CN110620520B - 串联谐振逆变电源功率因数角控制系统 - Google Patents

串联谐振逆变电源功率因数角控制系统 Download PDF

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Abstract

一种串联谐振逆变电源功率因数角控制系统，属于逆变电源频率跟踪技术领域。本发明针对现有对电源功率因数角的控制中，感应电源不能进行负载自动匹配，只适应特定工况的问题。其低通滤波单元用于将输出相位反馈值与相位设定值进行比较，并将比较结果进行低通滤波获得滤波后的直流电压；压控振荡器用于根据滤波后的直流电压获得输出频率；MCU控制器用于根据压控振荡器的输出频率确定对四个IGBT单元的逆变触发电压信号；相位比较器用于对所述逆变触发电压信号和整形后的逆变电流进行相位比较，获得输出相位反馈值；电流整形单元用于对采集的逆变电源主回路的逆变电流进行整形。本发明通过功率因数角的控制，实现对串联谐振系统有用功率输出的调节。

Description

串联谐振逆变电源功率因数角控制系统
技术领域
本发明涉及串联谐振逆变电源功率因数角控制系统，属于逆变电源频率跟踪技术领域。
背景技术
感应加热又称为电磁感应加热，它利用电磁感应原理使被加热材料的内部产生电流，并依靠涡流的能量达到加热的目的，是一种先进的加热技术。感应加热具有加热效率高、速度快、可控性好及易于实现机械化和自动化等优点，目前被广泛应用于冶金、机械、电子等工业领域的熔炼、焊接、热处理、热锻造、外延加工等热加工工艺中，展示了越来越广泛的应用前景。
负载匹配是感应电源高效工作的前提，而频率跟踪是感应电源负载匹配控制的关键。由于在一定范围内，电源频率增加对应功率因数的提高，因此对电源频率的跟踪控制即对应于对电源功率因数角的控制。现有对电源功率因数角的控制方法中，感应电源通常仅工作在特定的工况下，其不能进行负载自动匹配，因而无法适应不同负载及不同工况。
发明内容
针对现有对电源功率因数角的控制中，感应电源不能进行负载自动匹配，因而只适应特定工况的问题，本发明提供一种串联谐振逆变电源功率因数角控制系统。
本发明的一种串联谐振逆变电源功率因数角控制系统，所述逆变电源主回路包括单相全桥式逆变电路，所述单相全桥式逆变电路的每个桥臂包括两个IGBT单元；
所述控制系统包括低通滤波单元、锁相环控制单元、MCU控制器和电流整形单元；所述锁相环控制单元包括相位比较器和压控振荡器，
所述低通滤波单元用于将输出相位反馈值与相位设定值进行比较，并将比较结果进行低通滤波获得滤波后的直流电压；
所述压控振荡器用于根据滤波后的直流电压获得输出频率；
所述MCU控制器用于根据压控振荡器的输出频率确定对四个IGBT单元的逆变触发电压信号；
所述相位比较器用于对所述逆变触发电压信号和整形后的逆变电流进行相位比较，获得输出相位反馈值；
所述电流整形单元用于对采集的逆变电源主回路的逆变电流进行整形。
根据本发明的串联谐振逆变电源功率因数角控制系统，所述MCU控制器采用与逆变电源主回路同频率的三角波产生PWM驱动脉冲，包括：
使三角波的幅值大于T0+Δ时，VT1为高电平，VT2为低电平；三角波的幅值低于T0+Δ时，VT1为低电平，VT2为高电平；VT1和VT2之间设定死区时间τ0；
使三角波的幅值大于T0-Δ时，VT4为高电平，VT3为低电平；三角波的幅值低于T0-Δ时，VT4为低电平，VT3为高电平；VT3和VT4之间设定死区时间τ0；
VT1和VT3的相位差为β；β由T0+Δ和T0-Δ的差值确定；
所述T0为二分之一三角波幅值，Δ为功率控制调整参数；
设定一个桥臂的两个IGBT单元对应开关器件VT1和VT2，另一个桥臂的两个IGBT单元对应开关器件VT3和VT4；
所述对四个IGBT单元的逆变触发电压信号包括VT1、VT2、VT3和VT4的电平信号。
根据本发明的串联谐振逆变电源功率因数角控制系统，所述低通滤波单元包括相位调整模块，所述相位调整模块包括电位器R76、电阻R70、电阻R77、电阻R81和电解电容C16，
电阻R70的一端连接+5V电源，另一端连接电位器R76的一端，电位器R76的另一端与模拟地之间连接电阻R81；电位器R76滑动端与电解电容C16的正极间连接电阻R77，电解电容C16的负极连接模拟地；电解电容C16的正极作为相位设定值的输出端。
根据本发明的串联谐振逆变电源功率因数角控制系统，所述低通滤波单元还包括串联校正模块，所述串联校正模块包括电阻R21、电阻R23、电阻R25、电阻R26、电阻R45、电阻R53、电阻R59、电阻R60、电阻R62、电阻R64、电阻R90、电容C19、电容C20、电容C39、电容C37、电容C43、电容C45、运算放大器IC17A、运算放大器IC1A、运算放大器IC1B，
所述电解电容C16的正极连接运算放大器IC1B的同相输入端，运算放大器IC1B的反相输入端与输出端之间连接电阻R45，运算放大器IC1B的正电源端连接+15V电源，运算放大器IC1B的正电源端与模拟地之间连接电容C19；运算放大器IC1B的负电源端连接-15V电源，运算放大器IC1B的负电源端与模拟地之间连接电容C20；
运算放大器IC1B的输出端与运算放大器IC17A的同相输入端之间连接电阻R90，运算放大器IC17A的反相输入端连接电阻R60的一端，电阻R60的另一端连接相位比较器的输出相位反馈值输出端，所述输出相位反馈值输出端与+5V电源之间连接电阻R59，输出相位反馈值输出端与模拟地之间连接电阻R64；
运算放大器IC17A的反相输入端与输出端之间依次串联电容C39和电阻R53，电容C37与电阻R53并联；运算放大器IC17A的正电源端连接+15V电源，运算放大器IC17A的正电源端与模拟地之间连接电容C43；运算放大器IC17A的负电源端连接-15V电源，运算放大器IC17A的负电源端与模拟地之间连接电容C45；
运算放大器IC17A的输出端与运算放大器IC1A的同相输入端之间连接电阻R23，运算放大器IC1A的同相输入端与模拟地之间连接电阻R21，运算放大器IC1A的反相输入端与运算放大器IC1B的输出端之间连接电阻R26，运算放大器IC1A的反相输入端与输出端之间连接电阻R25；运算放大器IC1A的输出端连接电阻R62的一端，电阻R62的另一端作为滤波后的直流电压输出端。
根据本发明的串联谐振逆变电源功率因数角控制系统，所述锁相环控制单元包括芯片CD4046A、电阻R52、电阻R63、电阻R65、电容C41、电容C46、电解电容C38、稳压二极管U16、三极管Q15及运算放大器IC17B，
芯片CD4046A的1脚与+5V电源之间连接电阻R52，芯片CD4046A的3脚用于输入逆变触发电压信号，芯片CD4046A的4脚用于输出所述输出频率；芯片CD4046A的6脚和7脚之间连接电容C46；
芯片CD4046A的16脚连接+5V电源，电解电容C38的正极连接+5V电源，负极连接模拟地，电容C41与电解电容C38并联；
芯片CD4046A的14脚连接作为所述逆变触发电压信号的输入端，芯片CD4046A的13脚作为所述输出相位反馈值输出端；
芯片CD4046A的12脚连接三极管Q15的集电极，三极管Q15的发射极与模拟地之间连接电阻R65，三极管Q15的基极连接运算放大器IC17B的输出端，运算放大器IC17B的反相输入端与三极管Q15的发射极连接；运算放大器IC17B的同相输入端连接电阻R63的一端，电阻R63的另一端连接稳压二极管U16的负极连接端，稳压二极管U16的负极连接端作为滤波后的直流电压输入端，稳压二极管U16的正极连接端连接模拟地。
根据本发明的串联谐振逆变电源功率因数角控制系统，所述相位比较器包括鉴相器，所述鉴相器在芯片CD4046A内部实现；
所述鉴相器的增益KP为：
Figure BDA0002254100320000031
式中Vcc为芯片CD4046A的电源电压；
所述鉴相器的数学模型为积分环节，即：
Figure BDA0002254100320000041
s表示算子；
所述压控振荡器在芯片CD4046A内部实现；
压控振荡器的增益KV为：
Figure BDA0002254100320000042
根据本发明的串联谐振逆变电源功率因数角控制系统，所述控制系统形成的闭环控制系统，将整形后的逆变电流fc作为外部干扰项，相位设定值Ur作为闭环控制系统的相位差输入，输出相位反馈值Ui为输出反馈项，则低通滤波单元中除串联校正模块以外部分的等效传递函数Go(s)为：
Figure BDA0002254100320000043
根据本发明的串联谐振逆变电源功率因数角控制系统，根据运算放大器IC17A得到：
Figure BDA0002254100320000044
式中U1为运算放大器IC17A的输出端电压；
使R21＝R23＝R25＝R26＝5.1k，根据运算放大器IC1B得到：
Uo＝U1-Ur，
式中Uo为滤波后的直流电压；
进而，得到串联校正模块的整体传递函数为：
Figure BDA0002254100320000045
根据本发明的串联谐振逆变电源功率因数角控制系统，所述串联校正模块的整体传递函数计算过程包括：
计算所述等效传递函数Go(s)在剪切频率ωc处的增益为：
Figure BDA0002254100320000046
串联校正模块的整体传递函数Gc(s)在剪切频率ωc处的增益为：
Figure BDA0002254100320000051
式中ωl为Gc(s)的第一转折频率；
根据剪切频率的定义，得到G0(jωc)Gc(jωc)＝1，
则：
Figure BDA0002254100320000052
对于Gc(s)，假设C39>>C37，选择C39＝1uF，则R60＝10R53；
根据对称整定法，Gc(s)的两个转折频率ωl、ωh对称分布，则：
Figure BDA0002254100320000053
式中ωh为Gc(s)的第二转折频率；
令
Figure BDA0002254100320000054
则
Figure BDA0002254100320000055
则系统的相角裕度φm与α的关系为：
Figure BDA0002254100320000056
选取φm＝50°时，α＝7.55，则ωh＝6042(rad/s)，ωl＝800(rad/s)，
对于Gc(s)，有：
Figure BDA0002254100320000057
使C39＝1uF，则求得R53＝1.25k，取R53＝1.2k，得到C37＝0.132uF；取C37＝0.1uF，R60＝12k，则得到：
Figure BDA0002254100320000058
本发明的有益效果：本发明一方面可以实现感应加热逆变系统的恒定功率因数角频率跟踪控制，另一方面可以通过功率因数角的控制，实现对串联谐振系统有用功率输出的调节。
本发明通过对逆变电源主回路进行电压与电流相位差跟踪的方式，再结合闭环控制使逆变电源主回路电压与电流的相位差无限趋近相位设定值，从而使逆变系统在槽路处于感性谐振状态，且工况相对稳定的状态时，电压电流在固定频率下相位差唯一。通过设定逆变电压和电流的相位差，则可实现系统逆变频率自动跟踪，即按照槽路负载情况自动调整谐振频率。同时在固定负载情况下，还可以通过调整逆变电压和电流的相位差实现调整功率输出的目的。
附图说明
图1是本发明所述串联谐振逆变电源功率因数角控制系统的结构示意图；
图2是本发明所述控制系统与逆变电源主回路的整体结构示意图；
图3是PWM驱动脉冲的产生过程示意图；
图4是所述低通滤波单元的电路原理图；
图5是所述锁相环控制单元的电路原理图；
图6是本发明的闭环控制信号控制示意图；
图7是本发明所述控制系统的参数设计示意图；
图8是本发明的幅频特性和相频特性曲线图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。
具体实施方式一、结合图1和图2所示，本发明提供了一种串联谐振逆变电源功率因数角控制系统，所述逆变电源主回路包括单相全桥式逆变电路，所述单相全桥式逆变电路的每个桥臂包括两个IGBT单元；
所述控制系统包括低通滤波单元100、锁相环控制单元200、MCU控制器300和电流整形单元400；所述锁相环控制单元200包括相位比较器210和压控振荡器220，
所述低通滤波单元100用于将输出相位反馈值与相位设定值进行比较，并将比较结果进行低通滤波获得滤波后的直流电压；
所述压控振荡器220用于根据滤波后的直流电压获得输出频率；
所述MCU控制器300用于根据压控振荡器220的输出频率确定对四个IGBT单元的逆变触发电压信号；
所述相位比较器210用于对所述逆变触发电压信号和整形后的逆变电流进行相位比较，获得输出相位反馈值；
所述电流整形单元400用于对采集的逆变电源主回路的逆变电流进行整形。
下面对逆变电源主回路的总体结构进行说明：串联谐振逆变电源的主回路如图2中的上半部分所示。主回路由单相全桥式逆变电路构成，A模块和B模块分别是全桥逆变的两个桥臂，在中小功率的逆变电路中，逆变桥的两个桥臂分别由IGBT模块构成，每个IGBT模块集成了2个IGBT单元。其等效谐振槽路可以等效为串联谐振LCR电路。其中Req为加热系统等效电阻，Leq为加热系统等效电感，C为谐振电容。逆变系统工作时，谐振槽路处于感性谐振状态，且系统工况相对稳定，系统的电压电流在某频率下相位差唯一。图中工作模式切换的作用有以下包括：一、作为固定频率模式下的开环控制与频率自动跟踪模式的切换开关；二、在系统启动时，作为它激振荡与自激振荡的转换开关。本发明主要研究自激振荡的频率跟踪控制模式。
进一步，结合图3所示，所述MCU控制器300采用与逆变电源主回路同频率的三角波产生PWM驱动脉冲，包括：
使三角波的幅值大于T0+Δ时，VT1为高电平，VT2为低电平；三角波的幅值低于T0+Δ时，VT1为低电平，VT2为高电平；VT1和VT2之间设定死区时间τ0；
使三角波的幅值大于T0-Δ时，VT4为高电平，VT3为低电平；三角波的幅值低于T0-Δ时，VT4为低电平，VT3为高电平；VT3和VT4之间设定死区时间τ0；
VT1和VT3的相位差为β；β由T0+Δ和T0-Δ的差值确定；
所述T0为二分之一三角波幅值，Δ为功率控制调整参数；T0的值对应于对称三角波两个等腰边中点连线，即当比较值设定为T0时，输出脉冲信号的占空比为50％的方波。通过调整Δ可以调整VT1～VT4触发信号的占空比，进而调整系统的输出功率。
设定一个桥臂的两个IGBT单元对应开关器件VT1和VT2，另一个桥臂的两个IGBT单元对应开关器件VT3和VT4；
所述对四个IGBT单元的逆变触发电压信号包括VT1、VT2、VT3和VT4的电平信号。
本实施方式中，为获得逆变桥功率器件的PWM驱动脉冲，采用2个比较值，即T0+Δ和T0-Δ。其中，T0+Δ的值对应A桥臂开关器件VT1和VT2，T0-Δ的值对应B桥臂开关器件VT3和VT4。A桥臂的上下桥臂的逻辑相反。为了防止上下桥臂同时导通，需要在VT1和VT2之间设定死区时间τ0。B桥臂功率器件PWM驱动脉冲由T0-Δ的值决定。VT3的逻辑与VT4相反。与A桥臂相同，B桥臂也需要防止上下桥臂同时导通，设置了死区时间τ0。由图3可知，VT1和VT3的相位差为β，其值由两个桥臂比较值，即T0+Δ和T0-Δ的差决定，即由Δ决定。Δ越大则β越大。
图3中UAB为逆变器输出电压波形；UAB0为逆变器电压波形的基波分量；IAB为逆变器输出电流的波形。Δ为功率控制调整参数，通过调整Δ，可对逆变器功率输出值进行调整。
为保证系统处于弱电感状态，需要控制UAB和IAB之间的相位。即当UAB和IAB之间的相位差为固定值时，系统的功率输出稳定。但是当负载参数由于温度等原因出现变化时，为了使UAB和IAB之间的相位保持不变，需要对逆变频率进行实时调整。本发明通过功率因数角的闭环控制实现了对逆变频率的实时调整。
再进一步，结合图4所示，所述低通滤波单元100包括相位调整模块，所述相位调整模块包括电位器R76、电阻R70、电阻R77、电阻R81和电解电容C16，
电阻R70的一端连接+5V电源，另一端连接电位器R76的一端，电位器R76的另一端与模拟地之间连接电阻R81；电位器R76滑动端与电解电容C16的正极间连接电阻R77，电解电容C16的负极连接模拟地；电解电容C16的正极作为相位设定值的输出端。
再进一步，结合图4所示，所述低通滤波单元100还包括串联校正模块，所述串联校正模块包括电阻R21、电阻R23、电阻R25、电阻R26、电阻R45、电阻R53、电阻R59、电阻R60、电阻R62、电阻R64、电阻R90、电容C19、电容C20、电容C39、电容C37、电容C43、电容C45、运算放大器IC17A、运算放大器IC1A、运算放大器IC1B，
所述电解电容C16的正极连接运算放大器IC1B的同相输入端，运算放大器IC1B的反相输入端与输出端之间连接电阻R45，运算放大器IC1B的正电源端连接+15V电源，运算放大器IC1B的正电源端与模拟地之间连接电容C19；运算放大器IC1B的负电源端连接-15V电源，运算放大器IC1B的负电源端与模拟地之间连接电容C20；
运算放大器IC1B的输出端与运算放大器IC17A的同相输入端之间连接电阻R90，运算放大器IC17A的反相输入端连接电阻R60的一端，电阻R60的另一端连接相位比较器210的输出相位反馈值输出端，所述输出相位反馈值输出端与+5V电源之间连接电阻R59，输出相位反馈值输出端与模拟地之间连接电阻R64；
运算放大器IC17A的反相输入端与输出端之间依次串联电容C39和电阻R53，电容C37与电阻R53并联；运算放大器IC17A的正电源端连接+15V电源，运算放大器IC17A的正电源端与模拟地之间连接电容C43；运算放大器IC17A的负电源端连接-15V电源，运算放大器IC17A的负电源端与模拟地之间连接电容C45；
运算放大器IC17A的输出端与运算放大器IC1A的同相输入端之间连接电阻R23，运算放大器IC1A的同相输入端与模拟地之间连接电阻R21，运算放大器IC1A的反相输入端与运算放大器IC1B的输出端之间连接电阻R26，运算放大器IC1A的反相输入端与输出端之间连接电阻R25；运算放大器IC1A的输出端连接电阻R62的一端，电阻R62的另一端作为滤波后的直流电压输出端。
再进一步，结合图5所示，所述锁相环控制单元200包括芯片CD4046A、电阻R52、电阻R63、电阻R65、电容C41、电容C46、电解电容C38、稳压二极管U16、三极管Q15及运算放大器IC17B，
芯片CD4046A的1脚与+5V电源之间连接电阻R52，芯片CD4046A的3脚用于输入逆变触发电压信号，芯片CD4046A的4脚用于输出所述输出频率；芯片CD4046A的6脚和7脚之间连接电容C46；
芯片CD4046A的16脚连接+5V电源，电解电容C38的正极连接+5V电源，负极连接模拟地，电容C41与电解电容C38并联；
芯片CD4046A的14脚连接作为所述逆变触发电压信号的输入端，芯片CD4046A的13脚作为所述输出相位反馈值输出端；
芯片CD4046A的12脚连接三极管Q15的集电极，三极管Q15的发射极与模拟地之间连接电阻R65，三极管Q15的基极连接运算放大器IC17B的输出端，运算放大器IC17B的反相输入端与三极管Q15的发射极连接；运算放大器IC17B的同相输入端连接电阻R63的一端，电阻R63的另一端连接稳压二极管U16的负极连接端，稳压二极管U16的负极连接端作为滤波后的直流电压输入端，稳压二极管U16的正极连接端连接模拟地。稳压二极管U16的作用是输出电压限幅，防止控制信号积分过饱和。
由前面的分析可知，图3中，逆变电压波形UAB与电流波形IAB应保持固定相位φ0，特别地当UAB与电流波形IAB同相位时，逆变器的功率输出仅与β有关。本发明的功率因数角控制在锁相环频率跟踪控制的基础上，保持系统的功率因数角为设定值。系统的功率因数角即为逆变电压频率与逆变电流输出的相位差，当功率因数角接近于0时，系统的输出功率最大。感应加热过程恒功率因数角控制的最大优势在于，可以自适应物料参数的变化。例如物料在加热过程中，物料参数如电阻率和相对磁导率往往发生变化，本发明系统可以自适应物料参数的变化，使加热系统保持最佳的工作状态。
本实施方式所述的控制系统由四部分组成，其中锁相环控制单元200以CD74HC4046芯片为核心；CD74HC4046芯片内部集成了相位比较器(鉴相器或PD)和压控振荡器(VCO)，鉴相器的功能是将逆变电压波形和整形后的逆变电流波形进行相位比较；压控振荡器的输出频率由输入电压控制；MCU控制器300接收压控振荡器的输出脉冲，提取频率信息，作为IGBT逆变器输出频率。低通滤波单元(LPF)的功能是将鉴相器输出信号进行低通滤波，并将滤波后的直流电压，作为VCO的输入。
本发明所述控制系统完成两个功能：一是使使逆变电压的频率与LCR槽路电流的频率保持一致；二是使逆变电压和逆变电流之间的相位差与电位器的设定相一致。本发明控制的核心是对锁相环及环路滤波电路的设计。
CD4046的鉴相器的输入端为CD74HC4046的14脚(SIGin)和3脚(COMPin)。驱动电压VT1波形作为驱动电压fv输入到SIGin，逆变电源主回路的电流采用霍尔电流传感器测量，采集的电流经电流整形单元400整形后得到的整形后的逆变电流fc输入到COMPin。CD4046的鉴相器采用边沿比较模式，PC2out脚作为鉴相器的输出引脚输出信号为Ui。
再进一步，结合图6所示，所述相位比较器210包括鉴相器，所述鉴相器在芯片CD4046A内部实现；
所述鉴相器的增益KP为：
Figure BDA0002254100320000101
式中Vcc为芯片CD4046A的电源电压，此处可以选择为5V电压；
Figure BDA0002254100320000102
是单位，即电压的单位为伏特V，4π为相位角度，单位为弧度rad。
所述鉴相器接收的为频率信号，输出的为相位信号，因此所述鉴相器的数学模型为积分环节，即：
Figure BDA0002254100320000103
s表示算子；
CD4046的压控振荡器的外围电路采用压控电流源控制模式，压控端为Uo，三极管Q15的集电极接到CD4046的R2引脚，控制内部电流，进而控制VCO输出(CD4046的4脚)频率f。输出频率f被接到MCU处理器中。处理器根据VCO输出f信号的频率来设置逆变器的频率。
VCO的线性区间范围如下：输入电压范围：0.9～2.3V，输出频率范围：9kHz～20kHz，所述压控振荡器220在芯片CD4046A内部实现；
压控振荡器220的增益KV为：
Figure BDA0002254100320000111
MCU模块接收到VCO的输出脉冲后，提取其频率信息，并输出到逆变器中，因此对于频率输出而言，其可认为是纯滞后环节，但由于其滞后时间非常小，不到0.01us，远小于系统的时间常数，可以忽略不计。所以该环节的传递函数近似为1。
再进一步，结合图6所示，所述控制系统形成的闭环控制系统，将整形后的逆变电流fc作为外部干扰项，相位设定值Ur作为闭环控制系统的相位差输入，输出相位反馈值Ui为输出反馈项，则低通滤波单元100中除串联校正模块以外部分的等效传递函数Go(s)为：
Figure BDA0002254100320000112
串联校正模块的整体传递函数Gc(s)是闭环控制系统设计的核心。
再进一步，结合图4及图6所示，根据运算放大器IC17A得到：
Figure BDA0002254100320000113
式中U1为运算放大器IC17A的输出端电压；
使R21＝R23＝R25＝R26＝5.1k，根据运算放大器IC1B得到：
Uo＝U1-Ur，
式中Uo为滤波后的直流电压；
进而，得到串联校正模块的整体传递函数为：
Figure BDA0002254100320000114
由CD74HC4046的特性可知，fv、fc的相差为0状态下，Ui＝Vcc/2。当fv、fc的相差不为0时，Ui的电压波形就会出现脉动，其脉动频率与fv、fc有关，脉动的直流分量叠加在Vcc/2上，从而影响VCO的输出频率，这种干扰即为图6中的d。LPF环节的作用就是将脉动分量滤除，防止脉动的交流分量对VCO环节造成干扰。感应加热频率跟踪范围是7kHz～25kHz之间，因此Ui的电压波形脉动频率也在此之间。为有效滤除Ui的交流分量，需要使LPF滤波环节的截止频率最大为7kHz/10＝700Hz，即：系统的剪切频率满足ωc≤700×2π＝4398.2rad/s。
从控制理论上讲，ωc越大则系统的响应速度越快，但是在KV、KP的值确定的情况下，若要提高剪切频率ωc，则需提高Gc(s)的增益，其结果必然会使LPF对PC2引脚输出脉冲波动的抑制作用降低，导致LPF的输出信号中的交流分量d增加。这种情况在系统功率因数角(即fv、fc相差)小时，表现尚不明显。这是因为CD74HC4046的PC2引脚几乎输出高阻抗，此时LPF的输入信号Ui电压为直流Vcc/2。但是，在过渡过程和功率因数角较大时，CD74HC4046的PC2的输出脉冲宽度较大，此时若LPF的低通滤波特性较差，则VCO的输入信号扰动问题就会比较突出。因此，在设计带宽时，需要在系统快速性和脉动干扰抑制二者之间折衷。这里取，ωc＝2200rad/s。
校正系统参数设计过程如图7所示。图中绘出了校正环节Gc(s)自身的渐近特性，VCO、鉴相器等其他环节的渐近特性Go(s)，以及串联校正后的开环系统渐近特性Gc(s)Go(s)。校正后的开关渐进特性的剪切频率为ωc，其中频段的转折频率分别为ωl和ωh。它们的关系如下：ωl<ωc<ωh。
Go(s)为纯积分环节，其与0db线的交点为其自身增益KVKP。Gc(s)为I型系统，按其传递函数分为三段，转折频率分别为ωl和ωh。ωc应分布在ωl和ωh之间的平坦区，以使串联校正后特性曲线穿越0db线的斜率为-20db/dec，确保闭环系统稳定。
再进一步，结合图7所示，所述串联校正模块的整体传递函数计算过程包括：
计算所述等效传递函数Go(s)在剪切频率ωc处的增益为：
Figure BDA0002254100320000121
串联校正模块的整体传递函数Gc(s)在剪切频率ωc处的增益为：
Figure BDA0002254100320000122
式中ωl为Gc(s)的第一转折频率；
根据剪切频率的定义，得到G0(jωc)Gc(jωc)＝1，
则：
Figure BDA0002254100320000131
为了设计方便，对于Gc(s)，做如下假设，假设C39>>C37，选择C39＝1uF，则R60＝10R53；
根据对称整定法，Gc(s)的两个转折频率ωl、ωh对称分布，此时，系统相角裕度φm有最大值，则：
Figure BDA0002254100320000132
式中ωh为Gc(s)的第二转折频率；
令
Figure BDA0002254100320000133
则
Figure BDA0002254100320000134
则系统的相角裕度φm与α的关系为：
Figure BDA0002254100320000135
所述相角裕度φm用于表征系统离不稳定还有多远。
选取φm＝50°时，α＝7.55，则ωh＝6042(rad/s)，ωl＝800(rad/s)，
对于Gc(s)，有：
Figure BDA0002254100320000136
使C39＝1uF，则求得R53＝1.25k，取R53＝1.2k，得到C37＝0.132uF；取C37＝0.1uF，R60＝12k，则得到：
Figure BDA0002254100320000137
将Go(s)、Gc(s)以及串联校正后的特性，用matlab工具画出，得到系统的幅频特性和相频特性如图8所示。校正后的系统相角裕度为51.9°，剪切频率为2410rad/s。满足设计要求。
综上所述，本发明一方面实现了感应加热逆变系统的恒定功率因数角频率跟踪控制；另一方面可以通过功率因数角控制，进而调节串联谐振系统的有用功率输出。同时本发明给出了可以实现串联谐振逆变电源功率因数角控制的锁相环及环路滤波器设计电路拓扑；并给出了可以实现串联谐振逆变电源功率因数角串联校正控制的参数设计方法。
虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其他所述实施例中。

Claims (6)

1.一种串联谐振逆变电源功率因数角控制系统，所述逆变电源主回路包括单相全桥式逆变电路，所述单相全桥式逆变电路的每个桥臂包括两个IGBT单元；
所述控制系统包括低通滤波单元(100)、锁相环控制单元(200)、MCU控制器(300)和电流整形单元(400)；所述锁相环控制单元(200)包括相位比较器(210)和压控振荡器(220)，
所述低通滤波单元(100)用于将输出相位反馈值Ui与相位设定值Ur进行比较，并将比较结果进行低通滤波获得滤波后的直流电压Uo；
所述压控振荡器(220)用于根据滤波后的直流电压Uo获得输出频率；
所述MCU控制器(300)用于根据压控振荡器(220)的输出频率确定对四个IGBT单元的逆变触发电压信号；
所述相位比较器(210)用于对所述逆变触发电压信号和整形后的逆变电流fc进行相位比较，获得输出相位反馈值Ui；
所述电流整形单元(400)用于对采集的逆变电源主回路的逆变电流进行整形；
所述MCU控制器(300)采用与逆变电源主回路同频率的三角波产生PWM驱动脉冲，包括：
使三角波的幅值大于T0+Δ时，VT1为高电平，VT2为低电平；三角波的幅值低于T0+Δ时，VT1为低电平，VT2为高电平；VT1和VT2之间设定死区时间τ0；
使三角波的幅值大于T0-Δ时，VT4为高电平，VT3为低电平；三角波的幅值低于T0-Δ时，VT4为低电平，VT3为高电平；VT3和VT4之间设定死区时间τ0；
VT1和VT3的相位差为β；β由T0+Δ和T0-Δ的差值确定；
所述T0为二分之一三角波幅值，Δ为功率控制调整参数；
设定一个桥臂的两个IGBT单元对应开关器件VT1和VT2，另一个桥臂的两个IGBT单元对应开关器件VT3和VT4；
所述对四个IGBT单元的逆变触发电压信号包括VT1、VT2、VT3和VT4的电平信号；
所述低通滤波单元(100)包括相位调整模块，所述相位调整模块包括电位器R76、电阻R70、电阻R77、电阻R81和电解电容C16，
电阻R70的一端连接+5V电源，另一端连接电位器R76的一端，电位器R76的另一端与模拟地之间连接电阻R81；电位器R76滑动端与电解电容C16的正极间连接电阻R77，电解电容C16的负极连接模拟地；电解电容C16的正极作为相位设定值的输出端；
其特征在于，
所述低通滤波单元(100)还包括串联校正模块，所述串联校正模块包括电阻R21、电阻R23、电阻R25、电阻R26、电阻R45、电阻R53、电阻R59、电阻R60、电阻R62、电阻R64、电阻R90、电容C19、电容C20、电容C39、电容C37、电容C43、电容C45、运算放大器IC17A、运算放大器IC1A、运算放大器IC1B，
所述电解电容C16的正极连接运算放大器IC1B的同相输入端，运算放大器IC1B的反相输入端与输出端之间连接电阻R45，运算放大器IC1B的正电源端连接+15V电源，运算放大器IC1B的正电源端与模拟地之间连接电容C19；运算放大器IC1B的负电源端连接-15V电源，运算放大器IC1B的负电源端与模拟地之间连接电容C20；
运算放大器IC1B的输出端与运算放大器IC17A的同相输入端之间连接电阻R90，运算放大器IC17A的反相输入端连接电阻R60的一端，电阻R60的另一端连接相位比较器(210)的输出相位反馈值输出端，所述输出相位反馈值输出端与+5V电源之间连接电阻R59，输出相位反馈值输出端与模拟地之间连接电阻R64；
运算放大器IC17A的反相输入端与输出端之间依次串联电容C39和电阻R53，电容C37与电阻R53并联；运算放大器IC17A的正电源端连接+15V电源，运算放大器IC17A的正电源端与模拟地之间连接电容C43；运算放大器IC17A的负电源端连接-15V电源，运算放大器IC17A的负电源端与模拟地之间连接电容C45；
运算放大器IC17A的输出端与运算放大器IC1A的同相输入端之间连接电阻R23，运算放大器IC1A的同相输入端与模拟地之间连接电阻R21，运算放大器IC1A的反相输入端与运算放大器IC1B的输出端之间连接电阻R26，运算放大器IC1A的反相输入端与输出端之间连接电阻R25；运算放大器IC1A的输出端连接电阻R62的一端，电阻R62的另一端作为滤波后的直流电压输出端。
2.根据权利要求1所述的串联谐振逆变电源功率因数角控制系统，其特征在于，
所述锁相环控制单元(200)包括芯片CD4046A、电阻R52、电阻R63、电阻R65、电容C41、电容C46、电解电容C38、稳压二极管U16、三极管Q15及运算放大器IC17B，
芯片CD4046A的1脚与+5V电源之间连接电阻R52，芯片CD4046A的3脚用于输入整形后的逆变电流fc，芯片CD4046A的4脚用于输出所述输出频率；芯片CD4046A的6脚和7脚之间连接电容C46；
芯片CD4046A的16脚连接+5V电源，电解电容C38的正极连接+5V电源，负极连接模拟地，电容C41与电解电容C38并联；
芯片CD4046A的14脚作为所述逆变触发电压信号的输入端，芯片CD4046A的13脚作为所述输出相位反馈值输出端；
芯片CD4046A的12脚连接三极管Q15的集电极，三极管Q15的发射极与模拟地之间连接电阻R65，三极管Q15的基极连接运算放大器IC17B的输出端，运算放大器IC17B的反相输入端与三极管Q15的发射极连接；运算放大器IC17B的同相输入端连接电阻R63的一端，电阻R63的另一端连接稳压二极管U16负极连接端，稳压二极管U16的负极连接端作为滤波后的直流电压输入端，稳压二极管U16的正极连接端连接模拟地。
3.根据权利要求2所述的串联谐振逆变电源功率因数角控制系统，其特征在于，
所述相位比较器(210)包括鉴相器，所述鉴相器在芯片CD4046A内部实现；
所述鉴相器的增益KP为：
Figure FDA0002916358580000031
式中Vcc为芯片CD4046A的电源电压；
所述鉴相器的数学模型为积分环节，即：
Figure FDA0002916358580000032
s表示算子；
所述压控振荡器(220)在芯片CD4046A内部实现；
压控振荡器(220)的增益KV为：
Figure FDA0002916358580000033
4.根据权利要求3所述的串联谐振逆变电源功率因数角控制系统，其特征在于，
所述控制系统形成的闭环控制系统，将整形后的逆变电流fc作为外部干扰项，相位设定值Ur作为闭环控制系统的相位差输入，输出相位反馈值Ui为输出反馈项，除低通滤波单元(100)中的串联校正模块以外，闭环控制系统其它部分的等效传递函数Go(s)为：
Figure FDA0002916358580000034
5.根据权利要求4所述的串联谐振逆变电源功率因数角控制系统，其特征在于，
根据运算放大器IC17A得到：
Figure FDA0002916358580000035
式中U1为运算放大器IC17A的输出端电压；
使R21＝R23＝R25＝R26＝5.1k，根据运算放大器IC1A、IC1B得到：
Uo＝U1-Ur；
进而，得到串联校正模块的整体传递函数为：
Figure FDA0002916358580000041
6.根据权利要求5所述的串联谐振逆变电源功率因数角控制系统，其特征在于，所述串联校正模块的整体传递函数计算过程包括：
计算所述等效传递函数Go(s)在剪切频率ωc处的增益为：
Figure FDA0002916358580000042
串联校正模块的整体传递函数Gc(s)在剪切频率ωc处的增益为：
Figure FDA0002916358580000043
式中ωl为Gc(s)的第一转折频率；
根据剪切频率的定义，得到|G0(jωc)Gc(jωc)|＝1，
则：
Figure FDA0002916358580000044
对于Gc(s)，假设C39>>C37，选择C39＝1uF，则R60＝10R53；
根据对称整定法，Gc(s)的两个转折频率ωl、ωh对称分布，则：
Figure FDA0002916358580000045
式中ωh为Gc(s)的第二转折频率；
令
Figure FDA0002916358580000046
则
Figure FDA0002916358580000047
则系统的相角裕度φm与α的关系为：
Figure FDA0002916358580000051
选取φm＝50°时，α＝7.55，则ωh＝6042(rad/s)，ωl＝800(rad/s)，
对于Gc(s)，有：
Figure FDA0002916358580000052
则求得R53＝1.25k，取R53＝1.2k，得到C37＝0.132uF；取C37＝0.1uF，R60＝12k，则得到：
Figure FDA0002916358580000053
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