CN103166598A - 数字滤波器及其配置方法、电子设备及无线通信系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种数字滤波器及其配置方法、电子设备及无线通信系统。该数字滤波器中包括一套CIC滤波器组，该数字滤波器的配置方法通过数字滤波器接收到的工作模式选择信号，选择对应各工作模式在寄存器中存储的滤波器速率配置值，并依据该滤波器速率配置值中的主时钟选择信号和时钟分频比选择信号确定滤波器的工作时钟，使各个滤波器根据确定的工作时钟在不同的工作模式下进行转换，依据不同的工作模式对数字滤波器进行配置，从而实现在不需要重新设计滤波器的基础上，灵活的选择不同的工作模式的目的，避免在工作模式转换的过程中对时钟产生电路和滤波器进行重新设计时的材料浪费，进而解决实现降低成本，提高可扩展性的目的。

Description

数字滤波器及其配置方法、电子设备及无线通信系统

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，更具体的说，涉及一种数字滤波器及其配置方法、电子设备及无线通信系统。

背景技术

针对当前支持多模式通信的无线终端系统中，位于DBB(Digital Baseband，数字基带)和RF(Radio Frequency，射频)之间的ABB（Analog Baseband，模拟基带)。该ABB较为重要的功能是基于DAC(Digital Analog Converter，数模转换器)和ADC(Analog Digital Converter，模数转换器)进行的模数之间的转换。

如图1所示，为无线终端通信系统信号流程图，按照图1中的虚线，将ABB分为模拟信号处理部分Analog（虚线以左）和数字信号处理部分Digital(虚线以右)。由于，ABB采用Sigma-Delta（∑-Δ）结构的ADC和DAC，因此，ABB的数字处理需要设计对应的数字降采样滤波器11和数字升采样滤波器12，在ADC通道上用于将ABB模拟SDM(Sigma-Delta调制器)输出的高速调制信号滤波降采样到基带信号速率；在DAC通道用于将数字基带速率信号升采样到ABB SDM调制速率，再进行SDM调制。图1中的RF为射频，SW为短波，Antenna为天线，PA(power amplifier，功率放大器)。

其中，图1中所示，ADC SDM输出数字信号频率为frx_sdm，数字降采样滤波器输出的信号频率为frx_bb，如公式(1)，为了满足通信系统的信噪比要求，frx_sdm通常为frx_bb的几倍到百倍。

frx_sdm=Rrx*frx_bb    (1)

其中，Rrx为正整数，为数字降采样滤波器的降采样倍数。

同样，对于DAC，输入DAC SDM的频率为ftx_sdm，ftx_bb为发送通道的基带信号频率。ftx_sdm为ftx_bb整数倍，如公式(2)。

ftx_sdm=Rtx*ftx_bb    (2)

其中，Rtx为正整数，为数字升采样滤波器的升采样倍数。

对于支持多模式通信的无线终端系统来说，同时支持GSM（Global Systemfor Mobile Communications，全球移动通信系统）、WCDMA（Wide-band CodeDivision Multiple Access，宽带码分多址）、LTE（Long time evolution，长期演进）模式，每个模式的frx_bb(或者ftx_bb)不相同，一般来说，设计的ABB的Rrx和Rtx因通信模式不同是不同的。而对于不同通信模式，系统工作主时钟也可能不同。ADC和DAC的工作主时钟亦随之变化。

因此，对于支持多模多速率通信的Sigma-Delta ABB，它的SDM ADC/DAC要求对接的数字降采样(或升采样)滤波器能够因通信模式不同支持不同的工作主时钟和Rrx、Rtx，而在多速率要求时支持相同工作主时钟下不同的Rrx、Rtx。

在当前的现有技术中，降采样(或升采样)数字滤波器设计，最常用的方法是分别根据每个模式的需求单独设计出满足该需求的FIR（Finite ImpulseRespond，有限冲击响应）滤波器。再根据通信模式选择需要的滤波器通路。

如表1示出的支持三种模式的数字降采样/升采样滤波器时钟规格。

表1

如图2所示，为支持三种模式的数字降采样滤波器的设计框图，包括：一个时钟产生电路21和4个数字降采样滤波器（GSM模式数字降采样滤波器22、WCDMA模式数字降采样滤波器23、LTE模式速率1数字降采样滤波器24和LTE模式速率2数字降采样滤波器25）。图2中虚线箭头表示时钟路径，实线箭头表示数据路径。

基于该时钟产生模块21判断降采样滤波当前的工作模式，并根据工作模式选择主时钟，由所选择的主时钟再生成当前工作模式下对应的数字降采样滤波器模块的时钟。其中，每个数字降采样滤波器至少需要两个时钟，一个是SDM信号速率的高速时钟，一个是基带信号速率的低速时钟。

通过上述4个数字降采样滤波器分别完成GSM、WCDMA、LTE速率1（表1中的编号）、LTE速率2（表1中的编号）的数字降采样滤波功能。由于，上述数字降采样滤波器采用FIR的设计方法，其相对带宽取决于降采样倍数，降采样倍数不同时，固定带宽的FIR降采样滤波器是无法复用的。因此，需要采用上述4套滤波器电路完成4个模式的数字降采样滤波器。

如图3所示，支持三种模式的数字升采样滤波器包括：一个时钟产生电路31和4个数字升采样滤波器（GSM模式数字升采样滤波器32、WCDMA模式数字升采样滤波器33、LTE模式速率1数字升采样滤波器34和LTE模式速率2数字升采样滤波器35）。图3中虚线箭头表示时钟路径，实线箭头表示数据路径。

上述记载的数字升采样滤波器，除了信号数据流向与数字降采样滤波器相反，其他滤波器电路和时钟产生电路一致。同样由于，基于不同的升采样倍数，也需要采用多套数字升采样滤波器电路才完成多模式功能。

由上述可知，基于现有技术在支持无线终端多模多速率需求时，需要多套数字滤波器实现降采样(或升采样)滤波，且如果支持的模式变化导致降(升)采样倍数变化时，对时钟产生电路和不能复用的FIR滤波器需要重新设计，不利于模式扩展且实现代价过大。

发明内容

有鉴于此，本发明实施例的目的在于提供一种数字滤波器及其配置方法、电子设备及无线通信系统，以克服现有技术中的数字滤波器在多种工作模式的转换过程中，其实现数字采样滤波时，代价过大且可扩展性差的问题。

为实现上述目的，本发明实施例提供如下技术方案：

一种数字滤波器的配置方法，包括：

接收工作模式选择信号；

根据所述工作模式选择信号，在寄存器组中，选择当前工作模式对应的滤波器速率配置值，所述寄存器组预存有分别与各个工作模式对应的滤波器速率配置值；

根据所述滤波器速率配置值对当前确定的主时钟进行分频，获取对应输入滤波器组的工作时钟；

按所述工作时钟使所述滤波器组对当前工作模式下接收到的数据进行采样滤波；

其中，所述滤波器组中包括级联的级联积分梳状CIC滤波器组，有限冲击响应FIR补偿滤波器和FIR半带滤波器，所述CIC滤波器组中至少包括两个级联的CIC滤波器。

一方面，当接收到的数据为高速调制数据时，按所述工作时钟使所述滤波器组对当前工作模式下接收到的数据进行采样滤波的过程包括：

按级依次由所述CIC滤波器组、FIR补偿滤波器和FIR半带滤波器依据对应输入的工作时钟对接收到的高速调制数据进行降采样滤波，输出滤波后的低速数据。

另一方面，当接收到的数据为低速数据时，按所述工作时钟使所述滤波器组对当前工作模式下接收到的数据进行采样滤波的过程包括：

按级依次由FIR半带滤波器，FIR补偿滤波器和所述CIC滤波器组依据对应输入的工作时钟对接收到的低速数据进行升采样滤波，输出滤波后的高速数据。

一种数字滤波器，包括：

寄存器组，用于预存分别与各个工作模式对应的滤波器速率配置值，当接收到的工作模式选择信号时，根据所述工作模式选择信号选择当前工作模式对应的滤波器速率配置值；

时钟产生电路，用于根据所述寄存器组发送的所述滤波器速率配置值对当前确定的主时钟进行分频，获取对应输入滤波器组的工作时钟；

滤波器组，用于按照所述时钟产生电路发送的工作时钟对当前工作模式下接收到的数据进行采样滤波；

其中，所述滤波器组中包括级联的级联积分梳状CIC滤波器组，有限冲击响应FIR补偿滤波器和FIR半带滤波器，所述CIC滤波器组中包括至少两个级联的CIC滤波器。

一种模数转换器，包括：输出高速调制数据的Sigma-Delta∑-Δ调制器SDM；

与所述SDM连接，并对所述高速调制数据进行降采样，并输出滤波后的低速数据的数字降采样滤波器，所述数字降采样滤波器为上述所述的数字滤波器；

所述数字滤波器内的CIC滤波器组中级联的CIC滤波器，用于依据接收到的工作时钟对接收到的高速调制数据进行降采样滤波；

FIR补偿滤波器，用于依据接收到的工作时钟对前一级所述CIC滤波器输出的滤波数据进行降采样滤波；

FIR半带滤波器，用于依据接收到的工作时钟对前一级所述FIR补偿滤波器输出的滤波数据进行降采样滤波，并输出滤波后的低速数据。

一种数模转换器，包括：

数字升采样滤波器，所述数字升采样滤波器为上述所述的数字滤波器，所述数字滤波器作为数字升采样滤波器，其内的FIR半带滤波器，用于依据接收到的工作时钟对接收到的低速数据进行升采样滤波；

FIR补偿滤波器，用于依据接收到的工作时钟对前一级所述FIR半带滤波器输出的滤波数据进行升采样滤波；

CIC滤波器组中级联的CIC滤波器，用于依据接收到的工作时钟对前一级所述FIR补偿滤波器输出的滤波数据进行升采样滤波，并输出滤波后的高速数据，用于对接收到的低速数据进行升采样，输出高速数据至Sigma-Delta∑-Δ调制器SDM；

所述SDM，用于对接收到的所述高速数据进行调制，输出高速调制数据至模拟滤波器；

所述模拟滤波器，用于对接收到的所述高速调制数据进行模拟滤波，输出对应的模拟信号。

一种电子设备，其特征在于，上述所述的模数转换器和数模转换器。

一种无线通信系统，包括：天线，短波装置，功率放大器，射频，数字基带，以及设置于所述射频和数字基带之间的模拟基带，所述模拟基带包括上述所述的电子设备。

经由上述的技术方案可知，与现有技术相比，本发明实施例公开了一种数字滤波器及其配置方法、电子设备及无线通信系统。通过基于配置于寄存器组中的各个工作模式的配置信息，根据接收到的工作模式选择信号，在寄存器组中选择当前工作模式对应的滤波器速率配置值，并将该滤波器速率配置值发送至时钟产生电路中，基于该滤波器速率配置值生成对应滤波器组中的各个滤波器的工作时钟，使各个滤波器根据上述过程生成的工作时钟在不同的工作模式下进行转换，实现依据不同的工作模式对数字滤波器进行配置的目的，从而避免在工作模式转换的过程中对时钟产生电路和滤波器进行重新设计时的材料浪费，进而解决实现降低成本，提高可扩展性的目的。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。

图1为现有技术中的无线终端通信系统信号流程图；

图2为现有技术中支持GSM、WCDMA和LTE三种模式的降采样滤波器的设计框图；

图3为现有技术中支持GSM、WCDMA和LTE三种模式的升采样滤波器的设计框图；

图4为本发明实施例一公开的一种数字滤波器的结构示意图；

图5为本发明实施例二公开的FIR滤波器的内部实现结构示意图；

图6为本发明实施例二公开的CIC滤波器的内部实现结构示意图；

图7为本发明实施例二公开的一种数字滤波器的结构示意图；

图8为本发明实施例二公开的时钟产生电路的结构示意图；

图9为本发明实施例三公开的一种数字滤波器的配置方法的流程图；

图10为本发明实施例四公开的一种数字降采样滤波器的结构示意图；

图11为本发明实施例四公开的一种数字升采样滤波器的结构示意图；

图12为本发明实施例六公开的一种模数转换器的结构示意图；

图13为本发明实施例六公开的一种数模转换器的结构示意图；

图14为本发明实施例六公开的一种无线通信系统的结构示意图。

具体实施方式

为了引用和清楚起见，下文中使用的技术名词的说明、简写或缩写总结如下：

ABB：Analog Base band，模拟基带；

DBB：Digital Base band，数字基带；

RF：Radio Frequency，射频；

DAC：Digital Analog Converter，数模转换器；

ADC：Analog Digital Converter，模数转换器；

GSM：Global System for Mobile Communications，全球移动通信系统；

WDCMA:Wide-band Code Division Multiple Access，宽带码分多址；

LTE:Long time evolution，长期演进；

SDM：Sigma Delta Modulator，Sigma_Delta∑-Δ调制器；

FIR：Finite Impulse Respond，有限冲击响应；

CIC：Cascaded Integrator-comb，级联积分梳状。

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

由背景技术可知，在现有技术中采用的支持GSM、WCDMA和LTE三种模式的数字滤波器的结构，以及在升采样或降采样的滤波的实现方式上可知，现有技术中在支持无线终端多模多速率需求时，降采样或升采样的滤波实现的过程中需要采用多套数字滤波器；且其扩展性较差，当需要支持的模式变化导致降或升采样倍数发生变化时，需要对数字滤波器中的时钟产生电路和不能进行复用的FIR滤波器进行重新设计。由上述可知，对于现有技术中的滤波器而言，其在多种工作模式的转换过程中实现数字滤波的代价以及成本都过大，且扩展性差。

因此，本发明实施例为解决上述问题公开了一种数字滤波器及其对应的配置方法，和应用该数字滤波器的电子设备及无线通信系统。其在实现降采样或升采样的数字滤波的过程中，利用CIC滤波器特性，基于一套CIC为主体的数字滤波器组实现无线通信多模多速率的Sigma-Delta ABB的降采样或升采样的数字滤波，具体过程通过以下本发明公开的实施例进行详细说明：

实施例一

如图4所示，为本发明实施例公开的一种数字滤波器的结构示意图，主要包括：寄存器组1、时钟产生电路2和滤波器组3。图4中虚线箭头表示时钟路径，实线箭头表示数据路径。

寄存器组1，用于预存分别与各个工作模式对应的滤波器速率配置值，当接收到的模式选择信号时，根据所述模式选择信号选择当前工作模式对应的滤波器速率配置值。

如图4所示，在本发明该实施例中当接收到工作模式选择信号A时，依据所述工作模式选择信号A在寄存器组1的列表中选择当前工作模式对应的滤波器速率配置值，并输出给时钟产生电路2。

其中，在寄存器组1中，存在多个寄存器，每一个寄存器中存储有一个工作模式的滤波器速率配置值。如图4所示，根据N个工作模式，N的取值大于等于1，在寄存器组1中存在寄存工作模式1的滤波速率配置值的寄存器101，寄存工作模式2的滤波速率配置值的寄存器102，直至寄存工作模式N的滤波速率配置值的寄存器10N。

工作模式则包括：GSM工作模式，WDCMA工作模式和/或LTE工作模式，即其任意组合。

当该寄存器组1接收到工作模式选择信号A时，在该寄存器组1的寄存器列表中，确定寄存对应该工作模式选择信号A的滤波速率配置值的寄存器，并选择该滤波速率配置值输出给时钟产生电路2。

其中，该滤波速率配置值包括主时钟选择信号B和时钟分频比选择信号C。

该时钟产生电路2，用于根据所述寄存器组1发送的所述滤波器速率配置值对当前确定的主时钟进行分频，获取对应输入滤波器组3的工作时钟。

如图4所示，该时钟产生电路2接收寄存器组1发送的滤波器速率配置值，并按照该滤波器速率配置值对当前确定并输入该时钟产生电路2的主时钟a进行分频，并将获取到各个工作时钟输送至滤波器组3中相应的滤波器内。

在该时钟产生电路2中，利用滤波器速率配置值中的主时钟选择信号B和时钟分频比选择信号C对当前进入时钟产生电路的主时钟a进行选择和分频，最终将按照时钟分频比选择信号C分频后生成各个工作时钟发送给滤波器组3。

该滤波器组3，用于按照所述时钟产生电路2发送的工作时钟对当前工作模式下接收到的数据进行采样滤波。

如图4所示，在本发明实施例一中，该滤波器3包括级联的CIC滤波器组301、FIR补偿滤波器302和FIR半带滤波器303。其中，CIC滤波器组301中包括至少两个级联的CIC滤波器3011。FIR半带滤波器303可以为可旁路半带滤波器，当FIR半带滤波器303为可旁路半带滤波器时，其半带旁路滤波器旁路信号由寄存器组1提供。

本发明实施例一公开的一种数字滤波器由寄存器组，时钟产生电路，CIC滤波器组，FIR补偿滤波器和FIR半带滤波器构成。在实现无线通信多模多速率的Sigma-Delta ABB的数字采样滤波过程中，仅需要一套配时钟的滤波器组装置，依据接收到的工作模式选择信号从预存储各工作模式对应的滤波器速率配置值的寄存器中选择所需的滤波器速率配置值，通过该滤波器速率配置值改变系统的工作时钟和时钟分频比，进而确定在当前工作模式下进行采样滤波，即升采样或降采样滤波所需的比例，从而在不需要重新设计滤波器的基础上，通过本发明实施例一公开的数字滤波器能够实现在不同的工作模式进行选择以及采样滤波的目的。

同时，该过程以一套CIC为主体的数字滤波器组实现无线通信多模多速率sigma-delta ABB的数字降采样，实现代价小，装置的结构简单，并且方便模式扩展，进一步节省了系统资源。

实施例二

基于上述本发明实施例一公开的数字滤波器，其CIC滤波器和FIR滤波器的基本实现原理如下所述。

FIR滤波器的内部实现结构如图5所示。其主要包括：n+1个延迟单元D，对应延迟单元D的n个相乘单元F和一个加法单元H。图5中虚线箭头表示时钟路径，实线箭头表示数据路径。

其实现数据降采样滤波的过程为：将数据在高频时钟上滤波，再降采样到低频时钟。基于附图5，其中，a1,a2,a3，…,an为FIR滤波器的n个系数，n为FIR滤波器的阶数；data_f_high是来自高频时钟上的数据；data_f_low是降采样后的低频数据；clk_f_high是高频时钟；clk_f_low是低频时钟。

在高频时钟上，针对一拍中经过n个延迟单元D的data_f_high数据分别与FIR的n个系数相乘；然后，再加法单元H中对n个乘积进行相加，完成FIR滤波。其中，每拍高速时钟data_f_high输出一个相加结果，为FIR滤波后数据。最终再利用一个延迟单元D和低速时钟clk_f_low对数据降采样。

其在实现数据升采样滤波的过程中，所采用的方式则是先将数据从低频时钟升采样到高频时钟，再在高频时钟上进行FIR滤波。是与上述数据降采样相反的方式。

其中，在实现数据降采样和数据升采样的过程中，在根据采样倍数R（在进行降采样时该采样倍数R作为降采样倍数，在进行升采样时该采样倍数R为升采样倍数）确定FIR滤波器的相对带宽之后，可以确定FIR滤波器的滤波器系数n。如图6所示，CIC滤波器也属于一种FIR滤波器，其实现结构简单，资源节省适用于数据升采样和数据降采样滤波中。其主要由高采样时钟clk_f_high的理想积分器4和低采样时钟clk_f_low的微分器5级联组成，高采样时钟clk_f_high的理想积分器4在前，低采样时钟clk_f_low的微分器5在后。

在实现数据降采样的过程中，高速数据data_f_high从高采样时钟clk_f_high的理想积分器4输入，再从低采样时钟clk_f_low的微分器5输出低速数据data_f_low。对于m阶CIC滤波器，高采样时钟clk_f_high的理想积分器4和低采样时钟clk_f_low的微分器5则各有m个延迟单元（m和n的取值大于等于2，在取值的过程中两者可相同也可以不同）。通常来说，每个m阶CIC滤波器滤波效果与n*R阶FIR滤波器相当，R为降采样倍数。而对于降采样倍数R很大的滤波器而言，采用CIC滤波器比FIR滤波器则更加节省设计资源。

如图6所示，高采样时钟clk_f_high的理想积分器4和低采样时钟clk_f_low的微分器5，分别由两个延迟单元D和对应延迟单元D的两个加法单元H构成。

CIC滤波器的第一个零点的频率位置为f_high/R，其中，f_high为高速时钟频率，R为降采样倍数。对于CIC滤波器而言，改变降采样倍数R值，即改变高频时钟和低频时钟的比值，因第一个零点改变，所以可以改变CIC滤波器的通道带宽，且不会也不需要改变滤波电路的其它实现过程。

同样的，CIC滤波器实现数据升采样滤波的过程是，把低速的微分器放在高速的积分器之前。低速数据从微分器输入，高速数据从积分器输出。也就是说在CIC滤波器实现数据降采样滤波和数据升采样滤波的过程中，数据流向为相反的方向。

基于上述公开的CIC滤波器和FIR滤波器的基本实现原理，以及附图4和实施例一中公开的一种数字滤波器，如图7所示，当该CIC滤波器组3中存在两个级联的CIC滤波器3011，在该CIC滤波器组301中第一级的CIC滤波器3011具体包括：积分器401a和微分器402a；第二级的CIC滤波器3011中具体包括：积分器401b和微分器402b。

该CIC滤波器组301中第一级的CIC滤波器3011与第二级的CIC滤波器3011的级联结构为：前一级的CIC滤波器3011中的微分器402a与后一级的CIC滤波器3011中的积分器401b相连。同样的，当存在多个级联的CIC滤波器3011时，采用上述相同的方式对各个CIC滤波器进行级联。

如图7所示，时钟产生电路2利用接收所述寄存器组1发送的滤波器速率配置值，并按照该滤波器速率配置值对当前确定并输入该时钟产生电路2的主时钟a进行分频后，获取到各个工作时钟输送至滤波器组3中相应的滤波器内。

其中，如图7所示的本发明实施例二中，分频后并发送给滤波器组3中的工作时钟分别为clk1，clk2，clk3和clk4。

clk1是ADC/DAC的SDM信号速率时钟，也是第一级的CIC滤波器3011中的积分器401a的积分时钟；clk2是第一级的CIC滤波器3011中的微分器402a的微分时钟，同时，也是第二级的CIC滤波器3011中的积分器401b的积分时钟；clk3是第二级的CIC滤波器中的微分器402b的微分时钟，同时，也是FIR补偿滤波器302的时钟；clk4则是FIR半带滤波器303的时钟。

需要说明的是，上述4个时钟clk1，clk2，clk3和clk4的频率关系如下所示：

f_clk1=R1*f_clk2;    (3)

f_clk2=R2*f_clk3;    (4)

f_clk3=K1*f_clk4;    (5)

其中，所述f_clk1为主时钟和输入第一级的CIC滤波器3011中的积分器401a的积分时钟的频率；所述f_clk2为输入第一级的CIC滤波器3011中的微分器402a的微分时钟的频率，以及输入第二级的CIC滤波器3011中的积分器401b的积分时钟的频率；所述f_clk3为输入第二级的CIC滤波器3011中的微分器402b的微分时钟的频率，以及输入FIR补偿滤波器时钟的频率；所述f_clk4为输入FIR半带滤波器时钟的频率。当执行数据降采样滤波时，所述R1为第一级的CIC滤波器3011的降采样倍数；所述R2为第二级的CIC滤波器3011的降采样倍数；所述K1=2为所述FIR半带滤波器303的降采样倍数。

当执行数据升采样滤波时，所述R1为第一级的CIC滤波器3011的升采样倍数；所述R2为第二级的CIC滤波器3011的升采样倍数；所述K1=2为所述FIR半带滤波器303的升采样倍数。

需要说明的是，在进行上述数据升采样滤波和数据降采样滤波的过程中，如果当R1或者R2取值为1时，对应的CIC滤波器则被旁路。

在该发明实施例二中公开的一种数字降采样滤波器中，用于产生滤波器时钟的是如图7中示出的时钟产生电路2。该时钟产生电路2的结构如图8所示，主要包括：主时钟选择器201，CIC滤波器采样倍数选择器202和时钟分频器203。

主时钟选择器201，用于依据从所述寄存器组1获取的所述滤波器速率配置值中的主时钟选择信号B，选择当前工作模式对应的主时钟，并输出。

其中，该主时钟选择器201中存储有工作模式1的ckl1，工作模式3的ckl1至工作模式N的ckl1；N的取值大于等于1。

CIC滤波器采样倍数选择器202，用于依据从所述寄存器组1获取的所述滤波器速率配置值中的时钟分频比选择信号C，分别选择第一级的CIC滤波器的采样倍数R1和第二级的CIC滤波器的采样倍数R2，并输出至所述时钟分频器203。

时钟分频器203，用于依据从CIC滤波器采样倍数选择器202处获取所述R1和R2，并利用该R1和R2对接收到的当前工作模式对应的主时钟进行分频，并将获取到各个工作时钟输送至滤波器组3中相应的滤波器内。

在图8示出的CIC滤波器采样倍数选择器202中包括：第一选择模块2021和第二选择模块2022。

第一选择模块2021中存储有工作模式1的R1值，工作模式2的R1值至工作模式N的R1值；N的取值大于等于1。

第二选择模块2022中存储有工作模式1的R2值，工作模式2的R2值至工作模式N的R2值；N的取值大于等于1。

需要说明的是，上述工作模式包括：GSM工作模式，WCDMA工作模式和/或LTE工作模式中的任意组合。

当处于GSM工作模式时，所述CIC滤波器采样倍数选择器所选的所述R1和R2的取值为除1以外的任意正整数。

当处于WDCMA工作模式时，所述CIC滤波器采样倍数选择器所选的所述R1的取值为1，使第一级的所述CIC滤波器处于旁路状态，所述R2的取值为除1以外的任意正整数。

当处于LTE工作模式时，所述CIC滤波器采样倍数选择器所选的所述R1的取值为1，使第一级的所述CIC滤波器处于旁路状态，所述R2的取值为除1以外的任意正整数；或者，所述R1和R2的取值为除1以外的任意正整数。

在该时钟分频器203中对主时钟进行分频后，即获得图7和图8中示出的clk1、clk2、clk3和clk4这四个滤波器时钟。当系统的主时钟是SDM速率时钟clk1，另外3个时钟相对主时钟的分频比可由上述公式(3)、(4)和(5)计算得到。

具体的，在该时钟产生电路3中进行选择和分频的过程，如图8所示：由主时钟选择器201根据主时钟选择信号B选择对应当前工作模式的clk1；由CIC滤波器采样倍数选择器202根据时钟分频比选择信号C选择R1和R2；由clk1、R1和R2通过时钟分频器203生成clk2，clk3和clk4，同时由主时钟选择器201将ckl1输出。

如图7所示，在时钟产生电路2选择以及生成四个滤波器时钟clk1、clk2、clk3和clk4之后，将其发送至滤波器组3中。

具体的，将作为ADC/DAC的SDM信号速率时钟clk1，发送至第一级的CIC滤波器3011中的积分器401a中；将clk2发送至第一级的CIC滤波器3011中的微分器402a中，同时，发送至第二级的CIC滤波器3011中的积分器401b中；将clk3发送至第二级的CIC滤波器3011中的微分器402b中，同时，发送至FIR补偿滤波器302中；将clk4发送至FIR半带滤波器303中。

在该滤波器组3中的各个滤波器接收到对应的工作时钟之后，该级联的CIC滤波器3011中的各个积分器和微分器利用各自接收到的工作时钟ckl1、ckl2和ckl3，对接收到的高速数据进行降采样滤波，对接收到的低速数据进行升采样滤波。

通过上述基于一个配有时钟的滤波器组，且以一套CIC为主体的数字滤波器组实现无线通信多模多速率sigma-delta ABB的数字采样滤波。从预存储各工作模式对应的滤波器速率配置值的寄存器中选择所需的工作模式，通过选择改变系统的工作时钟和时钟分频比来改变降采样的比例，从而在不需要重新设计滤波器的基础上，实现灵活的选择不同的工作模式的目的。同时，以一套CIC为主体的数字滤波器组实现无线通信多模多速率sigma-delta ABB的数字采样滤波，实现代价小，装置的结构简单，并且方便模式扩展，进一步节省了系统资源。

实施例三

基于上述本发明实施例一和实施例二中所示出的数字滤波器的结构，对此，本发明实施例三还公开了一种对应的数字滤波器的配置方法，如图9所示，为本发明实施例三公开的一种数字滤波器的配置方法的流程图，主要包括以下步骤：

步骤S101，接收工作模式选择信号。

步骤S102，根据所述工作模式选择信号，在寄存器组中选择当前工作模式对应的滤波器速率配置值，所述寄存器组预存有分别与各个工作模式对应的滤波器速率配置值。

在执行步骤S101和步骤S102的过程中，对数字滤波器的配置依据该数字滤波器接收到的工作模式选择信号为依据。具体由该数字滤波器根据该工作模式选择信号在其寄存器组选择对应该工作模式选择信号的滤波器速率配置值。由于该工作模式选择信号所指示的是当前工作模式，因此，依据其所选择的滤波器速率配置值适用于当前的工作模式。

需要说明的是，该工作模式包括：GSM工作模式，WCDMA工作模式和/或LTE工作模式中的任意组合。

步骤S103，根据所述滤波器速率配置值对当前确定的主时钟进行分频，获取对应输入滤波器组的工作时钟。

在执行步骤S103的过程中，利用获取到的滤波器速率配置值中的主时钟选择信号和时钟分频比选择信号对当前确定的主时钟进行分频，最终将按照时钟分频比选择信号分频后生成各个工作时钟作为滤波器组的工作时钟进行发送。

步骤S104，按所述工作时钟使所述滤波器组对当前工作模式下接收到的数据进行采样滤波。

由上述本发明实施例一和本发明实施例二可知，所述滤波器组中包括级联的CIC滤波器组，有限冲击响应FIR补偿滤波器和FIR半带滤波器。其中，在执行步骤S104的过程中，输入该滤波器组中工作时钟，其所对应的时钟频率与该滤波器组中的各个滤波器的关系如上述公式（3），公式（4）和公式（5）所示，具体可参见本发明实施例二中的说明。各个类型的滤波器根据接收到的时钟频率以及相互之间的关系所获得的采样倍数R1，R2和R3的取值，也如本发明实施例二中所述。这里不再进行赘述。

与本发明实施例二相同的是，根据当前工作模式的不同，当处于GSM工作模式时，所述R1和R2的取值为除1以外的任意正整数。当处于WDCMA工作模式时，所述R1的取值为1，使第一级所述CIC滤波器处于旁路状态，所述R2的取值为除1以外的任意正整数。当处于LTE工作模式时，所述R1的取值为1，使第一级所述CIC滤波器处于旁路状态，所述R2的取值为除1以外的任意正整数；或者，所述R1和R2的取值为除1以外的任意正整数。

结合本发明实施例一至实施例二公开的数字滤波器，通过本发明该实施例公开的数字滤波器的配置方法，从预存储各工作模式对应的滤波器速率配置值的寄存器中选择所需的工作模式，并利用该工作模式对应的滤波器速率配置值中的主时钟选择信号和时钟分频比选择信号确定滤波器的工作时钟，仅依靠一套CIC为主体的数字滤波器实现无线通信多模多速率sigma-deltaABB的数字降采样，实现代价小。

同时，通过选择改变系统的工作时钟和时钟分频比来改变降采样或升采样的比例，则在不需要重新设计滤波器的基础上，实现灵活的选择不同的工作模式的目的，可扩展性较之现有技术要好。

实施例四

针对上述本发明实施例一和本发明实施例二公开的数字滤波器的结构，以及对应该数字滤波器的结构本发明实施例三所公开的数字滤波器的配置方法，对于该数字滤波器分别用于降采样和升采样时，各个部件之间的工作关系，以及工作过程在本发明实施例四种通过以下示例进行详细的说明。

示例一

结合附图7示出的数字滤波器，如图10所示，当该数字滤波器为数字降采样滤波器时，在滤波器组3依次按照所述CIC滤波器组301，FIR补偿滤波器302和FIR半带滤波器303的顺序，依据对应输入的工作时钟，对接收到的高速调制数据G进行降采样滤波，输出滤波后的低速数据E。各个滤波器的工作过程具体为：

CIC滤波器组301中级联的CIC滤波器3011，用于对从时钟产生电路2处接收到的工作时钟对输入的高速调制数据G进行降采样滤波。其中，该高速调制数据G为SDM高速数据。

如图10所示，在本发明该示例一中示出的CIC滤波器组301中存在两个级联的CIC滤波器3011，每个CIC滤波器3011由级联的积分器和微分器构成，其接收到的工作时钟具体为：第一级的CIC滤波器3011中的积分器401a接收工作时钟clk1；第一级的CIC滤波器3011中的微分器402a和第二级的CIC滤波器3011中的积分器401b接收工作时钟clk2；第二级的CIC滤波器3011中的微分器402b接收工作时钟clk3。

所述FIR补偿滤波器302，用于依据从时钟产生电路2处接收到的工作时钟clk3对前一级的所述CIC滤波器3011输出的滤波数据进行降采样滤波。

所述FIR半带滤波器303，用于依据从时钟产生电路2处接收到的工作时钟clk4对前一级的所述FIR补偿滤波器302输出的滤波数据进行降采样滤波，并输出滤波后的低速数据E。

由上述可知，在进行降采样滤波的过程中，该高速调制数据G从CIC滤波器301中的积分器输入，然后经过微分器将进行降采样滤波后的高速调制数据G发送至FIR补偿滤波器302中，由所述FIR补偿滤波器302依据接收到的工作时钟clk3继续进行降采样滤波处理；然后，将进行二次降采样滤波处理的高速调制数据G发送至FIR半带滤波器303中，由其依据接收到的工作时钟ckl4再次进行降采样滤波，并输出滤波后的低速数据E。

结合本发明实施例一至实施例三公开的数字滤波器，该示例一示出了该数字滤波器作为数字降采样滤波器工作时，对接收到的高速调制数据G仅依靠一套CIC为主体的数字滤波器实现无线通信多模多速率sigma-delta ABB的数字降采样过程。

需要说明的是，基于上述以一套CIC为主体的数字滤波器组实现无线通信多模多速率sigma-delta ABB的数字采样滤波，其采用CIC滤波器组、FIR补偿滤波器和FIR半带滤波器共同完成降采样滤波功能所基于的原理是：

CIC滤波器在频带内衰减大，对于无线通信中的WCDMA和LTE模式，信号带宽比较宽，如果只用CIC滤波器做降采，信号在通带内衰减很大，无法满足通信系统的要求。因此，选择带内平坦度较好的半带滤波器作为最后一级2倍降采样，可以减小CIC滤波器造成的信号的通带不平坦。在进行降采样的过中，半带FIR滤波器不仅能够完成2倍降采样功能，且半带FIR滤波器系数少（通常小于10个系数），实现代价小。

另外的，通过FIR补偿滤波器对整个降采样滤波器系统的带内频响进行补偿，该FIR补偿滤波器系数也较少（通常小于10个系数），实现代价小。

示例二

结合附图7示出的数字滤波器，如图11所示，当该数字滤波器为数字升采样滤波器时，滤波器组3中级联的各个类型的滤波器，按照依次由FIR半带滤波器303，FIR补偿滤波器302和CIC滤波器组301的顺序，依据对应输入各自的工作时钟，对接收到的低速数据E进行升采样滤波，输出滤波后的高速数据，该高速数据即为高速调制数据G。各个滤波器的工作过程具体为：

所述FIR半带滤波器303，用于依据从时钟产生电路2处接收到的工作时钟clk4对接收到的低速数据E进行升采样滤波。

所述FIR补偿滤波器302，用于依据从时钟产生电路2处接收到的工作时钟clk3，对前一级所述FIR半带滤波器303输出的滤波数据进行升采样滤波。

所述CIC滤波器301组，用于依据从时钟产生电路2处接收到的工作时钟，对前一级所述FIR补偿滤波器302输出的滤波数据进行升采样滤波，并输出滤波后的高速数据G；该高速数据G与上述本发明实施例中所述的SDM高速数据一致。

在图11中，该CIC滤波器组3中存在两个级联的CIC滤波器3011，与上述示例一示出的CIC滤波器3011相同，每个CIC滤波器3011由级联的积分器和微分器构成，其接收到的工作时钟具体为：第一级的CIC滤波器3011中的积分器401a接收工作时钟clk1；第一级的CIC滤波器3011中的微分器402a和第二级的CIC滤波器3011中的积分器401b接收工作时钟clk2；第二级的CIC滤波器3011中的微分器402b接收工作时钟clk3。

由上述可知，在进行升采样滤波的过程中，当低速数据E从FIR半带滤波器303输入，然后该FIR半带滤波器303依据接收到的工作时钟ckl4对该低速数据E进行升采样滤波，并将升采样滤波后的数据输入至FIR补偿滤波器302中，有该FIR补偿滤波器302依据接收到的工作时钟clk3继续对该数据进行升采样滤波的处理；然后，将进行二次升采样滤波处理的低速数据E发送至级联的CIC滤波器组301中，使该低速数据E从微分器输入，并经过积分器再次进行升采样滤波，最终输出滤波后的高速调制数据G。

通过上述示例二可知，基于一个配有时钟的滤波器组，且以一套CIC为主体的数字滤波器组实现无线通信多模多速率sigma-delta ABB的数字升采样。实现代价小，装置的结构简单，并且方便模式扩展，进一步节省了系统资源。

基于上述将上述本发明实施例一至实施例三中示出的数字滤波器，在将其分别作为数字升采样滤波器，以及数字降采样滤波器的本发明实施例四中，可通过针对选择改变系统的工作时钟和时钟分频比来改变降采样和升采样的比例，则在不需要重新设计滤波器的基础上，实现灵活的选择不同的工作模式的目的，在进行降采样和升采样的过程中可扩展性较之现有技术要好。

实施例五

基于上述本发明实施例四中公开的数字降采样滤波器，以及本发明实施例四中公开的数字升采样滤波器，其能够选择的工作模式包括：GSM工作模式，WDCMA工作模式和/或LTE工作模式，或者上述工作模式的任意组合。

由此，本发明实施例五针对上述本发明实施例中公开的数字降采样滤波器和数字升采样滤波器，在上述三种工作模式中如何进行降（升）采样滤波的方式进行说明。

如表2所示，为支持上述三种工作模式的降采样滤波器的时钟规格。

表2：

如表2所示，表中每个时钟点的4列时钟依次表示GSM、WCDMA、LTE速率1，以及LTE速率2的时钟。

基于上述表2，在进行升采样或降采样时依据公式（3）、（4）和（5）进行计算，以便于获取滤波器的采样倍数。。

结合附图10，针对降采样，当处于GSM模式时，第一级的CIC滤波器3011的降采样倍数为6，第二级的CIC滤波器3011的降采样倍数为6；FIR半带滤波器303的降采样倍数为2。

当处于WCDMA模式时，第一级的CIC滤波器3011的降采样倍数为1，即该第一级的CIC滤波器3011被旁路，第二级的CIC滤波器3011的降采样倍数为5；FIR半带滤波器303被旁路。

当处于LTE速率1模式时，第一级的CIC滤波器3011的降采样倍数为1，即该第一级的CIC滤波器3011被旁路，第二级的CIC滤波器3011的降采样倍数为5。FIR半带滤波器303的降采样倍数为2。

当处于LTE速率2模式时，第一级的CIC滤波器3011的降采样倍数为2，第二级的CIC滤波器3011的降采样倍数为5；FIR半带滤波器303降采样倍数为2。

结合附图11，针对升采样，与数字降采样滤波器中结构相同的器件，在各个工作模式中的升采样倍数与对应的降采样倍数相同。

基于上述内容，当上述本发明实施例一至实施例四种的数字滤波器，其第一级的CIC滤波器3011为3阶，第二级的CIC滤波器3011为6阶，FIR补偿滤波器302为10阶，FIR半带滤波器303为20阶(10个系数)时，即可以满足无线通信系统的要求。

而此时作为数字降采样滤波器所进行的，降采样，以及数字升采样滤波器进行的升采样，所需的移位寄存器都为：3*2+6*2+10+10=38(阶)。

根据每个n阶CIC滤波器滤波效果与n*R阶FIR滤波器相当的原理，不考虑半带滤波器的滤波效果，本发明实施例四中公开的数字降采样滤波器和数字升采样滤波器，在满足各个工作模式之间切换时所需要的移位寄存器各自为150阶。其中，GSM模式为3*6+6*6=54(阶)，WDMA模式为5*6=30(阶)，LTE模式在速率为1时为6*5=30(阶)，LTE模式在速率2为时为3*2+6*5=36(阶)。相对于现有技术而言实现代价小，装置结构简单，可以节省实现资源。

同时，本发明实施例公开的数字降（升）采样滤波器将各工作模式配置预存储在寄存器中，由工作模式控制信号滤波器组的控制配置切换。通过选择改变系统的工作时钟和时钟分频比来改变降采样的比例，从而在不需要重新设计滤波器的基础上，实现灵活的选择不同的工作模式的目的。

实施例六

基于上述本发明实施例公开的数字降采样滤波器，对应其本发明还公开了一种模数转换器。该模数转换器的结构如图12所示，包括上述本发明实施例四所公开的数字降采样滤波器9和Sigma-Delta（∑-Δ）调制器SDM。

该数字降采样滤波器9与Sigma-Delta（∑-Δ）调制器SDM连接，并对Sigma-Delta（∑-Δ）调制器SDM输出的高速调制数据G进行降采样，并输出滤波后的低速数据E。该Sigma-Delta（∑-Δ）调制器SDM输出的高速调制数据G的信号频率为为frx_sdm，降采样滤波器输出的滤波后的低速数据E的信号频率为frx_bb。

该数字降采样滤波器9的结构，以及执行数据降采样的过程参见上述本发明实施例一至实施例四中对应执行数据降采样的部分，这里不再进行赘述。

同样的，基于上述本发明实施例公开的数字升采样滤波器，对应其本发明还公开了一种数模转换器。该数模转换器的结构如图13所示，包括上述本发明实施例四所公开的数字升采样滤波器10，Sigma-Delta（∑-Δ）调制器SDM和模拟滤波器13。

基于上述本发明实施例公开的数字升采样滤波器10，对接收到的低速数据E进行升采样，输出高速数据至Sigma-Delta（∑-Δ）调制器SDM中，由该SDM对接收到的所述高速数据进行调制，输出高速调制数据G至模拟滤波器13；该模拟滤波器13则对接收到的所述高速调制数据G进行模拟滤波，输出对应的模拟信号。输入SDM的高速数据的信号频率为ftx_sdm，ftx_bb为发送通道的基带信号频率，即低速数据E的信号频率。

该数字升采样滤波器10的结构，以及执行数据升采样的过程参见上述本发明实施例一至实施例四中对应数据升采样的部分，这里不再进行赘述。

同样的，基于本发明实施例七所公开的模数转换器和数模转换器，本发明实施例还公开了一种具有该模数转换器和数模转换器的电子设备，同时，本发明实施例还公开了一种具有该电子设备的无线通信系统，如图14所示，该无线通信系统中包括天线Antenna，短波装置SW，功率放大器PA，射频RF，数字基带DBB，以及设置于所述RF和DBB之间的模拟基带ABB，该ABB包括模数转换器ADC和数模转换器DAC构成的电子设备。该模数转换器ADC为上述附图12公开的模数转换器，该数模转换器DAC为上述附图13公开的数模转换器。

综上所述，上述本发明实施例所公开的数字升/降采样滤波器，由一套CIC滤波器组实现无线终端通信多模式多速率sigma-delta ADC/DAC的数字升采样和降采样滤波，装置结构简单，可以节省实现资源。并且，采用从预存储各工作模式对应的滤波器速率配置值的寄存器中选择所需的工作模式，通过选择改变系统的工作时钟和时钟分频比来改变降采样的比例，从而在不需要重新设计滤波器的基础上，实现灵活的选择不同的工作模式的目的。

同时，通过选择改变系统的工作时钟和时钟分频比来改变降采样的比例，则在不需要重新设计滤波器的基础上，实现灵活的选择不同的工作模式的目的，可扩展性较之现有技术要好。

本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置或系统而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。

结合本文中所公开的实施例描述的方法或算法的步骤可以直接用硬件、处理器执行的软件模块，或者二者的结合来实施。软件模块可以置于随机存储器（RAM）、内存、只读存储器（ROM）、电可编程ROM、电可擦除可编程ROM、寄存器、硬盘、可移动磁盘、CD-ROM、或技术领域内所公知的任意其它形式的存储介质中。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (15)

1.一种数字滤波器的配置方法，其特征在于，包括：

接收工作模式选择信号；

根据所述工作模式选择信号，在寄存器组中，选择当前工作模式对应的滤波器速率配置值，所述寄存器组预存有分别与各个工作模式对应的滤波器速率配置值；

根据所述滤波器速率配置值对当前确定的主时钟进行分频，获取对应输入滤波器组的工作时钟；

按所述工作时钟使所述滤波器组对当前工作模式下接收到的数据进行采样滤波；

其中，所述滤波器组中包括级联的级联积分梳状CIC滤波器组，有限冲击响应FIR补偿滤波器和FIR半带滤波器，所述CIC滤波器组中至少包括两个级联的CIC滤波器。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，当接收到的数据为高速调制数据时，按所述工作时钟使所述滤波器组对当前工作模式下接收到的数据进行采样滤波的过程包括：

按级依次由所述CIC滤波器组、FIR补偿滤波器和FIR半带滤波器依据对应输入的工作时钟对接收到的高速调制数据进行降采样滤波，输出滤波后的低速数据。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，当接收到的数据为低速数据时，按所述工作时钟使所述滤波器组对当前工作模式下接收到的数据进行采样滤波的过程包括：

按级依次由FIR半带滤波器，FIR补偿滤波器和所述CIC滤波器组依据对应输入的工作时钟对接收到的低速数据进行升采样滤波，输出滤波后的高速数据。

4.根据权利要求1~3中任意一项所述的方法，其特征在于，所述输入所述滤波器组的工作时钟对应的时钟频率的关系包括：

f_clk1=R1*f_clk2；

f_clk2=R2*f_clk3；

f_clk3=K1*f_clk4；

其中，所述f_clk1为主时钟和输入第一级所述CIC滤波器中的积分器时钟的频率；所述f_clk2为输入第一级所述CIC滤波器中的微分器时钟的频率，以及输入第二级所述CIC滤波器中的积分器时钟的频率；所述f_clk3为输入第二级所述CIC滤波器中的微分器时钟的频率，以及输入所述FIR补偿滤波器时钟的频率；所述f_clk4为输入所述FIR半带滤波器时钟的频率；

当执行数据降采样滤波时，所述R1为第一级所述CIC滤波器的降采样倍数；所述R2为第二级所述CIC滤波器的降采样倍数；所述K1=2为所述FIR半带滤波器的降采样倍数；

当执行数据升采样滤波时，所述R1为第一级所述CIC滤波器的升采样倍数；所述R2为第二级所述CIC滤波器的升采样倍数；所述K1=2为所述FIR半带滤波器的升采样倍数。

5.根据权利要求1~4中任意一项所述的方法，其特征在于，所述工作模式包括：全球移动通信系统GSM工作模式，宽带码分多址WDCMA工作模式和/或长期演进LTE工作模式中的任意组合。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，当处于GSM工作模式时，所述R1和R2的取值为除1以外的任意正整数；

当处于WDCMA工作模式时，所述R1的取值为1，使第一级所述CIC滤波器处于旁路状态，所述R2的取值为除1以外的任意正整数；

当处于LTE工作模式时，所述R1的取值为1，使第一级所述CIC滤波器处于旁路状态，所述R2的取值为除1以外的任意正整数；或者，所述R1和R2的取值为除1以外的任意正整数。

7.一种数字滤波器，其特征在于，包括：

寄存器组，用于预存分别与各个工作模式对应的滤波器速率配置值，当接收到的工作模式选择信号时，根据所述工作模式选择信号选择当前工作模式对应的滤波器速率配置值；

时钟产生电路，用于根据所述寄存器组发送的所述滤波器速率配置值对当前确定的主时钟进行分频，获取对应输入滤波器组的工作时钟；

滤波器组，用于按照所述时钟产生电路发送的工作时钟对当前工作模式下接收到的数据进行采样滤波；

其中，所述滤波器组中包括级联的级联积分梳状CIC滤波器组，有限冲击响应FIR补偿滤波器和FIR半带滤波器，所述CIC滤波器组中包括至少两个级联的CIC滤波器。

8.根据权利要求7所述的数字滤波器，其特征在于，所述CIC滤波器由级联的积分器和微分器构成；

两个所述CIC滤波器级联时，第一级的所述CIC滤波器中的微分器与第二级的所述CIC滤波器中的积分器相连。

9.根据权利要求7所述的数字滤波器，其特征在于，所述工作模式包括：全球移动通信系统GSM工作模式，宽带码分多址WDCMA工作模式和/或长期演进LTE工作模式中的任意组合。

10.根据权利要求7~9中任意一项所述的数字滤波器，其特征在于，所述时钟产生电路包括：

主时钟选择器，用于依据从所述寄存器组获取的所述滤波器速率配置值中的主时钟选择信号，选择当前工作模式对应的主时钟，并输出；

CIC滤波器采样倍数选择器，用于依据从所述寄存器组获取的所述滤波器速率配置值中的时钟分频比选择信号，分别选择第一级所述CIC滤波器的采样倍数R1和第二级所述CIC滤波器的采样倍数R2，并输出至所述时钟分频器；

时钟分频器，用于依据接收到的所述R1和R2对接收到的当前工作模式对应的主时钟进行分频，并将获取到各个工作时钟输送至所述滤波器组中相应的滤波器内。

11.根据权利要求10所述的数字滤波器，其特征在于，当处于GSM工作模式时，所述CIC滤波器采样倍数选择器所选的所述R1和R2的取值为除1以外的任意正整数；

当处于WDCMA工作模式时，所述CIC滤波器采样倍数选择器所选的所述R1的取值为1，使第一级的所述CIC滤波器处于旁路状态，所述R2的取值为除1以外的任意正整数；

当处于LTE工作模式时，所述CIC滤波器采样倍数选择器所选的所述R1的取值为1，使第一级的所述CIC滤波器处于旁路状态，所述R2的取值为除1以外的任意正整数；或者，所述R1和R2的取值为除1以外的任意正整数。

12.一种模数转换器，其特征在于，包括：输出高速调制数据的Sigma-Delta∑-Δ调制器SDM；

与所述SDM连接，并对所述高速调制数据进行降采样，并输出滤波后的低速数据的数字降采样滤波器，所述降采样滤波器为所述权利要求7~11中任意一项所述的数字滤波器；

所述数字滤波器内的CIC滤波器组中级联的CIC滤波器，用于依据接收到的工作时钟对接收到的高速调制数据进行降采样滤波；

FIR补偿滤波器，用于依据接收到的工作时钟对前一级所述CIC滤波器输出的滤波数据进行降采样滤波；

FIR半带滤波器，用于依据接收到的工作时钟对前一级所述FIR补偿滤波器输出的滤波数据进行降采样滤波，并输出滤波后的低速数据。

13.一种数模转换器，其特征在于，包括：权利要求7~11中任意一项所述的数字滤波器，所述数字滤波器作为数字升采样滤波器，其内的FIR半带滤波器，用于依据接收到的工作时钟对接收到的低速数据进行升采样滤波；

FIR补偿滤波器，用于依据接收到的工作时钟对前一级所述FIR半带滤波器输出的滤波数据进行升采样滤波；

CIC滤波器组中级联的CIC滤波器，用于依据接收到的工作时钟对前一级所述FIR补偿滤波器输出的滤波数据进行升采样滤波，并输出滤波后的高速数据至Sigma-Delta∑-Δ调制器SDM；

所述SDM，用于对接收到的所述高速数据进行调制，输出高速调制数据至模拟滤波器；

所述模拟滤波器，用于对接收到的所述高速调制数据进行模拟滤波，输出对应的模拟信号。

14.一种电子设备，其特征在于，包括权利要求12所述的模数转换器和权利要求13所述的数模转换器。

15.一种无线通信系统，包括：天线，短波装置，功率放大器，射频，数字基带，以及设置于所述射频和数字基带之间的模拟基带，其特征在于，所述模拟基带包括权利要求14中所述的电子设备。

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