CN103138586A - Dc-dc转换器和dc-dc转换器的控制方法 - Google Patents
Dc-dc转换器和dc-dc转换器的控制方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN103138586A CN103138586A CN2012104997689A CN201210499768A CN103138586A CN 103138586 A CN103138586 A CN 103138586A CN 2012104997689 A CN2012104997689 A CN 2012104997689A CN 201210499768 A CN201210499768 A CN 201210499768A CN 103138586 A CN103138586 A CN 103138586A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- power converter
- voltage
- input
- current
- primary side
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
- H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
- H02M3/33584—Bidirectional converters
Abstract
本发明涉及DC-DC转换器和DC-DC转换器的控制方法。在DC-DC转换器中，简单地进行从牵引到再生的切换或者从再生到牵引的切换。构成在变压器的初级侧具备电压型电力变换器且在变压器的次级侧具备电流型电力变换器的DC-DC转换器。控制器基于电压型电力变换器的输入输出端的电压值生成第1操作量，基于电流型电力变换器的输入输出端的电压值生成第2操作量，进一步基于第1操作量和第2操作量以及电流型电力变换器或电压型电力变换器的输入输出端的输入输出电流生成用于PWM控制或PFM控制的指令值。然后，控制器基于该指令值，控制所述电压型电力变换器和所述电流型电力变换器的动作。
Description
技术领域
本发明涉及DC-DC转换器。
背景技术
在对电动机等进行牵引与再生或进行蓄电池的充放电等的情况下，有时会使用双向DC-DC转换器（专利文献1）。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2008-35675号公报
发明内容
发明所要解决的问题
然而，在现有的双向DC-DC转换器中，不能简单地进行从牵引到再生的切换、或者从再生到牵引的切换。另外，由于有必要进行牵引的控制与再生的两者的控制，因此存在控制系统复杂化等的问题。
因此，本发明的目的在于，提供一种能够简单地进行从牵引到再生的切换或者从再生到牵引的切换的DC-DC转换器。
解决问题的技术手段
为了解决上述问题，根据本发明所涉及的第1DC-DC转换器，其特征在于，是连接在驱动电动机的逆变器与蓄电池之间的DC-DC转换器，所述DC-DC转换器具备变压器、在所述变压器的初级侧构成的电压型电力变换器、检测所述电压型电力变换器的输入输出端的电压的第1电压检测电路、在所述变压器的次级侧构成的电流型电力变换器、检测所述电流型电力变换器的输入输出端的电压的第2电压检测电路、检测所述电流型电力变换器的输入输出端的输入输出电流的电流检测电路、以及控制从所述变压器的初级侧到次级侧的电力变换和从次级侧到初级侧的电力变换中的所述电压型电力变换器和所述电流型电力变换器的动作的控制器，所述电压型电力变换器的输入输出端和所述电流型电力变换器的输入输出端中的任意一方连接于所述逆变器，任意另一方连接于所述蓄电池，所述控制器具备基于所述电压型电力变换器的输入输出端的电压值生成与所述输入输出电流相关的第1操作量Q1的第1控制系统、基于所述电流型电力变换器的输入输出端的电压值生成与所述输入输出电流相关的第2操作量Q2的第2控制系统、以及基于所述第1操作量和所述第2操作量以及所述输入输出电流生成用于PWM控制或PFM控制的指令值的第3控制系统，并基于所述指令值控制所述电压型电力变换器和所述电流型电力变换器的动作，在令向所述蓄电池的充电电流的最大值为I1且令来自于所述蓄电池的放电电流的最大值为I2时，限制所述第1控制系统所生成的操作量Q1的范围被设定为-I2≦Q1≦I1的范围，限制所述第2控制系统所生成的操作量Q2的范围以Q2一直为0的方式来设定范围。
根据本发明所涉及的第2DC-DC转换器，其特征在于，是连接在驱动电动机的逆变器与蓄电池之间的DC-DC转换器，所述DC-DC转换器具备变压器、在所述变压器的初级侧构成的电压型电力变换器、检测所述电压型电力变换器的输入输出端的电压的第1电压检测电路、在所述变压器的次级侧构成的电流型电力变换器、检测所述电流型电力变换器的输入输出端的电压的第2电压检测电路、检测所述电压型电力变换器的输入输出端的输入输出电流的电流检测电路、以及控制从所述变压器的初级侧到次级侧的电力变换和从次级侧到初级侧的电力变换中的所述电压型电力变换器和所述电流型电力变换器的动作的控制器，所述电压型电力变换器的输入输出端和所述电流型电力变换器的输入输出端中的任意一方连接于所述逆变器，任意另一方连接于所述蓄电池，所述控制器，具备基于所述电压型电力变换器的输入输出端的电压值生成与所述输入输出电流相关的第1操作量Q1的第1控制系统、基于所述电流型电力变换器的输入输出端的电压值生成与所述输入输出电流相关的第2操作量Q2的第2控制系统、以及基于所述第1操作量和所述第2操作量以及所述输入输出电流生成用于PWM控制或PFM控制的指令值的第3控制系统，并基于所述指令值控制所述电压型电力变换器和所述电流型电力变换器的动作，在令向所述蓄电池的充电电流的最大值为I1且令来自于所述蓄电池的放电电流的最大值为I2时，限制所述第2控制系统所生成的操作量Q2的范围被设定为-I2≦Q2≦I1的范围，限制所述第1控制系统所生成的操作量Q1的范围以Q1一直为0的方式来设定范围。
发明的效果
如以上说明的那样，根据本发明，能够简单地进行从牵引到再生的切换或者从再生到牵引的切换。
附图说明
图1是表示本发明的第1实施方式所涉及的DC-DC转换器的概略结构的框图。
图2是表示图1的电流型电力变换器2、变压器3和电压型电力变换器4的概略结构的电路图。
图3是表示图1的控制器5的概略结构的框图。
图4是表示图1的栅极驱动信号S1,S2,Sa~Sd的波形的时序图。
图5是表示本发明的第2实施方式所涉及的DC-DC转换器中所应用的控制器的概略结构的框图。
图6是表示本发明的第3实施方式所涉及的DC-DC转换器中所应用的控制器的概略结构的框图。
图7是表示本发明的第4实施方式所涉及的DC-DC转换器中所应用的控制器的概略结构的框图。
图8是表示应用图1的DC-DC转换器的电源系统的概略结构的框图。
图9是表示应用于本发明的第5实施方式所涉及的DC-DC转换器的电流型电力变换器62和电压型电力变换器4的概略结构的电路图。
图10是表示将图1的DC-DC转换器应用于电动机的驱动装置的情况的概略结构的框图。
图11是表示从本发明的第3实施方式所涉及的DC-DC转换器中所应用的控制器删除了不灵敏区12的情况的概略结构的框图。
图12是在表示图4所示的栅极驱动信号S1,S2,Sa~Sd的波形的时序图中记载了自T1至T4为止的期间的图。
具体实施方式
以下，一边参照附图一边说明本发明的实施方式所涉及的DC-DC转换器。
图1是表示本发明的第1实施方式所涉及的DC-DC转换器的概略结构的框图。
在图1中，在该DC-DC转换器，设置有变压器3、通过控制施加于变压器3的初级侧的电压来进行电力变换的电压型电力变换器4、通过控制流到变压器3的次级侧的电流来进行电力变换的电流型电力变换器2、以及控制电压型电力变换器4和电流型电力变换器2的控制器5。
在进行从变压器3的次级侧到初级侧的电力变换的情况下，输入到电流型电力变换器2的输入输出端的电流被电流型电力变换器2变换成交流。该交流电流经由变压器3而被提供给电压型电力变换器4。然后，经由变压器3而提供给电压型电力变换器4的交流电流被电压型电力变换器4变换成直流。该直流电流从电压型电力变换器4的输入输出端输出。
在进行从变压器3的初级侧到次级侧的电力变换的情况下，从电压型电力变换器4的输入输出端输入的直流被电压型电力变换器4变换成交流。该交流电流经由变压器3而被提供给电流型电力变换器2。然后，经由变压器3而提供给电流型电力变换器2的交流电流被电流型电力变换器2变换成直流。该直流电流从电流型电力变换器2的输入输出端输出。
这里，令电流型电力变换器2的输入输出端的电压为电压V2，电压型电力变换器4的输入输出端的电压为电压V1，从电流型电力变换器2的输入输出端输出的电流为电流I。再有，电流I的值在电流从电流型电力变换器2的输入输出端输出时为正值，在电流流入到电流型电力变换器2的输入输出端时为负值。控制器5参照电压V1、电压V2和电流I，控制电流I的增减。
在进行从变压器3的初级侧到次级侧的电力变换的情况下，控制器5参照电压V1、电压V2和电流I，控制从电流型电力变换器2的输入输出端输出的电流（I）的增减。例如，在想使电压V2上升的情况或想使电压V1下降的情况下，控制电流型电力变换器2和电压型电力变换器4，使从电流型电力变换器2的输入输出端输出的电流（I）增加，在想使电压V2下降的情况或想使电压V1上升的情况下，控制电流型电力变换器2和电压型电力变换器4，使从电流型电力变换器2的输入输出端输出的电流（I）减少。另一方面，在从变压器3的次级侧至初级侧的电力变换的情况下，参照电压V1、电压V2和电流I，控制流入到电流型电力变换器2的输入输出端的电流（-I）的增减。例如，在想使电压V1上升的情况下，控制电流型电力变换器2和电压型电力变换器4，使流入到电流型电力变换器2的输入输出端的电流（-I）增加（使作为负值的电流I的绝对值变大），在想使电压V1下降的情况下，控制电流型电力变换器2和电压型电力变换器4，使流入到电流型电力变换器2的输入输出端的电流（-I）减少（使作为负值的电流I的绝对值变小）。
图2是表示图1的电流型电力变换器2、变压器3和电压型电力变换器4的概略结构的电路图。再有，在图2的实施方式中，使用推挽（push-pull）结构作为电流型电力变换器2，使用全桥（full bridge）结构作为电压型电力变换器4。
电流型电力变换器2具备作为主要构成要素的开关元件Q1,Q2和电感器L。再者，开关元件Q1连接于变压器3的次级线圈的一端与负极端子侧之间，开关元件Q2连接于变压器3的次级线圈的另一端与负极端子侧之间。另外，变压器3的次级线圈的中间抽头与正极端子侧之间连接有电感器L。
这里，电流型电力变换器2的输入输出端子由正极端子和负极端子构成，正极端子与负极端子之间的电压与电压V2对应。
电压型电力变换器4具备作为主要构成要素的开关元件Qa~Qd和平滑电容器C。再者，开关元件Qa,Qb彼此串联连接，开关元件Qc,Qd彼此串联连接。开关元件Qa,Qb的串联电路与开关元件Qc,Qd的串联电路彼此并联连接，在开关元件Qa,Qb的连接点与开关元件Qc,Qd的连接点之间连接有变压器3的初级线圈。另外，开关元件Qa,Qb的串联电路、开关元件Qc,Qd的串联电路和平滑电容器C连接在正极端子侧与负极端子侧之间。这里，电压型电力变换器4的输入输出端子由正极端子和负极端子构成，正极端子与负极端子之间的电压与电压V1对应。
再有，作为开关元件Q1,Q2,Qa~Qd，可以使用场效应晶体管，也可以使用双极型晶体管，还可以使用IGBT。另外，在开关元件Q1,Q2,Qa~Qd，可以形成体二极管。
图3是表示图1的控制器5的概略结构的框图。
在图3中，控制器5由第1电压控制系统101、第2电压控制系统102和电流控制系统103构成。电流控制系统103配置在第1电压控制系统101和第2电压控制系统102的后段。因此，从第1电压控制系统101输出的输出值与从第2电压控制系统102输出的输出值输入到电流控制系统103。
在第1电压控制系统101中，在减法器11的后段设置有不灵敏区12（不灵敏区电路），在不灵敏区12的后段设置有CV控制器13，在CV控制器13的后段设置有限制器14。CV控制器13比较电压V1与其目标值即V1_ref，基于该比较结果生成电流I的操作量，输出该操作量。不灵敏区12为了能够设定电压V1的变动的允许范围，并在允许范围内时使CV控制器13不动作而设置。限制器14为了限制从CV控制器13输出的操作量的范围而设置。在从CV控制器13输出的操作量满足限制器14所设定的范围的情况下，从CV控制器13输出的操作量从第1电压控制系统101照原样地输出。另一方面，在从CV控制器13输出的操作量从限制器14所设定的范围偏离的情况下，限制器14所设定的下限值或上限值从第1电压控制系统101输出。
在第2电压控制系统102中，在减法器21的后段设置有CV控制器23，在CV控制器23的后段设置有限制器24。CV控制器23比较电压V2与其目标值即V2_ref，基于该比较结果生成电流I的操作量，输出该操作量。限制器24为了限制从CV控制器23输出的操作量的范围而设置。在从CV控制器23输出的操作量满足限制器24所设定的范围的情况下，从CV控制器23输出的操作量从第2电压控制系统102照原样地输出。另一方面，在从CV控制器23输出的操作量从限制器24所设定的范围偏离的情况下，限制器24所设定的下限值或上限值从第2电压控制系统102输出。
在电流控制系统103中，在加法器31的后段设置有加减法器32，在加减法器32的后段设置有CC控制器33，在CC控制器33的后段设置有限制器34。CC控制器33比较将从第1电压控制系统101输出的操作量和从第2电压控制系统102输出的操作量相加之后的值与电流I。然后，基于该比较结果生成PWM（Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制）控制中的占空比的指令值，输出该指令值。限制器34为了限制从CC控制器33输出的指令值的范围而设置。在从CC控制器33输出的指令值满足限制器34所设定的范围的情况下，从CC控制器33输出的指令值从电流控制系统103照原样地输出。另一方面，在从CC控制器33输出的指令值从限制器34所设定的范围偏离的情况下，限制器34所设定的下限值或上限值从电流控制系统103输出。再有，若是PFM（Pulse Frequency Modulation：脉冲频率调制）控制，则CC控制器33生成PFM（脉冲频率调制）控制中的频率的指令值。另外，CC控制器33的控制参数在从变压器3的初级侧到次级侧的电力变换的情况和从变压器3的次级侧到初级侧的电力变换的情况下，可以设定为共同的值。
在从变压器3的初级侧到次级侧的电力变换的情况下，可以如以下所述设定限制器14,24,34。
限制器14：下限值=-ΔI，上限值=ΔI
限制器24：下限值=0，上限值=I_ref
限制器34：下限值=0，上限值=最大占空比
这里，I_ref是从电流型电力变换器2的输入输出端输出的电流I的目标值，ΔI可以设定为规定值。在如上所述设定限制器14,24,34的范围的情况下，来自于第1电压控制系统101、第2电压控制系统102和电流控制系统103的输出如下所述被限制。在从CV控制器13输出的操作量比ΔI大的情况下，从第1电压控制系统101输出的操作量变为ΔI，在从CV控制器13输出的操作量比-ΔI小的情况下，从第1电压控制系统101输出的操作量变为-ΔI。在从CV控制器23输出的操作量比I_ref大的情况下，从第2电压控制系统102输出的操作量变为I_ref，在从CV控制器23输出的操作量比0小的情况下，从第1电压控制系统101输出的操作量变为0。在从CC控制器33输出的指令值比最大占空比的值大的情况下，从电流控制系统103输出的指令值变为最大占空比的值，在从CC控制器33输出的指令值比0小的情况下，从电流控制系统103输出的指令值变为0。因此，将从第1电压控制系统101输出的操作量和从第2电压控制系统102输出的操作量相加之后的值的最大值变为I_ref+ΔI，最小值变为-ΔI。其结果，电流I在I_ref+ΔI与-ΔI之间变化。
另外，在从变压器3的次级侧到初级侧的电力变换的情况下，可以如以下所述设定限制器14,24,34。
限制器14：下限值=-I_ref，上限值=0
限制器24：下限值=0，上限值=0
限制器34：下限值=0，上限值=最大占空比
在从变压器3的次级侧到初级侧的电力变换的情况下，进行使流入到电流型电力变换器2的输入输出端的电流增减的控制。电流I的目标值变为负值。
在该例子中，从第1电压控制系统101输出的操作量被限制在自-I_ref至0的范围。即，从第1电压控制系统101，输出流入到电流型电力变换器2的输入输出端的电流在0到I_ref的范围中变动那样的操作量。另外，由于限制器24的下限值和上限值被设定为0，因此从第2电压控制系统102输出的操作量一直为0。如此，通过限制器24的设定值，能够使第2电压控制系统102的功能实质上停止。另外，电流控制系统103比较从第1电压控制系统101输出的操作量与电流I，基于该比较结果生成占空比的指令值。
说明如上所述进行限制器14,24,34的设定的情况下的动作。首先，说明从变压器3的次级侧到初级侧的电力变换的情况。在变压器3的次级侧到初级侧的电力变换的情况下，不灵敏区12的变动的允许范围被设定为0。减法器11输出从目标值V1_ref减去了电压型电力变换器4的输入输出端的检测电压即电压V1后的值。该减法值经由不灵敏区12而输入至CV控制器13。CV控制器13生成使该减法值靠近0那样的操作量（使电压V1靠近目标值V1_ref那样的操作量）。该操作量在由限制器14而被限制在-I_ref至0的范围之后，从第1电压控制系统101输出。经由加法器31输出至加减法器32。
从第1电压控制系统101输出的操作量经由加法器31输入至加减法器32。加减法器32将加法器13的输出值与充电电流的目标值I_ref相加，从该加法值减去电流I的检测值。该算出值输入至CC控制器33。CC控制器33生成使该算出值靠近0那样的指令值。在限制器34将该指令值限制在0至最大占空比的范围内后，输出作为占空指令Duty的占空比。
接着，说明从变压器3的初级侧至次级侧的电力变换的情况。在变压器3的初级侧到次级侧的电力变换的情况下，按照限制器14,24的设定从第1电压控制系统101和第2电压控制系统102的两者输出操作量。从第1电压控制系统101输出的操作量被设定成可以取正负值。
第1电压控制系统101的不灵敏区12的变动的允许范围被设定为0以上的任意值。减法器11从目标值V1_ref减去电压V1。该减法值经由不灵敏区12而输入至CV控制器13。
CV控制器13生成使输入的减法值靠近0那样的操作量（使电压V1的检测值靠近线路电压的目标值V1_ref那样的操作量）。限制器14将该操作量限制在-ΔI至ΔI的范围内。从限制器14输出的操作量输入至加法器31。
减法器21从目标值V2_ref减去电流型电力变换器2的输入输出端的检测电压即电压V2。该减法值输入至CV控制器23。
CV控制器23生成使输入的减法值靠近0那样的操作量（使电压V2靠近目标值V2_ref那样的操作量）。限制器24将该操作量限制在0至I_ref的范围内。从限制器14输出的操作量输入至加法器31。
加法器31将来自于限制器14,24的输出值相加。该加法值输入至加减法器32。加减法器32将加法器31的输出值与目标值I_ref相加，从该加法值减去从电流型电力变换器2的输入输出端输出的电流的检测值即电流I。该算出值输入至CC控制器33。CC控制器33生成使加减法器32的输出值靠近0那样的指令值。限制器34在将该指令值限制在0至最大占空比的范围内后，输出作为占空指令Duty的占空比。
接着，说明基于占空指令Duty所生成的栅极驱动信号S1,S2,Sa~Sd。图2的开关元件Q1,Q2由栅极驱动信号S1,S2驱动，图2的开关元件Qa~Qd由栅极驱动信号Sa~Sd驱动。
图4是表示图1的栅极驱动信号S1,S2,Sa~Sd的波形的时序图。栅极驱动信号Sa~Sd的占空比基于占空指令Duty而设定。再者，栅极驱动信号Sa~Sd的占空比设定成彼此相同。这里，栅极驱动信号Sa,Sd与栅极驱动信号Sb,Sc，相位仅偏离半个周期。
栅极驱动信号S1通过使栅极驱动信号Sb,Sc反转而生成，栅极驱动信号S2通过使栅极驱动信号Sa,Sd反转而生成。如此，能够基于占空指令Duty，生成栅极驱动信号S1,S2,Sa~Sd的全部驱动信号。
在从变压器3的初级侧到次级侧的电力变换的情况下，图3的第2电压控制系统102在电压V2降低时，进行动作，以使电压V2上升。第1电压控制系统101在电压V1降低时，进行动作，以使电压V1上升。该第1电压控制系统101和第2电压控制系统102的动作被平行地进行。
这样，通过第1电压控制系统101的动作与第2电压控制系统102的动作平行地进行，从而能够抑制在进行从变压器3的初级侧至次级侧的电力变换时的电压V1的变动。例如，由于电压V1降低，因此在电压V2降低的情况下，可以抑制电压V2的上升而使电压V1上升。
这里，基于图2和图12，详细说明电流值的控制方法。图12是在表示图4所示的栅极驱动信号S1,S2,Sa~Sd的波形的时序图中记载了T1至T4为止的期间的图。
最初，说明开关元件Q1,Q2的两者导通（ON）的情况。在图12所示的T2,T4的期间，开关元件Q1,Q2导通。开关元件Q1,Q2导通时，开关元件Qa~Qd关断（OFF），因而变压器3的初级侧线圈的两端处于开放状态。即，电压V1未被施加在变压器3的初级线圈的两端。
另一方面，通过开关元件Q1,Q2导通，从变压器3的次级线圈的中间抽头向开关元件Q1的电流与向开关元件Q2的电流流到2个线圈。此时，由于变压器3的次级线圈的两端变成短路状态，因此在变压器3的次级侧，不产生电压。
因此，输入电压V2与电流I（以图2的箭头的方向为正）变成式1的关系。其中，将电感器L的电感在式中作为L。
V2+L×dI/dt=0…（式1）
该期间的电流以满足式1那样的变化率（dI/dt）变化。因此，在该期间，若电流向图2的箭头的方向流动，则电流以满足式1那样的变化率（dI/dt）减少。另一方面，若电流向与图2的箭头相反的方向流动，则电流以满足式1那样的变化率（dI/dt）增加。
接着，说明仅开关元件Q1,Q2中的任意一者导通的情况。在图12所示的T1的期间，开关元件Q2,Qb,Qc导通，在T3的期间，开关元件Q1,Qa,Qd导通。开关元件Qb,Qc导通时，或者开关元件Qa,Qd导通时，电压V1被施加在变压器3的初级线圈的两端。
但是，在开关元件Qb,Qc导通时和开关元件Qa,Qd导通时，所施加的电压V1的极性相反。若令变压器的初级侧与次级侧的卷数比为n1︰n2，则在T1,T3的期间变压器3的次级侧所产生的电压变为V1×(n2/n1)。因此，在T1,T3的期间，以下所示的式2成立。
V2+L×dI/dt=V1×(n2/n1)…（式2）
该期间的电流以满足式2那样的变化率（dI/dt）变化。因此，在该期间，若电流向图2的箭头的方向流动，则电流以满足式2那样的变化率（dI/dt）增加。另一方面，若电流向与图2的箭头相反的方向流动，则电流以满足式2那样的变化率（dI/dt）减少。
式1和式2在从初级侧向次级侧传送电力时成立，在从次级侧向初级侧传送电力时也成立。
在想使次级侧的电压下降的情况或想使初级侧的电压上升的情况下，使T2,T4的期间即开关元件Q1,Q2的两者导通的时间（开关元件Qa~Qd全部关断的时间）变长。
相反，在想使次级侧的电压上升的情况或想使初级侧的电压下降的情况下，使T1,T3的期间即开关元件Q1,Q2中的任意一者导通的时间（开关元件Qb,Qc导通的时间、或者开关元件Qa,Qd导通的时间）变长。
再有，关于电流I流动的方向，基于V2与V1×(n2/n1)的关系（电压差）和T2,T4的期间与T1,T3的期间的关系（两期间的比率（T1︰T2和T3︰T4））来决定。
在本发明中，与电流I流动的方向没有关系，通过相同的控制，能够调整V1与V2，因而能够简单地进行从牵引至再生的切换或者从再生到牵引的切换。
图5是表示本发明的第2实施方式所涉及的DC-DC转换器中所应用的控制系统的概略结构的框图。
在图5中，替代图3的电流控制系统103而设置了电流控制系统104。在该电流控制系统104中，在加减法器32的前段设置有限制器41。
在从变压器3的初级侧到次级侧的电力变换的情况下，限制器41可以如以下所述设定。
限制器41：下限值=0，上限值=I_ref
其中，正值表示从电流型电力变换器2的输入输出端输出的电流的电流值，负值表示流入到电流型电力变换器2的输入输出端的电流的电流值。
在从变压器3的次级侧到初级侧的电力变换的情况下，限制器41可以如以下所述设定。
限制器41：下限值=-I_ref，上限值=0
通过在加减法器32的前段设置限制器41，从而能够将加法器31的输出值限制在0至I_ref的范围。即，由第1电压控制系统101的动作提供的操作量与由第2电压控制系统102提供的操作量的总和被限制在0至I_ref的范围。
图6是表示本发明的第3实施方式所涉及的DC-DC转换器中所应用的控制系统的概略结构的框图。
在图6中，替代图3的电流控制系统103而设置了电流控制系统105。在该电流控制系统105中，替代加减法器32而设置了减法器32’。在该减法器32’中，省略目标值I_ref的输入，从加法器31的输出值减去电流I的检测值。
在该控制系统中，在从变压器3的初级侧到次级侧的电力变换的情况下，可以如以下所述设定限制器14,24,34。
限制器14：下限值=-ΔI，上限值=ΔI
限制器24：下限值=0，上限值=I_ref
限制器34：下限值=0，上限值=最大占空比
其中，正值表示从电流型电力变换器2的输入输出端输出的电流的电流值，负值表示流入到电流型电力变换器2的输入输出端的电流的电流值。在该情况下，电流I的范围变为-ΔI到I_ref+ΔI的范围。电流I在0到I_ref+ΔI的范围中，变为从电流型电力变换器2的输入输出端输出的电流，在从-ΔI到0的范围中，变为流入到电流型电力变换器2的输入输出端的电流。
另外，在从变压器3的次级侧到初级侧的电力变换的情况下，可以如以下所述设定限制器14,24,34。
限制器14：下限值=-I_ref，上限值=0
限制器24：下限值=0，上限值=0
限制器34：下限值=0，上限值=最大占空比
在这种情况下，电流I的范围变为-I_ref到0的范围。电流I变为流入到电流型电力变换器2的输入输出端的电流。
图7是表示本发明的第4实施方式所涉及的DC-DC转换器中所应用的控制系统的概略结构的框图。
在图7中，替代图6的电流控制系统105而设置了电流控制系统106。在该电流控制系统106中，在电流控制系统105的减法器32’的前段设置了限制器41。
在从变压器3的初级侧到次级侧的电力变换的情况下，可以如以下所述设定限制器14,24,34,41。
限制器14：下限值=-ΔI，上限值=ΔI
限制器24：下限值=0，上限值=I_ref
限制器34：下限值=0，上限值=最大占空比
限制器41：下限值=0，上限值=I_ref
在此情况下，由第1电压控制系统101的动作提供的操作量与由第2电压控制系统102提供的操作量的总和被限制在0至I_ref的范围。
另外，在从变压器3的次级侧到初级侧的电力变换的情况下，限制器14,24,34,41可以如以下所述限制输出。
限制器14：最小值=-I_ref，最大值=0
限制器24：最小值=0，最大值=0
限制器34：最小值=0，最大值=最大占空比
限制器41：最小值=-I_ref，最大值=0
在这种情况下，电流I的范围变为-I_ref到0的范围。电流I变为流入到电流型电力变换器2的输入输出端的电流。
图8是应用图1的DC-DC转换器的电源系统的一个例子的框图。
在图8中，负载53经由AC-DC转换器52而连接于交流电源51。再有，作为负载53，例如可以是在直流下动作的电子器械，也可以是直流电动机。或者，可以是太阳能电池，也可以是发电机。
蓄电器1经由DC-DC转换器54而连接于负载53。
从交流电源51输出的交流在AC-DC转换器52被变换成直流，并提供给负载53。
另外，在将在负载53所产生的能量蓄积在蓄电器1的情况下，在DC-DC转换器54，电压V1被变换成电压V2，以该电压V2对蓄电器1充电。另一方面，在交流电源51被截断的情况下，在DC-DC转换器54电压V2被变换成电压V1，该变换后的电力被提供给负载53。
这里，通过使用图1的结构作为DC-DC转换器54，从而能够在充电时抑制电压V1的变动。例如，由于电压V1降低，因此在电压V2降低的情况下，可以抑制电压V2的上升而使线路电压V1上升。
图9是应用于本发明的第5实施方式所涉及的DC-DC转换器的电流型电力变换器62和电压型电力变换器4的概略结构的电路图。再有，在图9的实施方式中，作为电流型电力变换器62以全桥结构为例。
在图9中，替代图1的电流型电力变换器2和变压器3而设置了电流型电力变换器62和变压器63。再有，其他结构与图1相同。
电流型电力变换器62由开关元件Q11~Q14和电感器L2构成。再者，开关元件Q11,Q12彼此串联连接，开关元件Q13,Q14彼此串联连接。开关元件Q11,Q12的串联电路与开关元件Q13,Q14的串联电路彼此并联连接，开关元件Q11,Q12的连接点与开关元件Q13,Q14的连接点之间连接有变压器63的次级线圈。再有，在开关元件Q11,Q13的连接点连接有电感器L2。
再有，作为开关元件Q11~Q14，可以使用场效应晶体管，也可以使用双极型晶体管，还可以使用IGBT。另外，在开关元件Q11~Q14，可以形成体二极管。
在该DC-DC转换器中，以图4的栅极驱动信号S1驱动开关元件Q12,Q13的栅极，以图4的栅极驱动信号S2驱动开关元件Q11,Q14的栅极。其以外的动作与图1的DC-DC转换器相同。
再有，在图2的推挽结构的电流型电力变换器2中，在电压V2低时或电压V1的变动范围窄时有效。在该电流型电力变换器2中，与图9的全桥结构的电流型电力变换器62相比能够使电路结构简单化。
另一方面，电压V2高时或电压V1的变动范围宽时，开关元件Q1,Q2的电压应力变大，因而图9的全桥结构的电流型电力变换器62合适。
另外，在本实施例中，检测电流型电力变换器2的输入输出端的输入输出电流，生成相对于该电流的控制量来进行控制，但也可以检测电压型电力变换器4的输入输出端的输入输出电流，生成相对于该电流的控制量来进行控制。此外，当从电流型电力变换器2的输入输出端输出电流时，可以检测电流型电力变换器2的输入输出端的输入输出电流，生成相对于该电流的控制量来进行控制，当从电压型电力变换器4的输入输出端输出电流时，可以检测电压型电力变换器4的输入输出端的输入输出电流，生成相对于该电流的控制量来进行控制。
另外，如图10所示，图1的DC-DC转换器可以连接在驱动电动机74的逆变器73与蓄电池71之间来使用。在该结构中，进行通过来自于蓄电池71的电力驱动电动机74的牵引动作和从电动机74到蓄电池71再生能量的再生动作。
在DC-DC转换器72中，电流型电力变换器侧的输入输出端子连接于蓄电池71，电压型电力变换器侧的输入输出端子连接于逆变器73。在牵引动作的控制中，将DC-DC转换器72的连接于逆变器73的一侧的输入输出端子的电压维持在规定的电压值，并控制电压型电力变换器与电流型电力变换器的动作，使得从蓄电池71流出的电流不超过规定的电流值。在再生动作的控制中，将DC-DC转换器72的连接于逆变器73的一侧的输入输出端子的电压维持在规定的电压值，并控制电压型电力变换器与电流型电力变换器的动作，使得流入到蓄电池71的电流不超过规定的电流值。
这样的控制能够通过如以下所述设定图6的控制系统来实现。
限制器14：下限值=-I2，上限值=I1
限制器24：下限值=0，上限值=0
限制器34：下限值=0，上限值=最大占空比
其中，不灵敏区12的宽度被设定为0。
在如上所述设定的情况下，再生动作时流入到蓄电池71的电流的电流值被允许到I1为止。另一方面，牵引动作时从蓄电池71流出的电流的电流值被允许到I2为止。因此，充电电流（流入到蓄电池71的电流）在0~I1之间变化，放电电流（从蓄电池71流出的电流）在0~I2之间变化。这里，I1与I2基于蓄电池71的规格来设定。即，I1在不超过蓄电池71的最大充电电流的范围内进行设定，I2在不超过蓄电池71的最大输出电流的范围内进行设定。
再有，在不灵敏区12的宽度设定为0的情况下，与从图6的第1电压控制系统101删除不灵敏区12的情形实质上相同。即，如图11所示，与电压控制系统101被置换成不具有不灵敏区12的第1电压控制系统107同等。
再有，在本实施例的DC-DC变换器中，说明了在电流型电力变换器侧的输入输出端子连接蓄电池71，在电压型电力变换器侧的输入输出端子连接逆变器73的结构，但也可以是在电流型电力变换器侧的输入输出端子连接逆变器，在电压型电力变换器侧的输入输出端子连接蓄电池的结构。
产业上的可利用性
本发明的DC-DC转换器能够作为双向DC-DC转换器来利用。
符号的说明
1蓄电器
2,62电流型电力变换器
3,63变压器
4电压型电力变换器
5控制器
L,L2电感器
C平滑电容器
Q1,Q2,Qa~Qd,Q11~Q14开关元件
11,21,32’减法器
12不灵敏区
13,23CV控制器
14,24,34,41限制器
31加法器
32加减法器
33CC控制器
51交流电源
52AC-DC转换器
53负载
54DC-DC转换器
101,107第1电压控制系统
102第2电压控制系统
103~106电流控制系统
Claims (2)
1.一种DC-DC转换器，其特征在于，
是连接在驱动电动机的逆变器与蓄电池之间的DC-DC转换器，
所述DC-DC转换器具备：
变压器；
电压型电力变换器，在所述变压器的初级侧构成；
第1电压检测电路，检测所述电压型电力变换器的输入输出端的电压；
电流型电力变换器，在所述变压器的次级侧构成；
第2电压检测电路，检测所述电流型电力变换器的输入输出端的电压；
电流检测电路，检测所述电流型电力变换器的输入输出端的输入输出电流；以及
控制器，控制从所述变压器的初级侧到次级侧的电力变换和从次级侧到初级侧的电力变换中的所述电压型电力变换器和所述电流型电力变换器的动作，
所述电压型电力变换器的输入输出端和所述电流型电力变换器的输入输出端中的任意一方连接于所述逆变器，任意另一方连接于所述蓄电池，
所述控制器，具备基于所述电压型电力变换器的输入输出端的电压值生成与所述输入输出电流相关的第1操作量Q1的第1控制系统、基于所述电流型电力变换器的输入输出端的电压值生成与所述输入输出电流相关的第2操作量Q2的第2控制系统、以及基于所述第1操作量和所述第2操作量以及所述输入输出电流生成用于PWM控制或PFM控制的指令值的第3控制系统，并基于所述指令值控制所述电压型电力变换器和所述电流型电力变换器的动作，
在令向所述蓄电池的充电电流的最大值为I1且令来自于所述蓄电池的放电电流的最大值为I2时，限制所述第1控制系统所生成的操作量Q1的范围被设定为-I2≦Q1≦I1的范围，
限制所述第2控制系统所生成的操作量Q2的范围以Q2一直为0的方式来设定范围。
2.一种DC-DC转换器，其特征在于，
是连接在驱动电动机的逆变器与蓄电池之间的DC-DC转换器，
所述DC-DC转换器具备：
变压器；
电压型电力变换器，在所述变压器的初级侧构成；
第1电压检测电路，检测所述电压型电力变换器的输入输出端的电压；
电流型电力变换器，在所述变压器的次级侧构成；
第2电压检测电路，检测所述电流型电力变换器的输入输出端的电压；
电流检测电路，检测所述电压型电力变换器的输入输出端的输入输出电流；以及
控制器，控制从所述变压器的初级侧到次级侧的电力变换和从次级侧到初级侧的电力变换中的所述电压型电力变换器和所述电流型电力变换器的动作，
所述电压型电力变换器的输入输出端和所述电流型电力变换器的输入输出端中的任意一方连接于所述逆变器，任意另一方连接于所述蓄电池，
所述控制器，具备基于所述电压型电力变换器的输入输出端的电压值生成与所述输入输出电流相关的第1操作量Q1的第1控制系统、基于所述电流型电力变换器的输入输出端的电压值生成与所述输入输出电流相关的第2操作量Q2的第2控制系统、以及基于所述第1操作量和所述第2操作量以及所述输入输出电流生成用于PWM控制或PFM控制的指令值的第3控制系统，并基于所述指令值控制所述电压型电力变换器和所述电流型电力变换器的动作，
在令向所述蓄电池的充电电流的最大值为I1且令来自于所述蓄电池的放电电流的最大值为I2时，限制所述第2控制系统所生成的操作量Q2的范围被设定为-I2≦Q2≦I1的范围，
限制所述第1控制系统所生成的操作量Q1的范围以Q1一直为0的方式来设定范围。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2011-260014 | 2011-11-29 | ||
| JP2011260014A JP5403438B2 (ja) | 2011-11-29 | 2011-11-29 | Ｄｃｄｃコンバータ及びｄｃｄｃコンバータの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN103138586A true CN103138586A (zh) | 2013-06-05 |
| CN103138586B CN103138586B (zh) | 2015-06-03 |
Family
ID=48498006
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201210499768.9A Active CN103138586B (zh) | 2011-11-29 | 2012-11-29 | Dc-dc转换器和dc-dc转换器的控制方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP5403438B2 (zh) |
| CN (1) | CN103138586B (zh) |
| DE (1) | DE102012111607A1 (zh) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN108292894A (zh) * | 2015-12-10 | 2018-07-17 | 罗伯特·博世有限公司 | 用于调节电流隔离的直流电压转换器的方法和设备 |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5185328B2 (ja) | 2010-06-17 | 2013-04-17 | Ｔｄｋラムダ株式会社 | Ｄｃｄｃコンバータ |
| US8830700B2 (en) | 2011-06-13 | 2014-09-09 | Tdk Corporation | DC-DC converter and method for controlling DC-DC converter |
| US8817490B2 (en) | 2011-06-13 | 2014-08-26 | Tdk Corporation | DC-DC converter |
| US8830701B2 (en) | 2011-06-13 | 2014-09-09 | Tdk Corporation | DC-DC converter |
| JP7178957B2 (ja) * | 2019-05-22 | 2022-11-28 | ニチコン株式会社 | 電力供給装置および溶着絶縁診断方法 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20070086222A1 (en) * | 2005-10-17 | 2007-04-19 | Takahide Iida | Bidirectional DC/AC inverter |
| CN101151788A (zh) * | 2005-03-31 | 2008-03-26 | 丰田自动车株式会社 | 电压转换装置以及车辆 |
| JP2010130866A (ja) * | 2008-12-01 | 2010-06-10 | Chuo Seisakusho Ltd | 直流電源装置 |
Family Cites Families (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3105061B2 (ja) * | 1992-03-06 | 2000-10-30 | 日野自動車株式会社 | 自動車の制動および補助動力装置 |
| JP3239513B2 (ja) * | 1993-02-23 | 2001-12-17 | 松下電工株式会社 | 電源装置 |
| JPH0723505A (ja) * | 1993-06-22 | 1995-01-24 | Toshiba Corp | 車載用電動機の制御装置 |
| JPH118910A (ja) * | 1997-06-16 | 1999-01-12 | Denso Corp | ハイブリッド電気自動車の電源装置 |
| JP2000148256A (ja) * | 1998-11-10 | 2000-05-26 | My Way Giken Kk | 電力変換装置 |
| JP2002165448A (ja) * | 2000-11-20 | 2002-06-07 | Denso Corp | 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP4454444B2 (ja) * | 2004-09-08 | 2010-04-21 | 本田技研工業株式会社 | 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP4430531B2 (ja) * | 2004-12-28 | 2010-03-10 | 株式会社日立製作所 | 双方向絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP4719567B2 (ja) * | 2005-12-21 | 2011-07-06 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータおよびその制御方法 |
| JP5011874B2 (ja) * | 2006-07-31 | 2012-08-29 | ミツミ電機株式会社 | 双方向性コンバータおよび電子装置 |
| JP4378400B2 (ja) * | 2007-08-28 | 2009-12-02 | 日立コンピュータ機器株式会社 | 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ及び双方向ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法 |
| JP5229139B2 (ja) * | 2009-07-07 | 2013-07-03 | 株式会社豊田自動織機 | 双方向ｄｃｄｃコンバータ |
| JP5235852B2 (ja) * | 2009-12-01 | 2013-07-10 | 本田技研工業株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ装置 |
| JP2011130521A (ja) * | 2009-12-15 | 2011-06-30 | Yokogawa Electric Corp | Ｄｃｄｃコンバータ |
| JP5185328B2 (ja) * | 2010-06-17 | 2013-04-17 | Ｔｄｋラムダ株式会社 | Ｄｃｄｃコンバータ |
| JP5382552B2 (ja) * | 2011-11-18 | 2014-01-08 | Ｔｄｋ株式会社 | Ｄｃｄｃコンバータ及びｄｃｄｃコンバータの制御方法 |
-
2011
- 2011-11-29 JP JP2011260014A patent/JP5403438B2/ja active Active
-
2012
- 2012-11-29 CN CN201210499768.9A patent/CN103138586B/zh active Active
- 2012-11-29 DE DE201210111607 patent/DE102012111607A1/de not_active Ceased
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101151788A (zh) * | 2005-03-31 | 2008-03-26 | 丰田自动车株式会社 | 电压转换装置以及车辆 |
| US20070086222A1 (en) * | 2005-10-17 | 2007-04-19 | Takahide Iida | Bidirectional DC/AC inverter |
| JP2010130866A (ja) * | 2008-12-01 | 2010-06-10 | Chuo Seisakusho Ltd | 直流電源装置 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN108292894A (zh) * | 2015-12-10 | 2018-07-17 | 罗伯特·博世有限公司 | 用于调节电流隔离的直流电压转换器的方法和设备 |
| CN108292894B (zh) * | 2015-12-10 | 2020-04-24 | 罗伯特·博世有限公司 | 用于调节电流隔离的直流电压转换器的方法和设备 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2013115926A (ja) | 2013-06-10 |
| CN103138586B (zh) | 2015-06-03 |
| DE102012111607A1 (de) | 2013-07-04 |
| JP5403438B2 (ja) | 2014-01-29 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN103124139B (zh) | Dc-dc转换器和dc-dc转换器的控制方法 | |
| JP5185328B2 (ja) | Ｄｃｄｃコンバータ | |
| JP6067116B2 (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータ | |
| CN109478851B (zh) | Dc/dc转换器 | |
| CN103138586B (zh) | Dc-dc转换器和dc-dc转换器的控制方法 | |
| JP6048928B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| CN109742807B (zh) | 光储发电系统及其过程控制系统和启动方法 | |
| JP6706811B2 (ja) | スナバ回路及びそれを用いた電力変換システム | |
| US10110110B2 (en) | Power conversion device | |
| CN103378736B (zh) | 供电设备及其操作方法和包括供电设备的太阳能发电系统 | |
| US8830701B2 (en) | DC-DC converter | |
| CN102684525A (zh) | 逆变器电路及逆变器电路的控制方法 | |
| CN102946205A (zh) | 三电平逆变器和供电设备 | |
| CN107750424A (zh) | 电力转换装置和用于控制该电力转换装置的方法 | |
| WO2016125682A1 (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータ | |
| US8817490B2 (en) | DC-DC converter | |
| JP2009177899A (ja) | 電力変換システム | |
| CN103187878A (zh) | Dc-dc转换器 | |
| CN104205597A (zh) | 功率转换装置 | |
| CN102577067A (zh) | 直流电源装置和使用其的电动机驱动用的逆变装置 | |
| CN104467431B (zh) | 动态频率调节电源控制装置 | |
| US8830700B2 (en) | DC-DC converter and method for controlling DC-DC converter | |
| Karthikeyan et al. | Performance study of bidirectional DC-DC converter | |
| Meena et al. | An UVLO featured average current mode controlled boost converter design for automotive industry applications | |
| CN206077227U (zh) | 一种基于PT控制的改进型Buck变换器 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant |