosinus de fréquence égale
à celle d'une composante caractéristique du signal à analyser.
6 Dispositif d'analyse de signaux de guidage d'atterrissage aux instruments (ILS) comportant un convertisseur analogique/numérique recevant le signal à analyser et délivrant une succession de valeurs aptes à être traitées par un ensemble numérique, caractérisé en ce qu'il comporte un filtre numérique utilisant une fonction de pondération dont l'équation est donnée par la relation suivante: sin k'0 2 xrt W(t) = 2 o la + ( 1-a) cos 6 l avec O = T, et qui réalise une extraction d'un signal d'identification du signal ILS à analyser, o T représente la durée d'observation du signal à analyser et k' et a sont des
coefficients numériques.
7 Dispositif d'analyse de signaux ILS selon la revendication 6,
caractérisé en ce que le coefficient a est égal à 0,54 et le coefficient k' égal à 4.
8 Dispositif d'analyse de signaux ILS selon la revendication 6 ou la revendication 7, caractérisé en ce que ladite fonction de transfert est emmagasinée sous forme numérique dans une table ( 141) contenue dans une mémoire non volatile ( 14) d'un ensemble de traitement ( 4) réalisant un traitement numérique du signal ILS. 9 Procédé d'analyse de signaux de guidage d'atterrissage aux instruments (ILS), caractérisé en ce qu'il comporte les étapes suivantes: a) acquisition d'un échantillon S(n Te) du signal ILS à analyser par la conversion analogique/numérique de ce signal, Te représentant la période d'échantillonnage et N étant un nombre entier, b) multiplication de la valeur de l'échantillon prélevé par une première valeur numérique correspondant à la valeur d'une fonction fenêtre à l'instant d'acquisition: S(n Te) = Fen(n Te) x S(n Te) c) détermination, aux fréquences k des composantes caractéristiques du signal ILS, des parties réelles et imaginaires du spectre du signal S(t) échantillonné et pondéré: R(k) = R(k) + S(n Te) x cos 2 tk n Te et I(k) = I(k) + S(n Te) x sin 2 xk n Te d) répétition des étapes a) à c) sur une durée d'observation T du signal ILS, e) calcul des taux de modulation des composantes caractéristiques du signal ILS. M(k) = V- RZ(k) + I 2 (k),
HF étant la valeur moyenne de S(n Te).
Procédé d'analyse de signaux ILS selon la revendication 9, caractérisé en ce qu'il comporte en outre l'étape suivante: f) calcul des différence (DDM) et somme (SDM) des modulations (M ( 90) et M( 150)) des composantes à 90 et 150 Hz du signal ILS:
SDM = M( 90) + M( 150) et DDM = M( 90) M( 150).
11 Procédé d'analyse de signaux ILS selon la revendication 9, caractérisé
en ce que ladite fonction fenêtre est une fonction de Hamming.
12 Procédé d'analyse de signaux ILS selon la revendication 9, caractérisé en ce que ladite fonction fenêtre est une fonction répondant à l'équation suivante: W(t) = 2 so O (a + ( 1-a) cos 0) avec O = T
T étant la durée d'observation, k' = 4 et act = 0,54.
13 Procédé d'analyse de signaux ILS selon la revendication 9, caractérisé en ce que, pour procéder à la détermination des harmoniques de rang r des composantes caractéristiques du signal ILS, le calcul des parties réelle et imaginaire du spectre du signal S*(t) pondéré réalisé à l'étape c) est modifié comme suit: R(k) = R(k) + S(n Te) x cos 2 zkm Te I(k) = I(k) + S(n Te) x sin 2 krn Te 14 Procédé d'analyse de signaux ILS selon l'une quelconque des
revendications 9 à 12, caractérisé en ce que lesdites fonctions cos 2 nkn Te et sin 2 x
kn Te sont emmagasinées sous la forme de tables de valeurs, N variant de 1 à N, N étant le nombre total d'échantillons prélevés pendant la durée d'observation T.
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9210290A FR2695211B1 (fr) | 1992-08-26 | 1992-08-26 | Dispositif et procédé d'analyse de signaux ILS. |
| GB9317009A GB2270226A (en) | 1992-08-26 | 1993-08-16 | ILS Receiver |
| CA002104658A CA2104658A1 (fr) | 1992-08-26 | 1993-08-23 | Dispositif et methode d'analyse de signaux ils |
| DE4328269A DE4328269A1 (de) | 1992-08-26 | 1993-08-23 | Vorrichtung und Verfahren zur Analyse von ILS-Signalen |
| US08/110,932 US5483245A (en) | 1992-08-26 | 1993-08-24 | ILS signal analysis device and method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9210290A FR2695211B1 (fr) | 1992-08-26 | 1992-08-26 | Dispositif et procédé d'analyse de signaux ILS. |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR2695211A1 true FR2695211A1 (fr) | 1994-03-04 |
| FR2695211B1 FR2695211B1 (fr) | 1994-11-18 |
Family
ID=9433030
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FR9210290A Expired - Fee Related FR2695211B1 (fr) | 1992-08-26 | 1992-08-26 | Dispositif et procédé d'analyse de signaux ILS. |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5483245A (fr) |
| CA (1) | CA2104658A1 (fr) |
| DE (1) | DE4328269A1 (fr) |
| FR (1) | FR2695211B1 (fr) |
| GB (1) | GB2270226A (fr) |
Families Citing this family (24)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2731799B1 (fr) * | 1995-03-13 | 1997-06-20 | Concept Aero System Sarl Soc | Procede et dispositif d'analyse des signaux de radionavigation |
| US6061551A (en) * | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting electromagnetic signals |
| US7515896B1 (en) | 1998-10-21 | 2009-04-07 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same, and aperture relationships |
| US6542722B1 (en) * | 1998-10-21 | 2003-04-01 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with variety of transmitter configurations |
| US7039372B1 (en) * | 1998-10-21 | 2006-05-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with modulation embodiments |
| US7236754B2 (en) * | 1999-08-23 | 2007-06-26 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion |
| US6370371B1 (en) * | 1998-10-21 | 2002-04-09 | Parkervision, Inc. | Applications of universal frequency translation |
| US6879817B1 (en) | 1999-04-16 | 2005-04-12 | Parkervision, Inc. | DC offset, re-radiation, and I/Q solutions using universal frequency translation technology |
| US6873836B1 (en) * | 1999-03-03 | 2005-03-29 | Parkervision, Inc. | Universal platform module and methods and apparatuses relating thereto enabled by universal frequency translation technology |
| US6853690B1 (en) * | 1999-04-16 | 2005-02-08 | Parkervision, Inc. | Method, system and apparatus for balanced frequency up-conversion of a baseband signal and 4-phase receiver and transceiver embodiments |
| US7110435B1 (en) * | 1999-03-15 | 2006-09-19 | Parkervision, Inc. | Spread spectrum applications of universal frequency translation |
| US7693230B2 (en) | 1999-04-16 | 2010-04-06 | Parkervision, Inc. | Apparatus and method of differential IQ frequency up-conversion |
| US7110444B1 (en) * | 1999-08-04 | 2006-09-19 | Parkervision, Inc. | Wireless local area network (WLAN) using universal frequency translation technology including multi-phase embodiments and circuit implementations |
| US7065162B1 (en) | 1999-04-16 | 2006-06-20 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same |
| US8295406B1 (en) | 1999-08-04 | 2012-10-23 | Parkervision, Inc. | Universal platform module for a plurality of communication protocols |
| US7010286B2 (en) | 2000-04-14 | 2006-03-07 | Parkervision, Inc. | Apparatus, system, and method for down-converting and up-converting electromagnetic signals |
| US7454453B2 (en) * | 2000-11-14 | 2008-11-18 | Parkervision, Inc. | Methods, systems, and computer program products for parallel correlation and applications thereof |
| US7072427B2 (en) * | 2001-11-09 | 2006-07-04 | Parkervision, Inc. | Method and apparatus for reducing DC offsets in a communication system |
| US7379883B2 (en) | 2002-07-18 | 2008-05-27 | Parkervision, Inc. | Networking methods and systems |
| US7460584B2 (en) * | 2002-07-18 | 2008-12-02 | Parkervision, Inc. | Networking methods and systems |
| JP4420223B2 (ja) * | 2004-11-16 | 2010-02-24 | 信越化学工業株式会社 | スルフィド鎖含有有機珪素化合物の製造方法 |
| JP4386189B2 (ja) * | 2004-11-16 | 2009-12-16 | 信越化学工業株式会社 | スルフィド鎖含有有機珪素化合物の製造方法 |
| CN115508867B (zh) * | 2022-09-07 | 2023-06-09 | 湖北第二师范学院 | Gnss-r接收机双天线信号协同相关处理系统及方法 |
| CN117890852A (zh) * | 2024-03-13 | 2024-04-16 | 天津七六四通信导航技术有限公司 | 仪表着陆系统的下滑监测电路、设备及信号处理方法 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4414632A (en) * | 1981-04-07 | 1983-11-08 | Murrell Robert A | Automatic monitoring system for radio signal |
| US4586049A (en) * | 1984-06-25 | 1986-04-29 | Davidson Eldon F | Apparatus and method for use in instrument landing system localizer and glide-slope receivers for deriving course deviation information |
| US4609921A (en) * | 1983-11-09 | 1986-09-02 | Rockwell International Corporation | Digital modulation depth detector |
| FR2596547A1 (fr) * | 1986-03-28 | 1987-10-02 | Socrat Sa Nouvelle Societe | Dispositif pour elaborer des informations de radionavigation avec indication de leur validite |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR1487441A (fr) * | 1966-05-25 | 1967-07-07 | Artus | Procédé de mesure de différence de modulation d'un signal complexe |
| DE2852506C2 (de) * | 1978-12-05 | 1980-09-25 | Standard Elektrik Lorenz Ag, 7000 Stuttgart | Überwachungseinrichtung für das Instrumentenlandesystem |
| US4301455A (en) * | 1979-10-17 | 1981-11-17 | United States Of America | Groundspeed measurement system |
| FR2591048B1 (fr) * | 1985-11-29 | 1988-01-15 | Trt Telecom Radio Electr | Discriminateur numerique de frequence, et application a un signal composite vor |
-
1992
- 1992-08-26 FR FR9210290A patent/FR2695211B1/fr not_active Expired - Fee Related
-
1993
- 1993-08-16 GB GB9317009A patent/GB2270226A/en not_active Withdrawn
- 1993-08-23 DE DE4328269A patent/DE4328269A1/de not_active Ceased
- 1993-08-23 CA CA002104658A patent/CA2104658A1/fr not_active Abandoned
- 1993-08-24 US US08/110,932 patent/US5483245A/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4414632A (en) * | 1981-04-07 | 1983-11-08 | Murrell Robert A | Automatic monitoring system for radio signal |
| US4609921A (en) * | 1983-11-09 | 1986-09-02 | Rockwell International Corporation | Digital modulation depth detector |
| US4586049A (en) * | 1984-06-25 | 1986-04-29 | Davidson Eldon F | Apparatus and method for use in instrument landing system localizer and glide-slope receivers for deriving course deviation information |
| FR2596547A1 (fr) * | 1986-03-28 | 1987-10-02 | Socrat Sa Nouvelle Societe | Dispositif pour elaborer des informations de radionavigation avec indication de leur validite |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB2270226A (en) | 1994-03-02 |
| US5483245A (en) | 1996-01-09 |
| DE4328269A1 (de) | 1994-03-03 |
| GB9317009D0 (en) | 1993-09-29 |
| CA2104658A1 (fr) | 1994-02-27 |
| FR2695211B1 (fr) | 1994-11-18 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| FR2695211A1 (fr) | Dispositif et procédé d'analyse de signaux ILS. | |
| EP0329546B1 (fr) | Méthode et système de transmission semi-séquentielle utilisant simultanément plusieurs fréquences de transmission radio pour relier un ensemble de réception sismique à un laboratoire central de commande et d'enregistrement | |
| EP2603862B1 (fr) | Procédé d'analyse de signaux fournissant des fréquences instantanées et des transformées de fourier glissantes et dispositif d'analyse de signaux | |
| FR2645969A1 (fr) | Procede et appareil de controle de puissance pour la distribution d'energie electrique | |
| EP0451232B1 (fr) | Procede et circuit d'acquisition de code pour recepteur de signal a spectre etale | |
| FR2615626A1 (fr) | Procede d'evaluation numerique de la frequence et de la phase de signaux et dispositifs de mise en oeuvre d'un tel procede | |
| EP1410240B1 (fr) | Procede et circuit d'analyse frequentielle en temps reel d'un signal non stationnaire | |
| EP0732803A1 (fr) | Procédé et dispositif de démodulation par échantillonnage | |
| EP0561690A1 (fr) | Procédé et dispositif de détermination du passage à une distance présélectionnée d'un point réflecteur à l'aide du temps de propagation d'une onde continue | |
| EP0398780A1 (fr) | Chaîne de mesure de la caractéristique de bruit de phase additif d'un composant au voisinage d'une fréquence porteuse | |
| EP0709959A1 (fr) | Correction d'un décalage de fréquence | |
| EP0309336B1 (fr) | Procédé de mesure de la fréquence d'un signal périodique et fréquencemètre pour la mise en oeuvre du procédé | |
| FR2462815A1 (fr) | Synthetiseur de frequence a boucle a verrouillage de phase | |
| EP3671250A1 (fr) | Interféromètre numérique à sous-échantillonnage | |
| FR2559586A1 (fr) | Procede et dispositif de mesure de frequence a comptage du nombre de passages a zero | |
| FR2530032A1 (fr) | Analyseur de frequence | |
| FR2551279A1 (fr) | Generateur d'onde sinusoidale, dont la frequence est asservie a un signal binaire, notamment pour modem | |
| EP0574288B1 (fr) | Procédé et dispositif de dissimulation d'erreurs de transmission de signaux audio-numériques codés par transformée fréquentielle | |
| FR2695730A1 (fr) | Méthode et appareil pour traiter un signal numérique amélioré utilisant une transformée de Fourier. | |
| EP0473731B1 (fr) | Procede et dispositif de comparaison de deux signaux analogiques variables | |
| FR2476935A1 (fr) | Procede de reglage de la phase de l'horloge d'un systeme de reception de donnees numeriques, circuit de recuperation de phase pour la mise en oeuvre de ce procede, et systeme de reception de donnees numeriques comprenant ce circuit. | |
| FR3079976A1 (fr) | Module d'acquisition pour un systeme de surveillance d'une machine tournante, systeme et procede de surveillance | |
| WO2006117388A1 (fr) | Mesure dynamique de l'impedance de composants hyperfrequence | |
| WO2015144649A1 (fr) | Procédé de détection d'un signal cible dans un signal de mesure d'un instrument embarqué dans un engin spatial et système de mesure | |
| EP0128804B1 (fr) | Procédé de traitement de signaux radio-électriques pour la radio-navigation et récepteur pour la mise en oeuvre de ce procédé |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| ST | Notification of lapse |
Effective date: 20060428 |