CN103163764B - 感应加热定影装置和成像设备 - Google Patents

Abstract

一种感应加热定影装置和成像设备。所述感应加热定影装置包括具有感应线圈和电容器的串联谐振电路、相位比较器、相位控制器、谐振频率跟随振荡器和PWM信号产生器。相位比较器比较PWM信号产生器输出的脉冲的相位与流过感应线圈的电流的相位，当控制相位时将比较结果输出到相位控制器，当执行PWM控制时将比较结果输出到谐振频率跟随振荡器。相位控制器基于相位比较器的输出和预定的线圈电流相位量输出频率控制信号。谐振频率跟随振荡器通过使用频率控制信号改变振荡频率，以使串联谐振电路的驱动频率跟随谐振频率。PWM信号产生器基于谐振频率产生驱动串联谐振电路的脉冲。相位比较器、相位控制器、谐振频率跟随振荡器和PWM信号产生器被数字化地控制。

Description

感应加热定影装置和成像设备

本申请要求于2011年12月13日提交到日本专利局的第2011-272302号日本专利申请和2012年12月6日提交到韩国知识产权局的第2012-0141201号韩国专利申请的权益，其公开通过引用完整地包含于此。

技术领域

本发明总体构思涉及一种感应加热定影装置和成像设备。

背景技术

成像设备设置有用于将传送的调色剂图像定影到记录介质(诸如纸张)的定影装置。定影装置包括定影辊或定影带(加热辊)以及加压辊，定影辊或定影带(加热辊)用于将传送的调色剂热定影到纸张，加压辊压焊到定影辊或定影带以对纸张加压。

设置在定影辊或定影带内部或外部的具有用于对定影辊或定影带加热的感应加热线圈的感应加热定影装置被广泛使用。感应加热方法通过使感应加热线圈产生的磁通量流过定影辊或定影带的导体部分，以使涡电流流过定影辊或定影带的内部并利用所述涡电流产生的焦耳热对定影辊或定影带加热，来对定影辊或定影带加热。

现有技术的感应加热定影装置中的功率控制方法分为以下方法：利用LCR谐振电路控制驱动频率的方法；通过在谐振电路以谐振频率f谐振时执行PWM控制来控制电流量的方法。在专利文档1和2(专利文档1：JP2008-51951；专利文档2：JP 2008-145990)中公开了现有技术的通过控制驱动频率改变输出功率的方法。

在被设计为转换电流量的现有技术的感应加热定影装置900中，逆变电源的构造在图1中被示出，其中，感应加热定影装置900通过在谐振频率f的状态下执行PWM控制以控制电流量。来自AC电源901的电流被全波整流，通过噪声滤波器905，并被提供给半桥输出电路906。在图1中，标号902和903分别指示熔断器和浪涌电压保护压敏电阻。

半桥输出电路906是开关元件并且包括例如绝缘栅双极晶体管(IGBT)、场效应晶体管(FET)等。

在图1的构造中，半桥输出电路906采用IGBT 907和908作为开关元件。LC串联谐振电路包括感应加热低耗线圈912和电容器913、914，并且LC串联谐振电路在高频电流流过由Ritz导线(包括细铜绞线的电线)组成的感应加热低耗线圈912时产生磁场。感应加热低耗线圈912产生的磁场集中到由高介电常数介质制成的定影辊或定影带，以使涡电流流过散热器的表面，从而定影辊或定影带自身产生热。

用于检测感应加热低耗线圈912的电流和相位差的电流互感器909的输出的驱动电压与IGBT 907和908输出的半桥的驱动电压(一侧)之间的相位比较由相位比较器928(例如，常用的PLL IC(74H4046等))来执行，并且相位比较器928的相位比较结果被输出到RC锯齿振荡型压控振荡器(VCO)929。VCO 929的振荡频率被反馈控制，以使电流互感器909的输出的驱动电压与半桥的输出的驱动电压之间的相位差消失。

在PWM控制器919中，通过CPU 915的比例积分微分(PID)控制器917的PID运算从散热器温度传感器911的信息计算的PWM占空值以及已经通过整流电路923整流的电流互感器909的输出被误差放大器920放大，放大的值和VCO 929的输出由比较器921比较，比较结果被输出到PWM驱动器922，PWM驱动器922可将PWM信号输出到光电二极管和光电晶体管923和924。

【现有技术文档】

专利文档1：公开号为2008-51951的日本专利申请；

专利文档2：公开号为2008-145990的日本专利申请。

在通过使用LCR谐振电路控制驱动频率的现有技术的感应加热定影装置的功率控制方法中，在谐振电路的谐振频率改变的情况下，无法像专利文档1中公开的发明那样，控制感应加热定影装置，并且为了应对这种情况，需要获得允许功率达到峰值的频率，并将获得的频率作为下限频率来控制。此外，在控制小功率时，频率过高，从而半桥输出元件的开关损耗可能增大，从而效率可能降低。作为一种解决方案，需要将功率控制方法划分为大功率控制方法、中功率控制方法和小功率控制方法。此外，当半桥元件在驱动频率偏离谐振频率的状态下开关时，不执行零电压开关，从而可能产生装置损耗，并且可能引起由于热产生导致的退化和热压裂。

同时，通过在谐振电路以频率f谐振的状态下执行PWM控制来改变电流量以控制电流量的方法中，因为相位比较器、电压控制产生器和PWM控制器通过模拟电路来构造，所以需要考虑组件常数的偏差或温度的变化，或者需要根据规格改变组件常数，例如设置谐振频率跟随范围。此外，在存在不可用于特定目的的频率区域(例如，特定RF或诸如定影带的定影装置的谐振频率)的情况下，难以脱离这样的频率范围并自动跟随谐振频率。

此外，通过仅执行PWM控制，可能无法控制非常小的电流区域。这是因为：开关元件(例如IGBT)的开关速度没有快到可以通过使用PWM来控制非常小的电流的程度。

发明内容

本发明总体构思提供了一种感应加热定影装置和成像设备，所述感应加热定影装置和成像设备可通过跟随谐振频率以执行PWM控制和相位控制，来控制甚至非常小的电流区域，而不需考虑部件常数的偏差或温度变化。

根据本发明总体构思的一方面，提供了一种感应加热定影装置，包括：具有感应线圈和电容器的串联谐振电路、相位比较器、相位控制器、谐振频率跟随振荡器以及PWM(脉宽调制)信号产生器，其中，相位比较器比较PWM信号产生器输出的脉冲的相位与流过感应线圈的电流的相位，当控制相位时将通过比较获得的比较结果输出到相位控制器，当执行PWM控制时将比较结果输出到谐振频率跟随振荡器，相位控制器基于相位比较器的输出和预定的线圈电流相位量输出具有预定相位值的频率控制信号，谐振频率跟随振荡器通过使用相位控制器的输出改变振荡频率，以使串联谐振电路的驱动频率跟随谐振频率，PWM信号产生器基于通过谐振频率跟随振荡器的谐振频率产生用于驱动串联谐振电路的脉冲，相位比较器、相位控制器、谐振频率跟随振荡器和PWM信号产生器被数字化地控制。

相位控制器在它的计数器中对相位比较器的输出进行计数，通过使用减法器比较并运算线圈电流的相位量的设置值，并将频率控制信号输出到谐振频率跟随振荡器，谐振频率跟随振荡器基于相位控制器输出的信号使计数器升值或降值，以改变谐振频率，其中，相位比较器比较PWM信号产生器输出的脉冲的相位与流过感应线圈的电流的相位以输出与相位差相应的信号。

可在相对小的电流流过的第一区域中执行相位控制，并且可在相对大的电流流过的第二区域中执行PWM控制。

根据本发明总体构思的另一方面，提供了一种包括上述感应加热定影装置的成像设备。

附图说明

通过参照附图详细描述本发明总体构思的示例性实施例，本发明总体构思的以上和其他特点和优点将变得更加清楚，在附图中：

图1是示出现有技术的感应加热定影装置的逆变电源的构造的电路图；

图2是示出根据本发明总体构思的示例性实施例的感应加热定影装置的构造的电路图；

图3是示出在设置了不可用于特定目的的频率区域时的向上/向下计数器的计数值与输出频率之间的关系的曲线图；

图4是示出当PWM的导通占空时间改变时的输出特性的曲线图；

图5是示出ASIC中的相位比较器的构造的电路图；

图6是示出ASIC中的跟随振荡器的构造的电路图；

图7是示出图2中所示的ASIC中的PWM信号产生器的构造的电路图；

图8是示出谐振频率跟随振荡器的操作波形的示图；

图9是示出谐振频率跟随振荡器的操作波形的示图；

图10是示出谐振频率跟随振荡器的操作波形的示图；

图11是示出谐振频率跟随振荡器和PWM信号产生器的输出细节的时序图；

图12是示出谐振频率跟随振荡器和PWM信号产生器的输出细节的时序图；

图13是示出谐振频率跟随振荡器和PWM信号产生器的输出细节的时序图；

图14是示出根据本发明总体构思的示例性实施例的感应加热定影装置的构造的电路图；

图15是示出当PWM的导通占空时间改变时的输出特性的曲线图；

图16是示出相位控制器的具体构造的电路图；

图17是示出当图16的相位控制器从0经由X到Y改变线圈电流的相位控制量的设置值时的驱动电压、线圈电流和频率控制信号的操作波形的示图；

图18是图16的相位控制器中的信号的时序图；

图19是图16的相位控制器中的信号的时序图。

具体实施方式

现在将参照附图更全面地描述本发明总体构思，附图中示出本发明总体构思的示例性实施例。描述和附图中的相同标号表示相同元件。具有标号中的共同的下属两位数字的元件彼此对应。

<示例性实施例>

首先，将描述根据本发明总体构思的示例性实施例的感应加热定影装置的构造。图2是示出根据本发明总体构思的示例性实施例的感应加热定影装置100的构造的电路图。在下文中，将参照图2描述根据本发明总体构思的示例性实施例的感应加热定影装置100。

图2中示出的感应加热定影装置是在定影辊或定影带的内部或外部设置有感应加热线圈以加热定影辊或定影带的感应加热型定影装置。

如图2所示，感应加热定影装置100包括交流(AC)电源101、熔断器102、压敏电阻103、二极管桥104、噪声滤波器105、半桥输出电路106、中央处理单元(CPU)115、整流电路120、限流器电路121和专用集成电路(ASIC)124。来自AC电源101的AC电流被全波整流，通过噪声滤波器105，并被提供给半桥输出电路106。

图2的感应加热定影装置100在自动跟随谐振频率的谐振状态下执行PWM控制以改变输出功率。也就是说，通过在自动跟随谐振频率的谐振状态下执行PWM控制，电流量被控制，从而改变电流量。

半桥输出电路106包括IGBT 107和108、电流互感器109、感应加热低耗线圈112、电容器113和114。感应加热低耗线圈112、电容器113和114构成LC谐振电路。

半桥输出电路106使用绝缘栅双极晶体管(IGBT)、场效应晶体管(FET)等作为开关元件。

在图2的构造中，半桥输出电路106使用IGBT 107和108作为开关元件。LC串联谐振电路包括感应加热低耗线圈112、电容器113和114，并且在高频电流流过由Ritz线(包括细铜绞线的电线)构成的感应加热低耗线圈112时产生磁场。感应加热低耗线圈112产生的磁场集中到由高介电常数介质制成的定影辊或定影带110，以使涡电流流过散热器的表面，从而定影辊或定影带110自身产生热。

CPU 115测量定影辊或定影带110的温度，并基于由高介电常数介质制成的定影辊或定影带110的温度来控制稍后将描述的PWM信号产生器127产生的PWM信号的占空比，CPU 115包括AD转换器(ADC)116和118、PID控制器117以及PWM占空比控制器119。

ASIC 124用于产生跟随包括感应加热低耗线圈112、电容器113和114的LC谐振电路的谐振频率的PWM信号，并且包括相位比较器125、谐振频率跟随振荡器126和PWM信号产生器127。在该实施例中，以数字电路的形式设计用于产生跟随LC谐振电路的谐振频率的PWM信号的构造，从而包括CPU115的所有元件可以安装在ASIC的内部(SOC)。

相位比较器125检测PWM信号产生器127产生的两个PWM信号之一与从限流器电路121输出的电流(即，由电流互感器109检测并流过感应加热低耗线圈112的电流)之间的相位差。也就是说，相位比较器125比较电流互感器109的输出和由IGBT 107和108输出的半桥的驱动电压(一侧)之间的相位，并将相位比较结果输出到谐振频率跟随振荡器126，其中，电流互感器109用于检测连接到由IGBT 107和108输出的半桥的感应加热低耗线圈112的电流和相位差。

谐振频率跟随振荡器126通过使用相位差检测结果执行使PWM信号产生器127产生的PWM信号的振荡频率跟随LC谐振电路的谐振频率的处理。具体地讲，谐振频率跟随振荡器126根据相位比较器125的输出改变PWM信号的振荡频率。例如，谐振频率跟随振荡器126基于相位比较结果增大或减小计数值，以控制驱动频率使得相位差为零(谐振频率)。

PWM信号产生器127通过使用基于使振荡频率跟随LC谐振电路的谐振频率的处理而变化的振荡频率产生PWM信号，并将PWM信号输出到光电二极管和光电晶体管128和129。换句话说，PWM信号产生器127可将PWM信号输出到光电二极管和光电晶体管128和129，其中，所述PWM信号具有通过CPU 115中的比例积分微分(PID)控制器117的PID运算从感测散热器的温度的温度传感器111获得信息计算的PWM占空值。

整流电路120对电流互感器109的输出进行整流。整流电路120对电流互感器109的输出进行整流并将整流后的输出输出到CPU 115的AD转换器118。限流器电路121将电流互感器109的输出电压限制在预定范围内。限流器电路121将电流互感器109的输出电压限制在预定范围内，并将经过限制的输出电压输出到ASIC 124的相位比较器125。电阻122用于允许电流从电流互感器109流过电阻122。

如图2所示的感应加热定影装置100在二极管桥104中对来自AC电源101的AC电流进行全波整流，并使全波整流后的电流流过噪声滤波器105，然后将其提供给半桥输出电路106。

在半桥输出电路106中，随着IGBT 107和108交替导通和截止以操作电流互感器109，使得通过噪声滤波器105的电流流过感应加热低耗线圈112。通过使高频电流流过感应加热低耗线圈112，可从感应加热低耗线圈112产生磁场。感应加热低耗线圈112产生的磁场集中到由高介电常数介质制成的定影辊或定影带110。感应加热低耗线圈112产生的磁场使涡电流流过散热器的表面，从而从散热器产生热。

接下来，将描述根据本发明总体构思的示例性实施例的图2中示出的感应加热定影装置100的LC谐振原理。在包括LC的电阻元件的LCR串联谐振电路中，LCR串联谐振电路的阻抗Z通过以下的等式1来获得。

等式1

$Z=R+\mathrm{sL}+\frac{1}{\mathrm{sC}}$

$=R+\mathrm{j\&omega;L}+\frac{1}{\mathrm{j\&omega;C}}$

$=R+j(\mathrm{\&omega;L}-\frac{1}{\mathrm{\&omega;C}})$

$\begin{array}{cc}Z=R+\mathrm{jX}& X=(\mathrm{\&omega;L}-\frac{1}{\mathrm{\&omega;C}})\end{array}$

其中，如果在X＝0处的频率为ω₀，则通过以下等式2来获得串联谐振频率f₀。

等式2

${\mathrm{\&omega;}}_{0}L=\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}_{0}C}$

${\mathrm{\&omega;}}_0=\frac{1}{\sqrt{\mathrm{LC}}}$

$f_0=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}\sqrt{\mathrm{LC}}}$

接下来，当LCR串联谐振电路的阻抗Z由复向量表示时，通过以下等式3来获得阻抗Z、绝对值|Z|以及相位α。

等式3

Z＝R+jX

＝|Z|cosα+j|Z|sinα

＝|Z|(cosα+j sinα)

＝|Z|ε^jα

$\left|Z\right|=\sqrt{R^2+X^2}$

$=\sqrt{R^2+{(\mathrm{\&omega;L}-\frac{1}{\mathrm{\&omega;C}})}^2}$

$\mathrm{\&alpha;}={\tan }^{-1}\left(\frac{X}{R}\right)$

$={\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{\&omega;L}-\frac{1}{\mathrm{\&omega;C}}}{R}\right)$

即，因为在谐振频率f₀电感和电容被移除，而仅有电阻元件存在，所以阻抗的绝对值|Z|变为最小值。

同时，当电压源V连接到串联谐振电路时，通过以下等式4获得流过的电流I、电流的绝对值|I|以及相位Φ。

从等式4中可以看出，通过改变电压来驱动LCR串联谐振电路的情况下，在谐振频率为f₀时电流I取最小值，并且电流I和电压V具有相同的相位。以上，已经描述了图2中示出的感应加热定影装置100的LC谐振原理。

等式4

$I=\frac{V}{Z}$

$=\frac{V}{\left|z\right|{\mathrm{\&epsiv;}}^{\mathrm{j\&alpha;}}}$

$=\frac{{\mathrm{V\&epsiv;}}^{-\mathrm{j\&alpha;}}}{\left|Z\right|}$

I＝|I|ε^jφ

$\left|I\right|=\frac{V}{\left|Z\right|}$

$=\frac{V}{\sqrt{R^2+{(\mathrm{\&omega;L}-\frac{1}{\mathrm{\&omega;C}})}^2}}$

$\mathrm{\&phi;}=-\mathrm{\&alpha;}$

$=-{\tan }^{-1}\left(\frac{X}{R}\right)$

$=-{\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{\&omega;L}-\frac{1}{\mathrm{\&omega;C}}}{R}\right)$

图4是示出当PWM信号的导通占空时间(高时间段)改变时的LCR串联谐振电路的电流输出特性的曲线图。电流值(绝对值)随谐振频率f₀的参考点变化，并且电流值(绝对值)还通过改变PWM信号的导通占空时间而变化。也就是说，当PWM信号产生器127产生的PWM信号的导通时间增加时，IGBT 107和108的导通时间也增加，并且LCR串联谐振电路的电流值也增大。

以上，已经参照图2描述了感应加热定影装置100的构造。接下来，将更详细地描述构成图2中示出的ASIC 124的元件。首先，将描述相位比较器125。

图5是图2中示出的ASIC 124中的相位比较器125的电路图。在下文中，将参照图5描述相位比较器125。

如图5所示，相位比较器125包括延迟校正单元131、JK触发器(JKFF)132和133以及NAND门134。

延迟校正单元131设置线圈电流相位比较电压Coil_ICV的延迟校正值，所述延迟校正值用于使PWM信号产生器127产生的驱动电压Drive_V1延迟。驱动电压Drive_V1、系统时钟System_CL和延迟时钟Delay_CL被输入到延迟校正单元131，延迟校正单元131将时钟输出到JKFF 132。从限流器电路121输出的线圈电流相位比较电压Coil_ICV被提供给JKFF 133。

JKFF 132和133中的每一个将与输入端J和K的状态的组合相应的状态与输入的时钟同步，并将同步的状态输出到输出端Q和反向输出端。当流过感应加热低耗线圈112的电流的相位滞后于PWM信号产生器127产生的驱动电压Drive_V1时，JKFF 132输出值1(高)。其结果是，Count_Up变为高。同时，当流过感应加热低耗线圈112的电流的相位超前于PWM信号产生器127产生的驱动电压Drive_V1时，JKFF 133输出值1(高)。其结果是，Count_Down变为高。

通过构造如图5所示的相位比较器125，当从限流器电路121输出的线圈电流相位比较电压Coil_ICV滞后于驱动电压Drive_V1时，Count_Up变为高，并且当线圈电流超前时，Count_Down变为高。

接下来，将描述谐振频率跟随振荡器126。图6是图2中示出的ASIC 124中的谐振频率跟随振荡器126的电路图。在下文中，将参照图6描述谐振频率跟随振荡器126。

如图6所示，谐振频率跟随振荡器126包括向上/向下计数器141、频率比较器142、反馈增益校正单元143、PWM计数器144、OSC比较器145、1比特计数器146，NOT门147和AND门148。

向上/向下计数器141接收相位比较器125的输出Count_Up或Count_Down以及其他参数，当相位比较器125的输出中的Count_Up为高时，向上/向下计数器141向上计数以增大振荡频率，当Count_Down为高时，向上/向下计数器141向下计数以降低振荡频率。

向上/向下计数器141的其他输入参数可包括作为频率比较器142输出的值OSC_OUT[N…1]的范围的Count_Max-Count_Min的值、作为与Count_Max相应的频率的f_Min、作为与Count_Min相应的频率的f_Max、以及初始设置的谐振频率f_initial(见图3)。

与需要严格性能的通信设备相比，因为感应加热定影装置不需要同样的谐振频率跟随特性的抖动性能，所以可使用具有简单构造的向上/向下计数器141来跟随LCR串联谐振电路的谐振频率。

频率比较器142执行振荡频率与不可用于特定目的的频率区域(例如，特定的射频或用于诸如定影辊或定影带110的定影工具的谐振频率)之间的比较。如图6所示，频率比较器142包括窗口比较器161、比较电路162和锁存电路163。

窗口比较器161比较不可用于特定目的的频率区域(f1_Max至f1_Min、f2_Max至f2_Min、…、fm_Max至fm_Min)与向上/向下计数器141的输出计数值。当向上/向下计数器141的输出计数值对应于不可用于特定目的的频率区域时，窗口比较器161输出高。

图3是示出在设置了不可用于特定目的的频率区域时的向上/向下计数器141的计数值与输出频率之间的关系的曲线图。在图3的曲线图中，横轴指示频率，纵轴指示向上/向下计数器141的输出FOUT[N…1]。f_Initial对应于初始设置的谐振频率f₀，Count_Max对应于下限频率f_Min，Count_Min对应于上限频率f_Max。因此，频率与向上/向下计数器141的计数值成比例。

当向上/向下计数器141的输出值FOUT[N…1]被输入到不可用的频率区域中时，锁存电路163锁存先前的频率值，从而输出频率不被包括在不可用的频率区域中，并且向上/向下计数器141的输出值FOUT[N…1]被改变。当向上/向下计数器141的输出值FOUT[N…1]偏离不可用的频率区域时，锁存电路163的输出OSC_OUT[N…1]变为偏离不可用的频率区域时的输出频率。

PWM计数器144基于系统时钟System_CL输出计数值PWM_OUT[N-1…0]。OSC比较器145比较频率比较器142的输出OSC_OUT[N…1]与PWM计数器144的输出PWM_OUT[N-1…0]，并输出比较结果(OSC_COMP_OUT)。当在比较中频率比较器142的输出OSC_OUT[N…1]与PWM计数器144的输出PWM_OUT[N-1…0]一致时，OSC比较器145在预定时间段内将其输出从低改变为高，并向PWM信号产生器127通知谐振频率的一个周期完成。

接下来，将描述PWM信号产生器127。图7是图2中示出的ASIC 124中的PWM信号产生器127的电路图。在下文中，将参照图7描述PWM信号产生器127。

如图7所示，PWM信号产生器127包括乘法器151、PWM比较器152、NOT门153和154、AND门155、157和158、以及D触发器(DFF)156。

PWM比较器152比较乘法器151执行乘法运算获得的结果与PWM计数器144的输出PWM_OUT[N-1…0]，并将比较结果输出到NOT门154，其中，所述乘法运算将从PWM占空比控制器119发送的关于占空比的信息PWM_Duty与频率比较器142的输出OSC_OUT[N…1]相乘。

DFF 156接收OSC比较器145的输出OSC_COMP_OUT，并输出用作驱动电压Drive_V1和Drive_V2的基础的电压Drive_V。AND门157和158通过使用1比特计数器146的输出信号PWM_Select分别输出驱动电压Drive_V1和Drive_V2。

也就是说，PWM信号产生器127输出用作驱动电压Drive_V1和Drive_V2的基础的电压Drive_V，驱动电压Drive_V1和Drive_V2在OSC_COMP_OUT变为高的时刻变为高达到预定时间段。该预定时间段由PWM占空比控制器119指示，并且该信息相应于被提供给PWM比较器152的PWM_Duty。

通过构造如图7所示的PWM信号产生器127，从CPU 115操作的导通占空时间和向上/向下计数器141的输出计数值计算PWM时序，计算的PWM时序与通过DFF 156作为重置计数器的PWM计数器144的输出值PWM_OUT[N-1…0]比较，如果计算的PWM时序与PWM计数器144的输出值PWM_OUT[N-1…0]一致，则将用作驱动电压Drive_V1和Drive_V2的基础的电压Drive_V设置为低。这样，产生在导通占空时间段期间变高的驱动电压Drive_V1和Drive_V2，光电二极管在高时间段变高，光电晶体管导通，从而IGBT 107和108导通，使得电流流过LCR串联谐振电路。

以上，已经描述相位比较器125、谐振频率跟随振荡器126和PWM信号产生器127。接下来，将描述谐振频率跟随振荡器126的操作。图8至图10示出谐振频率跟随振荡器126的操作波形。

图8示出当驱动电压Drive_V1和Drive_V2的操作频率与谐振频率彼此一致时的谐振频率跟随振荡器126的操作波形。此外，图9示出当驱动电压的操作频率超过谐振频率时的谐振频率跟随振荡器126的操作波形。图10示出当驱动电压的操作频率低于谐振频率时的谐振频率跟随振荡器126的操作波形。

图8示出流过线圈的电流的峰值根据驱动电压Drive_V1和Drive_V2的导通占空的长度而变化。驱动电压Drive_V1和Drive_V2的导通占空的长度根据PWM占空比控制器119的控制而变化。

在图8中，因为驱动电压的操作频率与谐振频率一致，所以相位比较器125的输出Count_Up或Count_Down总是为低，从而不产生向上/向下计数器141的输出UpDown_count。

图9和图10示出从线圈电流和驱动电压的操作波形检测相位差，并且通过增加或减少向上/向下计数器141的输出来执行反馈控制，以使操作频率变为谐振频率。

首先，当驱动电压的操作频率超过谐振频率时，将参照图9描述谐振频率跟随振荡器126的操作。当驱动电压的操作频率超过谐振频率时，流过线圈的电流的相位滞后于驱动电压，相位比较器125的输出中的Count_Up变为高。Count_Up为高的时间段是这样的时间段，在该时间段期间，在驱动电压Drive_V1从低转换为高之后，线圈电流的相位变为0。

当相位比较器125的输出中的Count_Up变为高时，向上/向下计数器141在高时间段期间向上计数，然后输出增大的计数值。这样，使驱动电压的操作频率跟随谐振频率变为可能。

同时，当驱动电压的操作频率低于谐振频率时，将参照图10描述谐振频率跟随振荡器126的操作。当驱动电压的操作频率低于谐振频率时，流过线圈的电流的相位超前于驱动电压，相位比较器125的输出中的Count_Down变为高。Count_Down为高的时间段是这样的时间段，在该时间段期间，在线圈电流的相位变为0之后，驱动电压Drive_V1从低转换为高。

当相位比较器125的输出中的Count_Down变为高时，向上/向下计数器141在高时间段向下计数，然后输出减小的计数值。这样，使驱动电压Drive-V1和Drive_V2的操作频率跟随谐振频率变为可能。

接下来，将描述谐振频率跟随振荡器126和PWM信号产生器127的操作。图11至图13是示出谐振频率跟随振荡器126和PWM信号产生器127的输出的细节的时序图。

图11是当感应加热定影装置100的电源接通，然后感应加热定影装置100以初始设置的频率(＝谐振频率)振荡时的时序图，图12是当谐振频率高于初始设置的频率时的时序图，图13是谐振频率低于初始设置的频率时的时序图。

首先，当感应加热定影装置100的电源接通，然后感应加热定影装置100以初始设置的频率(＝谐振频率)振荡时，将参照图11描述谐振频率跟随振荡器126和PWM信号产生器127的操作。当PWM计数器144的输出PWM_OUT[N-1…0]的值变为与初始设置的频率相应的值f_initial时，PWM计数器144的输出被重置，OSC比较器145的输出从低转换为高，并且DFF 156的输出Drive_V1从低转换为高。分别从AND门157和158输出通过DFF 156的输出与1比特计数器146的输出的组合同步的驱动电压Drive_V1和Drive_V2。

接下来，当振荡频率高于初始设置的频率时，将参照图12描述谐振频率跟随振荡器126和PWM信号产生器127的操作。如果振荡频率高于初始设置的频率，则相位比较器125的输出中的Count_Down变为高。这样，OSC比较器145的输出OSC_COMP_OUT从低转换为高的时间段(即，f_Initial→Initial-x→Initial-y→Initial-z)被缩短，并且DFF 156的输出Drive_V从低转换为高的时间段变化。这样，使驱动电压的操作频率跟随谐振频率变为可能。

最后，当振荡频率低于初始设置的频率时，将参照图13描述谐振频率跟随振荡器126和PWM信号产生器127的操作。如果振荡频率低于初始设置的频率，则相位比较器125的输出中的Count_Up变为高。这样，OSC比较器145的输出OSC_COMP_OUT从低转换为高的时间段(即，Initial→Initial+x→Initial+y→Initial+z)被增大，并且DFF 156的输出Drive_V从低转换为高的时间段变化。这样，使驱动电压的操作频率跟随谐振频率变为可能。

因此，通过从驱动电压与线圈电流之间的相位差的检测结果增大或减小向上/向下计数器的值来执行控制，从而驱动电压的操作频率变为谐振频率，并且PWM占空比控制器119从通过PID控制器117的PID运算获得的PWM占空校正值计算PWM占空值。

当PWM计数器114的输出值与PWM占空值一致时，驱动电压为低，并且当PWM计数器114的输出值与向上/向下计数器141的值一致时，驱动电压为高，从而产生谐振频率PWM信号Drive_V。通过将1比特计数器146产生的每半周期的输出允许信号和DFF 156产生的谐振频率PWM信号输入到AND门157和158来交替地输出半桥驱动信号(即，Drive_V1和Drive_V2)。

根据本发明总体构思的感应加热定影装置100，可在自动跟随谐振频率f0的谐振状态下执行PWM控制以控制电流的量，从而改变电功率的量。其结果是，可提高感应加热定影装置100的用电效率。

<修改的示例>

图14是解释感应加热定影装置1400的操作的电路图。图15是示出用于解释感应加热定影装置1400的操作的当PWM的导通占空时间改变时的输出特性的曲线图。

感应加热定影装置1400设置有ASIC 1424。ASIC 1424与图2的ASIC 124的不同之处在于：ASIC 1424设置有相位比较器1425、相位控制器1425P、谐振频率跟随振荡器1426和PWM信号产生器1427。CPU 1415包括ADC 1416、PID控制器1417、ADC 1418、PWM占空比控制器1419和相位控制量设置单元1419P。图14的ADC 1416、PID控制器1417、ADC 1418和PWM占空比控制器1419分别对应于图2的ADC 116、PID控制器117、ADC 118和PWM占空比控制器119。

图16示出相位控制器1425P的具体构造。当线圈电流的相位控制量的设置值Phase_Delay_Value为0时，如参照图2等所描述的那样执行谐振频率跟随控制。

图14的相位比较器1425、谐振频率跟随振荡器1426和PWM信号产生器1427分别对应于图2的相位比较器125、谐振频率跟随振荡器126和PWM信号产生器127。相位比较器1425、谐振频率跟随振荡器1426和PWM信号产生器1427测量驱动电压与线圈电流之间的相位差，并执行相位差变为0的自动跟随谐振频率的控制。具体地讲，如图15所示，谐振频率f0是可变的。

图17示出当图16的相位控制器1425P将线圈电流的相位控制量的设置值Phase_Delay_Value从0经过X转换为Y(其中，X＞Y)时的驱动电压、线圈电流以及频率控制信号Count_Up、Count_Up2、Count_Down和Count_Down2的操作波形。

在执行谐振频率控制时，图14的CPU 1415将线圈电流的相位控制量的设置值Phase_Delay_Value设置为0。此时，由图16的Comp1输出的选择(Select)信号为低，从而Selector2(选择器2)和Selector3(选择器3)选择输入A。其结果是，相位比较输出信号Count_Up和Count_Down被直接输入到谐振频率跟随振荡器1426，而不通过相位控制器1425P。因此，执行谐振频率控制。

当线圈电流的相位控制量的设置值Phase_Delay_Value从0(谐振状态)转换为X时，与设置值X相应的频率控制信号Count_Down2被输出，并且随着频率上升并达到相位控制量的设置值X，脉冲宽度减小，最终，当相位控制量的设置值变为X时，频率控制信号Count_Down2的输出停止。

在具体执行相位控制时，图14的CPU 1415将线圈电流的相位控制量的设置值Phase_Delay_Value设置为大于0的值。当线圈电流的相位控制量的设置值Phase_Delay_Value被设置为大于0的值，作为图16的Comp1的输出的选择(Select)信号为高，从而Selector2(选择器2)和Selector3(选择器3)选择输入B。其结果是，相位比较输出信号Count_Up和Count_Down被输入到相位控制器1425P中，以执行相位控制，并且信号Count_Up2和Count_Down2被输入到谐振频率跟随振荡器1426。因此，执行相位控制。

当线圈电流的相位控制量的设置值Phase_Delay_Value从X转换为Y(其中，X＞Y)时，与X与Y之间的差成比例的频率控制信号Count_Up2被输出，并且随着频率上升并达到相位控制量的设置值Y，脉冲宽度减小，最终，当相位控制量的设置值变为Y时，频率控制信号Count_UP2的输出停止。

图18和图19是图16的相位控制器1425P中的信号的时序图。图18示出当在图17中线圈电流的相位控制量的设置值Phase_Delay_Value从0转换为X时的操作时序。图19示出当在图17中线圈电流的相位控制量的设置值Phase_Delay_Value从X转换为Y(其中，X＞Y)时的操作时序。

<作用和效果>

图2的感应加热定影装置100通过PWM控制来控制温度，也就是说，感应加热定影装置100通过在图4中示出的所有电流值上计算最佳的PWM值来控制功率。换句话说，开关元件以谐振频率开关，并且其脉冲宽度基于来自温度传感器的信号而改变。

与此相比，感应加热定影装置1400在流过线圈的电流较大时执行PWM控制，并且在流过线圈的电流较小时执行相位控制。具体地讲，ASIC 1424包括相位控制器1425P。相位控制器1425P在小电流区域对线圈电流执行相位控制。

具有温度控制器的功能的CPU 1415可通过基于来自温度传感器111的信号计算最佳的PWM值和线圈电流相位的最佳的值，以两种模式控制功率(即，温度)。在流过线圈的电流较小的小电流区域，相位控制器1425P基于线圈电流的相位控制量的设置值Phase_Delay_Value执行相位控制，从而控制线圈电流。也就是说，基于跟随的谐振频率，根据线圈电流的相位控制量的设置值Phase_Delay_Value来控制电流的幅度，从而执行温度控制。结果，可以在非常小的功率区域中控制温度。

在流过线圈的电流较大的大电流区域中，以与图2的感应加热定影装置100相同的方式执行PWM控制。在这种修改中，如图15所示，这样的构造甚至在非常小的电流区域中也能控制线圈电流，从而可更精密地控制温度。

具体地讲，因为使用简单的逻辑电路(数字电路)来构造线圈电流相位延迟控制电路，所以可数字化地、稳定地控制温度，而不受温度的改变或不变的偏差影响。因为使用数字电路来构造所用的控制电路，所以控制电路可以简单地嵌入到ASIC中，以实现成本降低和最小化。

此外，在该修改中，仅为了在小功率的情况下控制非常小的电流而执行相位控制，但是本发明总体构思不限于此。例如，甚至在大电流区域和中电流区域中也可使用相位控制来执行功率控制。

<结论>

因为根据本发明总体构思的各种实施例的感应加热定影装置可通过使用向上/向下计数器和PWM控制器来简单地实现谐振频率跟随振荡器和PWM信号产生器的数字电路，所以谐振频率跟随振荡器和PWM信号产生器可以嵌入到ASIC 124中。

因此，根据本发明总体构思的实施例的感应加热定影装置与现有技术的感应加热定影装置相比，可减少硬件部件，从而降低成本并提高组装效率。此外，根据本发明总体构思的特定实施例的感应加热定影装置1400通过包括数字电路而不需要考虑组件常数的偏差或温度的变化，并且通过使用软件修改设置值在不改变硬件的情况下还可与任何规格兼容。这与由逻辑电路构成的现有技术的感应加热定影装置相比提供了明显的效果，在现有技术的感应加热定影装置中，应该考虑部件的偏差和温度的变化，或者应该按照规格改变组件常数，例如，设置谐振频率的跟随范围。

此外，使用数字电路来控制根据本发明总体构思的特定实施例的感应加热定影装置。因此，如果存在任何特定的不可用的频带(特定的无线频率或诸如定影带的定影装置的谐振频率)，则可通过设置所述频带来容易地执行控制。

根据本发明总体构思，可以提供可在不考虑部件常数的偏差和温度变化的情况下执行跟随谐振频率的PWM控制和相位控制的新颖和改进的感应加热定影装置。

尽管已经参照本发明总体构思的示例性实施例具体地显示和描述了本发明总体构思，但是本领域普通技术人员将理解，在不脱离由权利要求限定的本发明总体构思的精神和范围的情况下，可在形式和细节上进行各种改变。

产业上的可利用性

由于本发明总体构思提供了一种感应加热定影装置和成像设备，所述感应加热定影装置和成像设备通过跟随谐振频率以执行PWM控制和相位控制，而不考虑部件常数的偏差或温度变化，可控制甚至非常小的电流区域，因此本发明总体构思在产业上可以应用。

Claims (4)

1.一种感应加热定影装置，包括：具有感应线圈和电容器的串联谐振电路、相位比较器、相位控制器、谐振频率跟随振荡器以及PWM(脉宽调制)信号产生器，其特征在于，

相位比较器比较PWM信号产生器输出的脉冲的相位与流过感应线圈的电流的相位，

当控制相位时相位比较器将通过所述比较获得的比较结果输出到相位控制器，当执行PWM控制时相位比较器将所述比较结果输出到谐振频率跟随振荡器，

相位控制器基于相位比较器的输出和预定的线圈电流相位量输出具有预定相位值的频率控制信号，

谐振频率跟随振荡器通过使用相位控制器的输出改变振荡频率，以使串联谐振电路的驱动频率跟随谐振频率，

PWM信号产生器基于通过谐振频率跟随振荡器的谐振频率产生用于驱动串联谐振电路的脉冲，

相位比较器、相位控制器、谐振频率跟随振荡器和PWM信号产生器被数字化地控制。

2.根据权利要求1所述的感应加热定影装置，其特征在于，相位控制器在它的计数器中对相位比较器的输出进行计数，通过使用减法器比较并运算线圈电流的相位量的设置值，并将频率控制信号输出到谐振频率跟随振荡器，相位比较器比较PWM信号产生器输出的脉冲的相位与流过感应线圈的电流的相位以输出与相位差相应的信号，

谐振频率跟随振荡器基于相位控制器输出的信号使计数器升值或降值，以改变谐振频率。

3.根据权利要求1所述的感应加热定影装置，其特征在于，在相对小的电流流过的第一区域中执行相位控制，并且在相对大的电流流过的第二区域中执行PWM控制。

4.一种包括如权利要求1所述的感应加热定影装置的成像设备。