CN102800478B

CN102800478B - 可变电容开关、阻抗匹配电路、以及发送和接收切换电路

Info

Publication number: CN102800478B
Application number: CN201210247006.XA
Authority: CN
Inventors: 三岛直之; 米泽游; 岛内岳明; 宓晓宇; 高野健; 青木信久; 中谷勇太
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2007-01-24
Filing date: 2008-01-24
Publication date: 2016-02-10
Anticipated expiration: 2028-01-24
Also published as: CN101231921A; JP2008181725A; CN102800478A; JP4919819B2; CN101231921B; KR20080069898A; EP1950778A3; EP1950778A2; US7961448B2; US20080180872A1

Abstract

本发明提供一种可变电容开关、阻抗匹配电路、以及发送和接收切换电路。该可变电容开关由微机械装置制成，该微机械装置包括彼此相对的第一电极和第二电极、以及设置在该第一电极与该第二电极之间的介电层，当在该第一电极与该第二电极之间施加控制电压时，该第一电极或该第二电极发生位移，以导通或断开电路，其中，选择并形成该介电层的材料和厚度，使得在以5毫秒的周期切换该控制电压的极性时，该第一电极与该第二电极之间的电容相对其电容初始值的改变量为10％或更小。本发明能够抑制微机械装置的电压控制特性中的磁滞现象的产生，并且能够比传统方法更容易地执行更精确的控制。

Description

可变电容开关、阻抗匹配电路、以及发送和接收切换电路

本申请是申请号为200810008706.7、申请日为2008年1月24日、发明名称为“用于微机械装置的驱动控制方法及装置”的发明专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及用于驱动和控制微机械装置的方法和装置，以及使用该方法和该装置的可变电容元件和可变电容开关、阻抗匹配电路、以及发送和接收切换电路，其中该微机械装置由彼此相对的第一电极和第二电极、以及设置在第一电极与第二电极之间的介电层构成。

背景技术

近来，通过利用微机械处理技术[也被称作MEMS（微机电系统）或MST（微系统技术）]的工艺而获得的微结构在微机械装置的无线通信电路中的应用受到关注（参见美国专利No.6391675、日本未经审查的专利公布No.2002-84148和No.2002-36197）。

微机械装置具有通过控制机械参数来改变电容或电开关的功能。因此，其材料很难影响诸如损耗之类的电气特性，所以微机械装置比使用半导体的开关或可变电容装置更容易获得优良的电性能。注意，微机械装置也被称作“微加工装置”、“微机械元件”、“MEMS机电元件”等。

此处参照图1描述利用微机械装置实现的可变电容装置（可变电容元件）的传统结构。

在图1中，可变电容装置由衬底21、下电极24、覆盖下电极24的介电膜26、支撑膜22以及由在衬底21上形成的支撑膜22支撑的上电极25。在介电膜26与上电极25之间存在空间KG。下电极24与上电极25之间的电容CP根据上电极25的位移而改变。

更具体地，当在下电极24与上电极25之间施加电压时，由于电极之间的静电吸引力而使上电极25被吸近下电极24，从而使空间KG减小，且电容CP值增大。施加在下电极24与上电极25之间的电压被称作“控制电压”或“控制电压VC”。如果控制电压VC足够大，则上电极25移位直到它直接接触介电膜26，这样一来，空间KG消失。电容CP因此而大大增加。根据美国专利No.6391675中的描述，这种可变电容装置被用作所谓的可变电容开关（电容开关）。

然而，由于电容CP相对于控制电压CV的改变量会表现出磁滞现象（hysteresis），所以可再现性很差，以至不能精确地获得所期望的电容CP，因此实际上很难控制传统的可变电容装置。

图4A示出当控制电压VC缓慢变化时电容CP的变化。更具体地，控制电压VC从0V缓慢地增加至10V，然后降至0V并进一步降至-10V，接着再增加到0V。在这个周期中会发生磁滞现象，因此在相同控制电压VC处的电容CP的值在上升时间和下降时间是完全不同的。此外，在控制电压VC为0V时，电容CP会向（电容）较大侧偏移，所以具有相对于0V时的电容CP的固有值的偏移量，并且不能被复位（reset）。作为结果，例如，控制电压VC为0V时的电容CP大于4V时的电容CP。

发明内容

本发明的目的是在微机械装置的控制中抑制磁滞现象的发生，该微机械装置由彼此相对的第一电极和第二电极、以及设置在第一电极与第二电极之间的介电层构成，以实现比传统方法更容易和更准确的控制。

根据本发明方案的方法是一种用于微机械装置的驱动控制方法，该微机械装置由彼此相对的第一电极和第二电极、以及设置在第一电极与第二电极之间的介电层构成。该驱动控制方法包括如下步骤：在该第一电极与该第二电极之间施加控制电压，以对该第一电极和该第二电极施加用于使该第一电极或该第二电极移位的静电力；以及以预定周期或比该预定周期更短的周期切换控制电压的极性。

由于以预定周期或比该预定周期更短的周期切换控制电压的极性，例如以比某一特定的时间周期更短的时间周期进行切换，所以能够防止介电层充电，从而能够抑制磁滞现象在电容中产生。注意，如果切换是重复进行的，则其周期（时间周期）可以彼此不同。

用于切换控制电压极性的周期是短时间周期，在该短时间周期中，在介电层内没有发生因空间电荷转移而导致的极化。例如，该周期为100毫秒或更短。

根据本发明，提供一种可变电容开关，由微机械装置制成，该微机械装置包括彼此相对的第一电极和第二电极、以及设置在该第一电极与该第二电极之间的介电层，当在该第一电极与该第二电极之间施加控制电压时，该第一电极或该第二电极发生位移，以导通或断开电路，其中，选择并形成该介电层的材料和厚度，使得在以5毫秒的周期切换该控制电压的极性时，该第一电极与该第二电极之间的电容相对其电容初始值的改变量为10％或更小。

另外，根据本发明另一方案的阻抗匹配电路包括可变电容元件，该可变电容元件为电容可变的微机械装置，该微机械装置具有彼此相对的第一电极和第二电极、以及设置在该第一电极与该第二电极之间的介电层。在该第一电极与该第二电极之间施加控制电压，以对该第一电极和该第二电极施加用于使该第一电极或该第二电极和该匹配阻抗移位的静电力，并且在通信电路的闲置周期（idleperiod）中切换控制电压的极性。

由于是在通信电路的闲置时间期间切换控制电压的极性，所以能够抑制在可变电容（可变电容元件）中空间电荷的产生。因此，消除了切换控制电压时电容波动的影响，从而不会对阻抗匹配电路的功能产生不良影响。

根据本发明又一方案的发送和接收切换电路包括：由微机械装置制成的第一可变电容开关，其在被导通时能够使发送电路执行发送操作；以及由微机械装置制成的第二可变电容开关，其在被导通时能够使接收电路执行接收操作。该第一可变电容开关和该第二可变电容开关均包括彼此相对的第一电极和第二电极、以及设置在第一电极与第二电极之间的介电层。当在该第一电极与该第二电极之间施加控制电压时，该第一电极或该第二电极移位以导通或断开电路。当该第一可变电容开关和该第二可变电容开关均从断开切换为导通时，切换待施加的该控制电压的极性。

以这种方式，利用由微机械装置制成的可变电容开关，能够以简单的结构安全地执行发送和接收的切换操作。

根据本发明，能够抑制微机械装置的电压控制特性中的磁滞现象的产生，该微机械装置包括彼此相对的第一电极和第二电极、以及设置在它们之间的介电层。从而能够比传统方法更容易地执行更精确的控制。

附图说明

图1为示出根据本发明实施例的微机械系统的实例的示意图。

图2为示出驱动电路的结构实例的框图。

图3A和图3B为示出控制电压的电压波形的实例的示意图。

图4A和图4B为示出可变电容装置的控制电压与电容之间关系的示意图。

图5为示出随着频率参数的不同，控制电压与偏移值之间关系的示意图。

图6A-图6F为用于解释可变电容装置的充电的示意图。

图7为示出根据第一变型的可变电容装置的示意图。

图8为示出根据第二变型的可变电容装置的示意图。

图9为示出根据第三变型的可变电容装置的示意图。

图10为示出无线发送电路的阻抗匹配电路的实例的示意图。

图11为示出用于切换控制电压的极性的时序的示意图。

图12为示出发送/接收与用于切换极性的时序之间关系的实例的示意图。

图13为示出发送/接收与用于切换极性的时序之间关系的另一实例的示意图。

图14为示出用于移动终端的发送和接收的切换电路的示意图。

图15A和图15B为可变电容开关的操作状态的示意图。

图16为示出发送/接收与用于切换极性的时序之间关系的示意图。

具体实施方式

现在参照附图详细描述本发明。

[微机械系统]

在图1中，微机械系统3由可变电容装置11和驱动电路12构成，该可变电容装置11为微机械装置。

可变电容装置（可变电容元件）11包括由硅、玻璃或类似物制成的衬底21、在衬底21上形成的下电极24以及覆盖下电极24的介电膜26。此外，在衬底21上还形成支撑膜22和23以及由支撑膜22和23支撑的上电极25。在介电膜26与上电极25之间提供空间KG。在下电极24与上电极25之间存在电容CP，电容CP根据上电极25的位移而改变。

更具体地，驱动电路12在下电极24与上电极25之间施加控制电压VC。根据控制电压VC的绝对值，在下电极24与上电极25之间施加相应的静电力（静电吸引力）。作为结果，上电极25被吸引并向下移位。因此，空间KG减小，从而导致电容CP值增大。

在图2中，驱动电路12由输出电压调节部33和从外部提供的极性反转信号S1构成。注意，通过使用模拟或数字电路元件的硬件、或使用执行适当程序的CPU、DSP等的软件、或二者的结合能够实现驱动电路12。

输出电压调节部33将施加至可变电容装置11的控制电压VC调节至预定值。根据控制的目的和内容来确定控制电压VC的值。此外，控制电压VC的极性根据从外部提供的极性反转信号S1而改变。

虽然控制电压VC的极性改变与可变电容装置11的结构、尺寸、材料等有关，但优选地，是以200毫秒或更短的周期，即以5Hz或更高的频率来执行该控制电压VC的极性改变。更优选地，是以10Hz或更高频率（100毫秒或更短）来执行该控制电压VC的极性改变。此外，极性改变的周期例如可为大约50-200Hz。

在任何情况下，控制电压VC都是具有如图3A所示的矩形波的电压，利用该矩形波基本上以周期性间隔来改变其极性。作为振幅的电压VS的值可被设为从0至最大值范围内的任何值。另外，还能够采用如图3B所示的控制电压VC2的波形，其中当极性改变时，在周期T2和T4中的电压为0。

由于控制电压VC的极性基本上是以周期性间隔发生改变，所以在介电膜26内没有产生由于空间电荷转移而导致的极化。即使产生了极化，其数量也非常少，所以在由控制电压VC对电容CP进行的控制中不会发生磁滞现象，或者磁滞现象被充分降低。

下面将参照图6A至图6F来说明原因。

在图6A至图6F中，下电极24接地，并在下电极24与上电极25之间施加控制电压VC。换言之，在这种情况下，用于控制电压VC的电极之一接地。如图6A所示，如果控制电压VC为0V，则在下电极24、上电极25及介电膜26内不存在电荷。

图6B示出控制电压VC的电压Vs变为+aV的状态，即，对上电极25施加+aV的正电压的状态。在这种状态下，当在上电极25的表面处产生正电荷时，在下电极24与介电膜26之间的界面处产生负电荷。此时，在介电膜26内产生极化BK1，从而抵消了有电极的界面处的电荷。这种极化BK1是跟随上电极25和下电极24的电势改变而产生的。除了该极化BK1之外，在介电膜26内伴随离子的迁移还会产生空间电荷，并且该空间电荷的产生需要用于离子迁移的时间。

图6C示出在图6B所示的状态之后大约1秒时的电荷状态。在介电膜26内，产生与极化BK1的电荷类似的正空间电荷KD1，并产生负空间电荷KD2。电荷被提供给上电极25和下电极24以抵消空间电荷KD1和KD2。

图6D示出控制电压VC再次降至0V，且上电极25的电势变为0V时的状态。在这种状态下，需要迁移时间的空间电荷KD1和KD2被保留。由于空间电荷KD1和KD2以这种方式被保留，所以即使控制电压VC变为0，如图4A所示，电容CP也不能回到原始状态。因此，电容CP相对于电容CP的初始值而具有偏移值（偏移电容）ΔC0。

图6E示出控制电压VC从图6D所示的状态进一步降低，且上电极25的电势变为-aV时的状态。上电极25和下电极24分别产生负电荷和正电荷。与此相伴随，在介电膜26内产生极化BK2。在该时间点，空间电荷KD1和KD2仍部分地保留。随着时间流逝，空间电荷KD1和KD2被抵消，最后由具有相反极性的电荷导致空间电荷KD3和KD4产生，如图6F所示。以这种方式，重复进行空间电荷KD的迁移，就会出现如图4A所示的磁滞现象。

注意，在介电膜26内，剩余的空间电荷KD随着给上电极25和下电极24施加电压的时间周期的变长、以及随着待施加的电压的增大而增加。虽然可以试图对产生空间电荷KD的机制进行其它解释，但是具有高迁移速度的极化情况和具有低迁移速度的极化情况相同，例如在介电膜26内会同时存在空间电荷KD。

以这种方式，如果在可变电容装置11中，电容CP相对于控制电压VC而表现出磁滞现象，则电容CP的可再现性变差，从而使其控制变得困难。

因此，在本实施例中，为了抑制空间电荷KD的产生，需要以比空间电荷KD的迁移时间更短的时间周期来交换施加至上电极25和下电极24的电压极性。

当用与上述图4A所示相同的方式改变控制电压VC的振幅并提高改变速度时，图4B示出电容CP的变化。更具体地，其示出了将具有如图3A所示波形的电压作为控制电压VC，并将电压的周期T设为10毫秒（即，频率fs=100Hz）时的情形。在这种情形下，每隔5毫秒交换施加至上电极25和下电极24的电压的极性。

如果以这样高的速度交换极性，则能够在没有空间电荷KD迁移的情况下控制可变电容装置11，所以几乎不会产生电容CP的磁滞现象。

如上所述，使用如图3A和图3B所示的控制电压VC即可防止介电膜26的充电，并且当控制电压VC的交换极性的周期T/2更短时，更容易获得这种效果。控制电压VC的交换周期根据可变电容装置11所使用的介电膜26的材料而变化。如果Al₂O₃或SiO₂用于介电膜26，则可将交换周期T/2设为100毫秒或更短的数值，以防止介电膜26充电。

图5示出随着交换控制电压VC的极性的频率参数fs的变化，控制电压VC的电压VS与电容CP的偏移值ΔC0之间的关系。更具体地，其示出相对于控制电压VC的电压VS的最大值而言偏移值ΔC0的数据，该偏移值ΔC0是相对于电压VS为0伏时的电容CP的初始值的偏移。注意，频率fs具有如下关系：fs1<fs2<fs3<fs4。基于图5，根据介电膜26所使用的介电材料，即可确定合适的控制电压VC的极性交换周期。如果偏移值ΔC0与电容CP的最大值的比率为10％或更小，则可将其用于普通电路中，且处在不会带来任何问题的误差范围内。

从图5中可看出，频率fs越高，偏移值ΔC0越小。例如，如果频率为fs4，由于偏移值ΔC0足够小，所以如果该偏移值小于电容CP的最大值的10％或更小，即可使用频率为fs4的控制电压VC。

[可变电容装置的变型]

接下来描述可变电容装置11的各种变型。

图7为示出根据第一变型的可变电容装置11B的示意图，图8为示出根据第二变型的可变电容装置11C的示意图，以及图9示出根据第三变型的可变电容装置11D的示意图。

在图1所示的可变电容装置11中，在衬底21上形成下电极24，以使其直接固定至该衬底。然而，还可以采用另一种结构，其中下电极24经由间隙（gap）而固定至衬底21，虽然其图被省略。

另外，虽然在图1所示的可变电容装置11中，介电膜26是覆盖下电极24，但是也可采用另一种结构，如图7所示的第一变型的可变电容装置11B，其中介电膜27是覆盖上电极25。

另外，也可采用另一种结构，如图8所示的第二变型的可变电容装置11C，其中介电膜26覆盖下电极24，而介电膜27覆盖上电极25。

另外，虽然该图被省略，对于上述可变电容装置11、11B、11C等，还能够在介电膜26和27中的一个介电膜的表面上部分地提供金属膜。如果提供了金属膜，则更容易释放介电膜26或27中剩余的电荷。

另外，虽然在图1、图7和图8所示的可变电容装置11、11B和11C中，用以施加电压VS以使上电极25位移的电极与用于产生电容CP的电极是相同的电极，但是也可以彼此独立地提供这些功能。

更具体地，在图9所示的可变电容装置11D中，在衬底21上，在用于产生电容CP的下电极24B的两侧形成两个分开的下电极24A和24A，并且下电极24B和24A的上部用介电膜26覆盖。由衬底21上的支撑膜22和支撑膜23支撑的绝缘膜28被设置在下电极24B和下电极24A的上方，并且上电极25A和上电极25B分别形成在绝缘膜28的下表面上与下电极24A和下电极24B相对应的位置处。在介电膜26与上电极25A或25B之间提供空间KG，所以在下电极24B和上电极25B之间形成电容CP。

当在两个下电极24A与两个上电极25A之间施加控制电压VC时，由于它们之间的静电吸引力而使得上电极25A和绝缘膜28被向下吸引。结果，空间KG减小，从而增大电容CP的值。在这种情况下，如果控制电压VC为直流电，则在作为控制电极的下电极24A和上电极25A中会发生磁滞现象。如上所述，通过使用极性按预定周期而改变的控制电压VC，能够精确地控制上电极25A和绝缘膜28的位移，从而能够精确地控制电容CP。

[阻抗匹配电路]

接下来将描述另一实例，在该实例中，将可变电容装置11应用于设置在无线传输电路的末端的阻抗匹配电路中。

图10为示出无线传输电路的阻抗匹配电路40的实例的示意图，图11示出用于切换控制电压VC的极性的时序示意图。

在图10中，通过位于电路末端的高频功率放大器45放大来自传输信号处理电路44的信号。对于高频功率放大器45的输出，阻抗匹配电路40执行其与天线46的阻抗匹配。阻抗匹配电路40是由可变电容41和可变电容42以及电感43构成的π型电路。通常，根据要使用的频带和放大输出功率的不同，功率放大电路具有极其不同的阻抗值，所以这种阻抗匹配电路40是必需的。

此处，将可变电容装置11、11B、11C或11D用作可变电容41和可变电容42，并且通过上述的控制电压VC进行控制。调节控制电压VC，从而调节可变电容41和可变电容41的电容值CP，以实现与天线46的阻抗匹配。

在该说明书中，在某些情况下，“可变电容41和可变电容42”是指“可变电容元件（可变电容器）”，其作为由可变电容装置11、11B、11C或11D实现的装置，而在其它情况下，它们是指由可变电容装置11、11B、11C或11D实现的功能。

控制电压VC是具有图3A或图3B所示的波形的电压，并且其极性以预定周期T/2发生改变，以抑制在可变电容41和42中产生的空间电荷。然而，如果控制电压VC的极性被改变，并且此时高频功率放大器45正在工作，即正执行传输，则在切换极性时电压VS会降低。结果，可变电容41和42的电容值CP被改变，所以阻抗匹配可能会失败。

因此，在本实施例中，控制电压VC的极性改变是在高频功率放大器45不工作时，即不执行传输时进行。换言之，是在没有信号流入可变电容41和42时改变极性。由此消除了切换控制电压VC时电容值CP的波动所产生的影响，所以不会对阻抗匹配电路40的功能产生不良影响。

更具体地，如图11所示，控制电压VC的极性是在传输电路不执行传输的时间周期中进行切换的。控制电压（1）是这样一种情况下的实例，即仅具有正电压VS和负电压VS，并在传输电路的闲置周期中改变极性。控制电压（2）是这样一种情况下的实例，即在正电压VS和负电压VS之间具有0V周期，并且在输出电路的闲置周期中将0V周期设置得尽可能长。在后一种情况下，其波形类似于图3B所示的控制电压VC2，并且能够经过该0V周期而更有效地防止介电膜26充电。

虽然图10中没有示出，但一定不能将用于控制可变电容41和42的控制电压VC施加至高频功率放大器45或类似装置。为此目的，可采用各种措施，例如使用具有适当电容值的电容器以断开低频元件，以及使用适当的LC滤波器以断开高频元件。

[移动终端中的控制电压的极性切换]

接下来，针对将可变电容装置11、11B、11C或11D整合在移动终端中的情况，描述改变控制电压VC的极性的时序。下面描述移动终端的实例，该移动终端为TDD方式[发送和接收的分时双工方式（time-divisionduplexmethod）]的移动电话。

作为TDD方式的有GSM（全球移动通信系统）、WiMAX（IEEE802.16标准的微波存取全球互通）或类似系统。

图12为示出WiMAX的发送/接收顺序与用于切换控制电压VC的极性的时序之间的关系。

如图12所示，用5ms（毫秒）装置将发送和接收分开，在每一分开的发送和接收段KK中，依次执行一个接收和一个发送。更具体地，在每一发送和接收段KK的开始时，移动终端接收来自基站的接收信号（下行链路信号），然后其向基站发送传输信号（上行链路信号）。

在接收来自基站的接收信号的周期中，如图10所示的发送电路处于闲置状态，在该周期中切换用于控制可变电容41和42的控制电压VC的极性。每次当发送电路变为闲置状态时、或每次当发送电路变为闲置状态直到数个回合时，可以执行控制电压VC的极性切换。在图12所示的实例中，极性的改变以发送电路的六个闲置状态为期，即每当执行了六个发送和接收段KK时执行一次极性改变。因此，在这种情况下，是以30ms的周期来改变极性。

通过执行这种控制，如上所述，消除了由于介电膜26的充电所导致的磁滞现象，所以能够精确地调节由可变电容装置制成的可变电容41和可变电容42。此外，由于是在发送电路的闲置周期中切换控制电压VC的极性的，所以能够避免可变电容41和可变电容42的瞬态变化（instantvariation）的影响。

图13为示出另一实例中WiMAX的发送/接收顺序与用于切换控制电压VC的极性的时序之间关系的示意图。

在图12中，是在移动终端的接收段直接切换控制电压VC的极性。与之不同，在图13中，是在0V周期之后切换控制电压VC的极性。

更具体地，在移动终端的接收段，是在初始时序段将控制电压VC设为0V，在结束时序段改变并提升控制电压VC的极性。因此，控制电压VC仅在覆盖移动终端的发送段并大体与其相等的周期中变为正电压（＋VS）或负电压（-VS）。以这种方式，能够确实防止介电膜26充电，所以通过延长不施加电压VS的时间，能够精确地控制可变电容装置。

如图13所示，利用WiMAX方式的无线通信的发送和接收的时间分割段为5毫秒。因此，由于极性交换周期为5毫秒，所以能够抑制可变电容装置的介电膜26充电。因此在可变电容的控制精确性方面基本上不存在问题。

换言之，例如，当切换控制电压VC的极性的周期为5毫秒时，如果电容值CP相对其电容初始值的改变量为10％或更小，则该可变电容装置可应用于WiMAX移动终端的发送和接收电路。此外，为了制造能够满足上述应用的可变电容装置，应该选择介电层的材料、厚度等。

[通过可变电容开关切换移动终端的发送和接收]

接下来将描述将可变电容装置11、11B、11C或11D整合于移动终端而作为可变电容开关的情形。

图14为示出用于移动终端的发送和接收的开关电路的示意图，图15A和图15B为示出可变电容开关的操作状态的示意图。图16为示出发送/接收的切换时序与用于切换控制电压VC的极性的时序之间的关系的示意图。

在图14中，提供可变电容开关54和55，以选择性地将天线53连接至用于发送和接收的开关电路50中的接收电路51或发送电路52。换言之，可变电容开关54是用于连接或断开天线53与接收电路51的开关，而可变电容开关55是用于连接或断开天线53与发送电路52的开关。注意，在该图中省略了阻抗匹配电路等。

上述的可变电容装置11、11B、11C或11D被用作可变电容开关54和55，并将控制电压VC设置为足够大的值。因此，电容CP的变化会很大，所以电阻抗的变化也很大。由于移动终端使用的射频处于千兆赫波段或与此接近，所以通过改变电容CP而实现的操作与电子开关等效。

在图14中，用于接收电路的可变电容开关54被断开，而用于发送电路的可变电容开关55被导通。因此，天线53连接至发送电路52。

在这种状态下，如图15A所示，没有给可变电容开关54施加控制电压VC。上电极25与介电膜26分开，电容CP较小。另外，如图15B所示，给可变电容开关55施加作为控制电压VC的最大电压VS，在这种状态下，上电极25接触介电膜26。因此，电容CP非常大。此外，通过将控制电压VC改变为相反的状态，可变电容开关54被导通，而可变电容开关55被断开。

如图16所示，对发送和接收的交替切换与切换时序同步进行，针对可变电容开关54和55来切换控制电压VC的极性。

更具体地，在接收期间，用于接收电路的可变电容开关54的控制电压VC变为预定电压VS，而在发送期间则变为0V。每次当变为接收时段时，切换该控制电压VC的极性。

此外，在发送期间，用于发送电路的可变电容开关55的控制电压VC变为预定电压VS，而在接收期间则变为0V。每次当变为发送时段时，切换该控制电压VC的极性。

以这种方式，在可变电容装置11、11B、11C或11D用作可变电容开关54和55的情况下，通过以适当的周期切换控制电压VC的极性，能够防止介电膜26充电，从而能够安全地执行切换操作。

根据上述实施例，能够提供可变电容元件、可变电容开关、阻抗匹配电路或发送和接收切换电路，其能够通过抑制磁滞现象的发生而实现比传统元件更精确的控制。

在上述实施例中，可变电容装置11、11B、11C和11D的结构、形状、材料、数量等可进行各种改变。此外，根据本发明的精神，如果有必要，也可以改变所述可变电容装置、阻抗匹配电路40、可变电容开关54和55、驱动电路12和微机械系统3中的所有部件或一部分部件的结构、形状、尺寸、数量、材料，还可以改进电路结构、控制电压VC的波形、极性切换时序、周期或频率等。

虽然上面的描述举例说明的是用可变电容装置作为微机械装置，但是对于因控制电压VC而可能出现充电的其它微机械装置而言，通过以周期性间隔改变控制电压VC的极性也能够预期产生相同的效果。

虽然上文参照几个实例描述了本发明的实施例，然而对本发明可如权利要求所述那样来进行各种实施，而不限于上述实施例。

Claims

1.一种可变电容开关，由微机械装置制成，该微机械装置包括彼此相对的第一电极和第二电极、以及设置在该第一电极与该第二电极之间的介电层，当在该第一电极与该第二电极之间施加控制电压时，该第一电极或该第二电极发生位移，以导通或断开电路，其中

选择并形成该介电层的材料和厚度，使得在以5毫秒的周期切换该控制电压的极性时，该第一电极与该第二电极之间的电容相对其电容初始值的改变量为10％或更小；以及

所述可变电容开关还包括：

绝缘膜，随着该第一电极或该第二电极的位移而移位；

第三电极，被提供给该绝缘膜；

第四电极，与该第三电极相对；以及

第二介电层，形成在该第三电极与该第四电极之间，其中

随着该绝缘膜移位，该第三电极与该第四电极之间的空间发生变化，这种空间变化导致阻抗改变，以切换电路的导通或断开。