CN102790527B - 车载电子控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明的车载电子控制装置抑制因设置在开关电源的输出电路中的感应元件的逆流电流而产生的输出电容器的下冲。车载电子控制装置具有开关电源，该开关电源对开关元件(20A)进行控制，以获得由车载电池(11)降压而得的规定的中间电压(Va)，并且，连接有下游侧线圈(21a)、续流二极管(25)、及输出电容器(22a)，以抑制脉动电压，在该车载电子控制装置中，设置有对开关元件(20A)的反向导通抑制电路(70A)，以防止在车载电池(11)的电源电压(Vb)异常下降时，开关元件(20A)反向导通，输出电容器(22a)的充电电压异常下降。

Description

车载电子控制装置

技术领域

本发明涉及例如发动机控制装置、或变速器控制装置等车载电子控制装置，特别涉及包括开关电源和电源控制电路部的车载电子控制装置，该开关电源将由车载电池提供的电源电压进行降压以获得中间电压，该电源控制电路部经由由该开关电源供电的线性控制型的恒压控制电源，对包含微处理器的控制电路部提供低功耗、高精度的稳定电压。 

背景技术

对开关元件的通电占空比进行控制以获得规定的稳定电压的开关电源(或者，也称为开关调节器、斩波调节器)可获得低功耗、大功率的稳定电压，但由于输出电压随着开关元件的开关动作而产生波动，因此广泛使用一种从属连接连续控制电源(称为线性控制电源、降压器(dropper)电源、串联调节器等)的技术，该连续控制电源对与开关元件串联连接的第二开关元件的导通状态进行连续控制，以获得更高精度的稳定电压。 

在此情况下，若连续控制电源的输入电压(开关电源的输出电压)稳定，则输入输出的电压差变小，可抑制功耗，但存在如下问题：若输入电压脉动，则输入输出电压差变大，无法充分抑制功耗。 

为了降低开关电源的输出电压的脉动分量，只要增大串联连接的扼流圈的电感量和输出电容器的电容量、以高速周期将开关元件进行开关即可，但在此情况下，存在如下问题：扼流圈、输出电容器将变得大型化，开关元件的开关损耗所产生的发热增大。 

此外，存在如下问题：若对开关元件进行导通驱动时的开关元件的电压降较大，则不仅开关元件的发热增大，而且，在车载电池的电源电压下降时，无法获得作为目标的输出电压，从而导致最低保证电压上升恶化。 

例如，根据下述专利文献1，作为彼此从属连接的开关电源(斩波调节 器)和连续控制电源(串联调节器)，是使用NPN型接合晶体管，各晶体管的基极电流由对开关电源进行供电的外部电源提供。因而，由于前级晶体管的基极电压被限制在集电极电压以下，因此，存在如下问题：对前级晶体管进行导通驱动时的集电极/发射极端子之间的电压降变大，不仅前级晶体管的发热增大，而且，在电源电压下降时，无法获得作为目标的输出电压，从而导致最低保证电压上升恶化。 

此外，根据下述专利文献2，在彼此从属连接的开关电源(1次电源调节器)和连续控制电源(2次电源调节器)中，对前级侧的开关电源使用P沟道型场效应晶体管。在此情况下，存在如下问题：虽然前级晶体管完全导通时的源极/漏极端子间的电压降变小，但对于P沟道型场效应晶体管的情况，若电源电压下降到负载侧电压以下，则晶体管产生反向导通状态，输出电容器的充电电压产生下冲(undershoot)。 

为了防止这种情况，在专利文献2的情况下，将防止逆流用的二极管与晶体管的源极端子串联连接，因此，存在如下问题：即使对前级晶体管进行导通驱动时的源极/漏极端子间的电压降较小，但包含防止逆流用的二极管所产生的电压降的电压降仍变大，不仅包含二极管的前级晶体管的发热增大，而且，在电源电压下降时，无法获得作为目标的输出电压，从而导致最低保证电压上升恶化。 

专利文献1：日本专利特开平07－095765号公报(图1、摘要) 

专利文献2：日本专利特开2003－316482号公报(图1、摘要) 

发明内容

根据上述专利文献1所涉及的直流稳定电源装置，即使开关元件发生反向导通，也因高电阻而不会有问题，但开关元件的正向电压降较大，存在发热和导致最低保证电压上升恶化的问题。 

此外，根据上述专利文献2所涉及的电源电路，虽然开关元件可发生反向导通，但利用防止逆流用的二极管来防止反向导通，包含该二极管的开关元件的正向电压降较大，存在发热和导致最低保证电压上升恶化的问题。 

另外，若在电源电压异常下降时，开关元件发生反向导通，则开关元 件的输出电容器的充电电荷通过扼流圈向上游电源侧放电，即使两侧电压一致，流过扼流圈的电流也不会急剧衰减，而是逐渐持续放电，从而产生下游侧的输出电容器的两端电压比上游电源侧的电压要低的下冲。其结果是，存在如下问题：尽管电源电压为最低保证电压以上，实际获得的电压成为更低的电压，由恒压控制电源驱动的微处理器发生误动作。 

本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于，提供一种包括低功耗的恒压控制装置的车载电子控制装置，该恒压控制装置降低开关元件的正向电压降，并且，抑制电源电压异常下降时的下冲，相对于电源电压的较宽范围内的变动生成稳定的输出电压。 

本发明所涉及的车载电子控制装置包括：构成开关电源的开关元件，该开关电源将由车载电池提供的电源电压作为输入电压而进行工作，用于降压生成规定的中间电压；串联连接在该开关元件的后级、并生成第一稳定电压或第二稳定电压的连续控制型的第一恒压控制电源或第二恒压控制电源；及控制电路部，该控制电路部包含由该第一恒压控制电源或第二恒压控制电源供电的主控制电路部或与该主控制电路部协作的辅助控制电路部，该主控制电路部至少具有微处理器、程序存储器、和RAM存储器，其中，在所述开关元件与所述第一恒压控制电源或第二恒压控制电源之间，串联连接有作为感应元件的下游侧线圈，在该下游侧线圈的上游侧，在所述下游侧线圈与接地电路之间连接有续流二极管，并且，在该下游侧线圈的下游侧，在所述下游侧线圈与接地电路之间连接有输出电容器，所述下游侧线圈的电感量与由所述开关元件供电的电负载的负载电阻的比率即感应时间常数的值使用比对所述开关元件进行开关控制的开关周期要大的值，所述开关元件是P沟道型或N沟道型场效应晶体管，对该场效应晶体管的栅极电路连接有反向导通抑制电路，并且，包括用于在所述中间电压下降到小于规定值时、至少将所述微处理器进行初始化的复位电路，在所述电源电压暂时异常下降时，抑制因所述输出电容器的充电电荷通过所述开关元件的反向导通来逆流到上游电源侧而产生下冲，从而防止因下冲而导致所述复位电路对所述微处理器进行初始化。 

根据本发明的车载电子控制装置，具有以下效果：能增大设置在开关 元件的输出电路中的下游侧线圈的电感量，抑制由下游侧线圈充电的输出电容器的脉动电压，另一方面，随着下游侧线圈的电感量的增大，抑制在车载电池的电源电压暂时异常下降时产生的输出电容器的充电电压的下冲，防止随意将微处理器进行初始化，并且，可获得脉动电压较小的中间电压，可经由第一或第二恒压控制电源而获得低功耗、高精度的稳定电压。 

此外，具有以下效果：对用于获得中间电压的开关元件进行闭合驱动时的电压降变小，能将电源电压的最小保证电压设定得更低。 

关于本发明的上述的和其他的目的、特征、效果，可以从以下实施方式中的详细说明及附图的记载来进一步明确。 

附图说明

图1是本发明的实施方式1中的车载电子控制装置的整个电路框图。 

图2是图1中的复位电路的详细电路图。 

图3是本发明的实施方式1的整个动作说明用的时序图。 

图4是本发明的实施方式1中的异常电压下降时的时序图。 

图5是本发明的实施方式2中的车载电子控制装置的部分电路框图。 

具体实施方式

以下，参照附图，详细描述本发明的实施方式。另外，在各图中，对相同或相对应的部分标注相同标号，并省略其说明。 

实施方式1 

(1)结构的说明 

图1是本发明的实施方式1中的车载电子控制装置的整个电路框图。图1中，收纳于密闭壳体内的车载电子控制装置10A构成为：从负端子与成为接地电路GND的车体相连接的车载电池11经由未图示的电源继电器的输出触点12，提供成为电源电压Vb的电源，根据经由未图示的连接器而进行外部连接的车载传感器组13的动作状态、和存放在后述的程序存储器52中的控制程序的内容，对经由未图示的连接器而进行外部连接的车载电负载组14进行驱动控制。 

处于车载电子控制装置10A的内部且构成开关电源的开关元件20A串联连接在车载电池11与第一恒压控制电源30、第二恒压控制电源40之间，在开关元件20A的上游侧和下游侧分别串联连接有作为感应元件的扼流圈即上游侧线圈21b、下游侧线圈21a，在上游侧线圈21b和下游侧线圈21a的各下游端，在上游侧线圈21b和下游侧线圈21a与接地电路GND之间连接有电源电容器22b和输出电容器22a。 

另外，电源电容器22b的两端电压成为对开关元件20A的实际工作电源电压Vbb，输出电容器22a的两端电压成为中间电压Va，彼此串联连接的分压电阻23a、24a将中间电压Va进行分压而生成第二电压V2，彼此串联连接的分压电阻23b、24b将电源电压Vb(或实际工作电源电压Vbb)进行分压而生成第一电压V1。此外，在开关元件20A和下游侧线圈21a的连接点、与接地电路GND之间，连接有续流二极管(flywheel diode)25，在开关元件20A闭合时从下游侧线圈21a提供给输出电容器22a、第一恒压控制电源30、第二恒压控制电源40的线圈电流因开关元件20A开路而换流到续流二极管25，将储存在下游侧线圈21a中的电磁能量释放出来。在作为P沟道型场效应晶体管的开关元件20A的源极端子与栅极端子之间，连接有限压二极管26A，在栅极端子与接地电路GND之间，连接有驱动电阻27A和驱动晶体管28的串联电路。此外，驱动晶体管28经由基极电阻29连接到后面描述的后级比较器60的输出端子。 

由开关元件20A提供有稳定的中间电压Va的第一恒压控制电源30内置有未图示的负反馈控制电路，对导通状态进行连续控制以使得输出电压成为例如DC5V的第一稳定电压Vcc，且连接有负载侧电容器31。由开关元件20A提供有稳定的中间电压Va的第二恒压控制电源40也同样，内置有未图示的负反馈控制电路，对导通状态进行连续控制以使得输出电压成为例如DC3.3V的第二稳定电压Vdd，且连接有负载侧电容器41。 

控制电路部50包含具有微处理器51、程序存储器52、和RAM存储器53的主控制电路部54、以及作为与该主控制电路部54协作的逻辑电路或未图示的子CPU的辅助控制电路部55，对主控制电路部54提供第二稳定电压Vdd，对辅助控制电路部55提供第一稳定电压Vcc。 

对构成负反馈通电率控制电路的后级比较器60的正侧输入端子施加有脉冲宽度调制控制电路61的输出电压，该脉冲宽度调制控制电路61以规定周期产生锯齿波信号脉冲，与后述的偏差积分值进行比较。对前级侧的比较电路62的正侧输入端子输入有与由分压电阻23a、24a进行分压而得的中间电压Va成正比的第二电压V2，对负侧输入端子输入有由基准电压生成电路63所生成的规定的比较基准电压Vs0。若第二电压V2为比较基准电压Vs0以上，则偏差积分电路64的输出电压逐渐增大，若第二电压V2为比较基准电压Vs0以下，则偏差积分电路64的输出电压逐渐减小，但实际上，还加上和第二基准电压V2与比较基准电压Vs0之间的偏差分量成正比的输出，以生成正比积分反馈信号电压。 

在脉冲宽度调制控制电路61的输出电压即锯齿波信号脉冲的电压成为偏差积分电路64的输出电压以上的时间段内，后级比较器60的输出电压电平成为“H”，经由基极电阻29、驱动晶体管28、驱动电阻27A对开关元件20A进行闭合驱动。 

对构成反向导通抑制电路70A的电压比较器71的正输入端子施加有将中间电压Va进行分压而得到的第二电压V2，对电压比较器71的负输入端子施加有将电源电压Vb(或者，也可以是实际工作电源电压Vbb)进行分压而得到的第一电压V1，电压比较器71的输出端子经由基极电阻73对切断晶体管(interruption transistor)72进行导通驱动。 

作为NPN型接合晶体管的切断晶体管72的集电极端子和发射极端子连接在驱动晶体管28的基极端子与发射极端子之间。

另外，对分压电阻23a、24a和23b、24b的电阻分配进行设定，使得满足如下关系：在开关元件20A的源极端子和漏极端子的电位(来自接地电路GND的电压)相等时，第一电压V1和第二电压V2相等。 

因而，若产生第二电压V2大于第一电压V1的异常状态，则电压比较器71的输出逻辑电平成为“H”，切断晶体管72导通，从而驱动晶体管28变得不导通，开关元件20A也处于不导通状态。但是，在作为P沟道型场效应晶体管的开关元件20A的源极端子与漏极端子之间，成为并联连接有寄生二极管电路20a的状态，从而成为无法将从漏极端子逆流到源极端子的电流完全切 断的状态。 

对微处理器51的复位电路80将在后面如图2中所述。辅助控制电源90由实际工作电源电压Vbb(或者，也可以是电源电压Vb)供电，生成例如DC5V的小功率的辅助稳定电压Vee，用作为电压比较器71、图2中的前级比较器82b和末级电压异常检测电路87的电源。 

另外，图1中，虽然包含后级比较器60和比较电路62的负反馈通电率控制电路整体的电源使用第一稳定电压Vcc，但当负反馈通电率控制电路在第一稳定电压Vcc达到规定目标电压之前的状态下不工作时，利用辅助控制电源90的输出对开关元件20A进行闭合驱动。 

接下来，对图1中的复位电路80的详细电路图即图2进行说明。 

图2中，构成复位电路80的触发器电路81包括置位输入端子S和复位输入端子R，若对其中任一端子施加逻辑电平为“H”的信号电压，则其输出逻辑电平成为“H”，在对另一端子施加逻辑电平为“H”的信号电压之前，即使该输入信号电压的逻辑电平变成“L”，输出逻辑电平也维持“H”，将对置位输入信号S的输出信号用作为对控制电路部50内的微处理器51的复位信号RST。 

另外，若触发器电路81的置位输入端子S和复位输入端子R双方的逻辑电平成为“H”，则使复位输入端子R优先。 

此外，微处理器51在复位信号RST的逻辑电平为“L”时进行复位处理，以进行初始化。因而，若将触发器电路81进行复位，则会对微处理器51进行复位。 

后级比较器82a的正输入端子经由输入电阻83连接到分压电阻23aa、24aa的串联连接点，并且，经由正反馈电阻84连接到后级比较器82a的输出端子，分压电阻23aa、24aa彼此串联连接，并施加有中间电压Va。对后级比较器82a的负输入端子施加有由基准电压生成电路63生成的基准电压Vs0，后级比较器82a的输出端子连接到触发器电路81的置位输入端子S，并连接到逻辑与非输出元件85的一个输入端子。前级比较器82b的正输入端子连接到分压电阻23bb、24bb的串联连接点，分压电阻23bb、24bb彼此串联连接，并施加有实际工作电源电压Vbb(或者，也可以是电源电压Vb)。 

对前级比较器82b的负输入端子施加有由基准电压生成电路63生成的基准电压Vs0，前级比较器82b的输出端子连接到逻辑与非输出元件85的另一输入端子。逻辑与非输出元件85的输出端子经由延迟电路88连接到触发器电路81的复位输入端子R，并作为与异常电压下降相关的通知信号NMI发送到微处理器51，微处理器51在由复位信号RST进行初始化之前进行紧急保存处理(emergency saving processing)。 

作为前级比较器82b的输出信号的前级比较信号COMPb在实际工作电源电压Vbb(或电源电压Vb)小于判定阈值电压Vsb(例如DC4.5V)时成为逻辑电平“L”，作为后级比较器82a的输出信号的后级比较信号COMPa在中间电压Va小于第一判定阈值电压Vsa(例如DC4.5V)时成为逻辑电平“L”，若比较信号COMPa、COMPb的任一比较信号的逻辑电平成为“L”，则触发器电路81被复位，置位输出的逻辑电平成为“L”，从而对微处理器51进行复位处理。 

作为后级比较器82a的输出信号的后级比较信号COMPa在中间电压Va为第一判定阈值电压Vsa(例如DC4.5V)以上时成为逻辑电平“H”，触发器电路81被置位，置位输出的逻辑电平成为“H”，从而对微处理器51解除复位。一旦后级比较信号COMPa的逻辑电平成为“H”，则由正反馈电阻84产生对正输入端子的相加电压，从而例如使得中间电压Va小于第二判定阈值电压Vsaa＝Vsa－ΔVsa(例如4.5－0.5＝4.0V)，从而后级比较信号COMPa的逻辑电平复原到“L”。另外，对于上述判定阈值电压Vsb、第一判定阈值电压Vsa、第二判定阈值电压Vsaa的值，选择第一稳定电压Vcc(例如DC5V)与第二稳定电压Vdd(例如DC3.3V)之间的中间区域的值是比较适当的。 

与触发器电路81的置位输出电路相连接的下拉电阻86在确立第一稳定电压Vcc、触发器电路81开始动作之前，使复位信号RST为逻辑电平“L”，以使对微处理器51的复位信号有效。末级电压异常检测电路87在第一稳定电压Vcc为例如DC4.5V以下、或第二稳定电压Vdd为例如DC3.0V以下时，经由延迟电路88对触发器电路81的复位输入端子R提供逻辑电平为“H”的信号，并将其作为与异常电压下降相关的通知信号MNI发送到微处理器51，微处理器51在由复位信号RST进行初始化之前进行紧急保存处理。由此，当运转中第一稳定电压Vcc、第二稳定电压Vdd异常下降时，在主控制电路 部54、辅助控制电路部55变得不工作之前进行初始化处理。 

(2)作用和动作的说明 

接下来，对于如图1、图2那样构成的本发明的实施方式1的车载电子控制装置，利用图3、图4所示的时序图，说明作用动作的详细情况。 

首先，对图1、图2进行概括说明，若未图示的电源开关闭合、电源继电器的输出触点12闭合，则电子控制装置10A内的微处理器51开始动作，根据车载传感器组13的动作状态、和预先写入程序存储器52中的控制程序的内容，对电负载组14进行驱动控制。 

若未图示的电源开关开路，则暂时继续对电源继电器进行驱动，在将例如运转中的学习信息传送并保存到非易失性存储器中等处理完成之后，对电源继电器进行去激励，输出触点开路。作为接通电源时的各部分的电压的上升状态，按照电源电压Vb、实际工作电源电压Vbb、中间电压Va、第二恒压控制电源40、第一恒压控制电源30的顺序达到正常电压。作为关断电源时的各部分的电压的下降状态，电压按照电源电压Vb、实际工作电源电压Vbb、中间电压Va、第一恒压控制电源30、第二恒压控制电源40的顺序衰减。 

图2所示的复位电路80对电源电压Vb(或实际工作电源电压Vbb)和中间电压Va的电压电平进行监视，执行微处理器51的复位指令及其解除，通过解除复位指令，使微处理器51开始动作。接下来，对示出接通电源和切断电源时对应的各部分的状态的时序图即图3进行说明。 

图3(A)表示电源电压Vb的时间特性，随着电源接通，从0V上升到例如14V，随着电源关断，从14V衰减到0V。另外，电源接通、关断时的增减变化率是通过放大时间轴来夸大呈现的，以下相同。 

图3(B)表示图2的前级比较信号COMPb的逻辑电平，在图3(A)中的电源电压Vb成为判定阈值电压Vsb(例如4.5V)以上的时刻，逻辑电平从“L”变化成“H”，在小于判定阈值电压Vsb的时刻，逻辑电平从“H”复原到“L”。 

图3(C)表示中间电压Va的时间特性，随着电源接通，从0V上升到例如7V，随着电源关断，从7V衰减到0V。另外，中间电压Va的上升、下降特性比电源电压Vb的上升、下降特性要迟缓，这是由于电源电容器22b、输出电 容器22a的影响、和获得中间电压Va用的负反馈控制的响应性的影响。 

图3(D)表示图2的后级比较信号COMPa的逻辑电平，在图3(C)中的中间电压Va成为第一判定阈值电压Vsa(例如4.5V)以上的时刻，逻辑电平从“L”变化成“H”，在小于第二判定阈值电压Vsaa(例如4.5－0.5＝4.0V)的时刻，逻辑电平从“H”复原到“L”。 

图3(E)表示输入到图2的触发器电路81的复位输入端子R的、逻辑与非输出元件85的输出信号的逻辑电平，在图3(B)的前级比较信号COMPb和图3(D)的后级比较信号COMPa中的至少任一个比较信号为逻辑电平“L”时，输出逻辑电平成为“H”。 

图3(F)表示输入到图2的触发器电路81的置位输入端子S的后级比较信号COMPa的逻辑电平，这与图3(D)的相同。图3(G)表示相当于图2的触发器电路81的置位输出信号的、输入到微处理器51的复位端子的复位信号RST的逻辑电平，这是与图3(E)的复位输入信号的反相信号相同的逻辑信号。 

但是，实际上，若在正常运转中因第一恒压控制电源30或第二恒压控制电源40自身的异常而导致第一稳定电压Vcc或第二稳定电压Vdd异常下降，则由于尽管后级比较信号COMPa的逻辑电平暂时维持“H”，但触发器电路81还是会被复位，因此，图3(G)和图3(E)未必始终成为反相逻辑电平。 

接下来，对示出正常运转中电源电压暂时急剧下降后又恢复的情况下各部分的状态的时序图即图4进行说明。 

图4(A)表示示出电源电压Vb暂时从DC14V急剧下降到DC6.1V、再恢复到DC14V的情况的电源电压Vb的时间特性。这种急剧下降和恢复例如在驱动了发动机的起动用电动机之类的情况下产生。 

图4(B)表示对应于图4(A)的实际工作电源电压Vbb的时间特性，若电源电压Vb从DC14V急剧下降到DC6.1V，则实际工作电源电压Vbb虽然也从DC14V急剧下降到DC6.1V，但实际工作电源电压Vbb中产生下冲，从而产生减少偏差电压ΔVb(例如DC0.5V)。这是通过如下方式产生的：随着电源电压Vb的急剧下降，储存在电源电容器22b中的电荷经由上游侧线圈21b放电，即使急剧下降的电源电压Vb与电源电容器22b的两端电压变得相等后，也会因上游侧线圈21b的电感量的影响而使得放电暂时持续。电源电压Vb 恢复到原来的电压时也是同样的，实际工作电源电压Vbb上冲，从而产生增量偏差电压。 

图4(C)表示对应于图4(A)的中间电压Va的时间特性，若电源电压Vb从DC14V急剧下降到DC6.1V，则中间电压Va虽然从DC7V急剧下降到DC6V，但中间电压Va中产生下冲，从而产生减少偏差电压ΔVa。但是，在图4(C)的情况下，示出未设置有图1的反向导通抑制电路70A、开关元件20A从漏极端子朝源极端子的方向反向导通的情况，减少偏差电压ΔVa成为例如DC2.1V，下冲电压下降到DC3.9V。其结果是，图2中的后级比较信号COMPa的逻辑电平暂时成为“L”，微处理器51被复位。 

这是通过如下方式产生的：随着电源电压Vb的急剧下降，储存在输出电容器22a中的电荷经由下游侧线圈21a放电，即使急剧下降的实际工作电源电压Vbb与输出电容器22a的两端电压变得相等后，也会因下游侧线圈21a的电感量的影响而使得放电暂时持续。电源电压Vb恢复到原来的电压时也是同样的，中间电压Va上冲，从而产生增量偏差电压。 

与此不同的是，虽然图4(D)与图4(C)同样表示中间电压Va的时间特性，但在图4(D)的情况下，示出设置有图1的反向导通抑制电路70A、开关元件20A未从漏极端子朝源极端子的方向反向导通的情况。 

但是，在开关元件20A的漏极端子与源极端子之间，成为并联连接有包含寄生二极管和串联电阻的寄生二极管电路20a的状态，即使阻止了开关元件20A自身的反向导通，寄生二极管电路20a中也产生逆流电流，减少偏差电压ΔVa成为例如DC0.5V，下冲电压下降到DC5.5V。这是通过如下方式产生的：随着电源电压Vb的急剧下降，储存在输出电容器22a中的电荷经由下游侧线圈21a和寄生二极管电路20a放电，即使急剧下降的实际工作电源电压Vbb与输出电容器22a的两端电压变得相等后，也会因下游侧线圈21a的电感量的影响而使得放电暂时持续。 

另外，由于对场效应晶体管并联连接有寄生二极管电路，因此，会认为即使利用栅极电路来防止反向导通，也没有效果，但实际上，如图4(C)和图4(D)所示，具有明显的差异。 

其结果是，在图4(D)的情况下，图2中的后级比较信号COMPa的逻辑电 平维持“H”，微处理器51不会被复位。电源电压Vb恢复到原来的电压时也是同样的，中间电压Va上冲，从而产生增量偏差电压。电源电压Vb、中间电压Va的上冲由第一恒压控制电源30、第二恒压控制电源40去除，从而得到第一稳定电压Vcc、第二稳定电压Vdd。 

另外，在以上的说明中，设开关元件20A为P沟道型场效应晶体管来进行了说明，但当然，作为替代，也可以置换成N沟道型场效应晶体管。 

(3)实施方式1的特征 

由以上说明可知，本发明的实施方式1的车载电子控制装置具有以下特征。 

本发明的实施方式1的车载电子控制装置是车载电子控制装置10A，该车载电子控制装置10A包括：构成开关电源的开关元件20A，该开关电源将由车载电池11提供的电源电压Vb作为输入电压而进行工作，用于降压生成规定的中间电压Va；串联连接在该开关元件的后级、并生成第一稳定电压Vcc或第二稳定电压Vdd的连续控制型的第一恒压控制电源30或第二恒压控制电源40；及控制电路部50，该控制电路部50包含由所述第一或第二恒压控制电源供电的主控制电路部54或与该主控制电路部协作的辅助控制电路部55，该主控制电路部54至少具有微处理器51、程序存储器52、和RAM存储器53，在开关元件20A与第一或第二恒压控制电源30、40之间，串联连接有作为感应元件的下游侧线圈21a，在该下游侧线圈的上游侧，在所述下游侧线圈与接地电路GND之间连接有续流二极管25，并且，在该下游侧线圈的下游侧，在所述下游侧线圈与接地电路GND之间连接有输出电容器22a，下游侧线圈21a的电感量La与由开关元件20A供电的电负载的负载电阻R0的比率即感应时间常数La/R0的值使用比对开关元件20A进行开关控制的开关周期要大的值，开关元件20A是P沟道型或N沟道型场效应晶体管，对该场效应晶体管的栅极电路连接有反向导通抑制电路70A，并且，包括用于在中间电压Va下降到小于规定值时、至少将微处理器51进行初始化的复位电路80，在电源电压Vb暂时异常下降时，抑制因输出电容器22a的充电电荷通过开关元件20A的反向导通来逆流到上游电源侧而产生下冲，从而防止因下冲而导致复位电路80对微处理器51进行初始化。 

即，实施方式1所涉及的车载电子控制装置为了抑制恒压控制电源的功耗随电源电压的变动而增大，利用对开关比率进行控制的开关元件来生成稳定的中间电压，若中间电压异常下降，则将设置于控制电路部的微处理器初始化，在该车载电子控制装置中，包括开关元件的反向导通抑制电路，在车载电池的电源电压异常下降时，抑制设置在开关元件的输出电路中的输出电容器的充电电荷反向放电到车载电池侧。 

因而，具有以下效果：能增大设置在开关元件的输出电路中的下游侧线圈的电感量，抑制由下游侧线圈充电的输出电容器的脉动电压，另一方面，能抑制在车载电池的电源电压随着下游侧线圈的电感量的增大而暂时异常下降时所产生的、输出电容器的充电电压的下冲，防止随意将微处理器进行初始化，并且，可获得脉动电压较小的中间电压，可经由第一或第二恒压控制电源而获得低功耗、高精度的稳定电压。 

此外，具有对用于获得中间电压的开关元件进行闭合驱动时的电压降变小、能将电源电压的最小保证电压设定得更低的效果。 

此外，在实施方式1的车载电子控制装置中，在开关元件20A与车载电池11之间串联连接有作为感应元件的上游侧线圈21b，并且，在该上游侧线圈的下游侧，在该上游侧线圈与接地电路GND之间连接有电源电容器22b，上游侧线圈21b的电感量Lb为比下游侧线圈21a的电感量La要小的值，电源电容器22b的电容量Cb为比输出电容器22a的电容量Ca要大的值，复位电路80在由车载电池11提供的电源电压Vb、或作为电源电容器22b的两端电压的实际工作电源电压Vbb小于规定的判定阈值电压Vsb时，产生对微处理器51的复位信号RST，判定阈值电压Vsb设定为比第一恒压控制电源30或第二恒压控制电源40所产生的第一稳定电压Vcc或第二稳定电压Vdd中较高的稳定电压要低的电压。

即，在实施方式1的车载电子控制装置中，为了抑制应开关元件的开关动作而在电源线中产生的电磁感应噪声，在开关元件的上游侧连接有上游侧线圈和电源电容器，因该上游侧线圈和电源电容器而产生的开关元件的输入电压的下冲被限制成小于因下游侧线圈和输出电容器而产生的中间电压的下冲，并且，包括在电源电压及中间电压小于规定值时、将微处理器 进行初始化的双重系统的复位电路。 

因而，具有如下特征：由于若电源电压急剧下降，则复位电路立即将微处理器复位，若中间电压逐渐减少并异常下降，则在微处理器进行误动作前利用复位电路将微处理器复位，因此，即使设置在第一恒压控制电源、第二恒压控制电源的上游及下游位置的电源保持用电容器的电容量较小，微处理器也不会进行误动作，能构成小型且价廉的电源电路。 

此外，在实施方式1的车载电子控制装置中，复位电路80具有如下滞后(hysteresis)特性：在中间电压Va小于第一判定阈值电压Vsa时，产生用于将微处理器51初始化的复位信号RST，在中间电压Va成为第一判定阈值电压Vsa以上、复位信号RST被解除之后，根据中间电压Va下降到小于比第一判定阈值电压Vsa要小的值即第二判定阈值电压Vsaa＝Vsa－ΔVsa的情况，来产生复位信号RST。 

即，在中间电压异常下降时进行响应动作的复位电路具有滞后特性，在电源电压减少时，在比上升时要低的电压下产生复位信号。 

因而，具有在电源电压产生暂时的下冲的情况下、不会随意产生复位信号的特征。

此外，在实施方式1的车载电子控制装置中，将复位电路80中的第一判定阈值电压Vsa与第二判定阈值电压Vsaa之间的差分电压ΔVsa的值设定为因由上游侧线圈21b所产生的电源电压Vb的下冲而产生的减少偏差电压ΔVb以上的值。 

即，将对复位电路设置的判定阈值间的差分电压设定为上游侧线圈所产生的电源电压的下冲电压以上的值。 

因而，具有如下特征：可利用上游侧线圈和电源电容器来抑制电磁感应噪声流出，并且，能防止因由电源电压的下冲所产生的异常电压下降而将微处理器进行初始化。 

此外，在实施方式1的车载电子控制装置中，在开关元件20A的下游位置连接有对辅助控制电路部55进行供电的第一恒压控制电源30和对主控制电路部54进行供电的第二恒压控制电源40，第一恒压控制电源30所产生的第一稳定电压Vcc是比第二恒压控制电源40所产生的第二稳定电压Vdd要 大的值，关于在电源电压Vb或实际工作电源电压Vbb异常下降时复位电路80产生对微处理器51的复位信号的判定阈值电压Vsb、和在中间电压Va异常下降时复位电路80产生对微处理器51的复位信号的第一判定阈值电压Vsa，均成为小于第一稳定电压Vcc、大于第二稳定电压Vdd的中间值。 

即，关于复位电路对微处理器产生复位信号的电源电压的判定阈值、和对中间电压的第一判定阈值电压，均成为小于第一稳定电压、大于第二稳定电压的中间值，微处理器利用第二稳定电压进行工作。 

因而，具有如下特征：在电源电压急剧下降时，取决于对电源电压的判定阈值电压而产生复位信号，但由于中间电压和第一稳定电压过渡性地维持正常值，因此，微处理器不会进行误动作，在电源电压逐渐下降时，取决于对中间电压的第一判定阈值电压而产生复位信号，在产生该复位信号的时刻，第二稳定电压维持正常值，微处理器不会进行误动作。 

此外，在实施方式1的车载电子控制装置中，开关元件20A包括负反馈通电率控制电路，该负反馈通电率控制电路利用通电占空比来进行该开关元件的开关控制，该通电占空比对应于与中间电压Va成正比的检测电压和规定的比较基准电压Vs0之间的偏差积分值，构成所述负反馈通电率控制电路的后级比较器60、成为对该后级比较器的输入信号电路的比较电路62、偏差积分电路64、及脉冲宽度调制控制电路61将第一稳定电压Vcc作为电源电压而进行动作，与此不同的是，复位电路80中使用的判定阈值电压Vsb、第一判定阈值电压Vsa、及输入到比较电路62的比较基准电压Vs0通过由电源电压Vb或实际工作电源电压Vbb供电的基准电压生成电路63来生成。 

即，负反馈通电率控制电路将第一稳定电压和由基准电压生成电路生成的基准电压作为电源而进行动作，并且，复位电路将电源电压或实际工作电源电压、中间电压、及由基准电压生成电路生成的基准电压作为电源而进行动作。 

因而，具有如下特征：由于基准电压生成电路能随着电源接通而快速生成基准电压，因此，在第一稳定电压达到正常值之前，负反馈通电率控制电路能控制在全通电状态，能使输出电压快速上升，并且，复位电路的动作与第一/第二稳定电压的状态无关，在电源电压下降时，能可靠地将微 处理器进行复位。 

此外，在实施方式1的车载电子控制装置中，第一电压V1与由车载电池11提供的电源电压Vb或作为电源电容器22b的两端电压的实际工作电源电压Vbb成正比，第二电压V2与作为输出电容器22a的两端电压的中间电压Va成正比，反向导通抑制电路70A将该第一电压V1和该第二电压V2进行比较，检测出开关元件20A的上游侧电位变成下游侧电位以下的情况，将开关元件20A的栅极驱动电路切断。 

即，检测出用于获得中间电压的开关元件的上游侧电位变成下游侧电位以下的情况，将该开关元件的驱动电路切断。 

因而，具有如下特征：由于利用简单的电压比较电路来检测出开关元件将要反向导通前的状态，使开关元件不会反向导通，因此，进行开关元件的开关比率控制的负反馈控制电路所产生的开关元件的闭合指令无效，能抑制因输出电容器的过放电而产生下冲。 

实施方式2 

(1)结构和作用的说明 

对于本发明的实施方式2的车载电子控制装置，参照作为局部电路框图的图5，以与图1的不同点为中心来进行说明。另外，图中与图1相同的标号表示相同或相当的部分。 

图5中，收纳于密闭壳体内的车载电子控制装置10B构成为：与图1同样，从车载电池11经由电源继电器的输出触点12提供成为电源电压Vb的电源，根据车载传感器组13的动作状态、和存放在程序存储器52中的控制程序的内容，对车载电负载组14进行驱动控制。 

处于车载电子控制装置10B的内部且构成开关电源的开关元件20B串联连接在车载电池11、与第一恒压控制电源30和第二恒压控制电源40之间，在开关元件20B的上游侧和下游侧分别串联连接有作为感应元件的扼流圈、即上游侧线圈21b和下游侧线圈21a，在上游侧线圈21b和下游侧线圈21a的各下游端，在上游侧线圈21b和下游侧线圈21a与接地电路GND之间连接有电源电容器22b和输出电容器22a，并且，在下游侧线圈21a的上游端，在下游侧线圈21a与接地电路GND之间连接有续流二极管25。 

开关元件20B使用N沟道型场效应晶体管，开关元件20B例如由作为电荷泵电路的升压电路190的输出电压进行导通驱动控制。升压电路190的输出电压经由导通驱动晶体管128和驱动电阻27B连接到开关元件20B的栅极端子，在开关元件20B的栅极端子与源极端子之间，连接有限压二极管26B。驱动晶体管28经由驱动电阻127B，与作为PNP型接合晶体管的驱动晶体管128的基极端子相连接，在驱动晶体管128的发射极端子与基极端子之间，连接有开路稳定电阻126B。 

因而，开关元件20B由构成负反馈通电率控制电路的后级比较器60经由驱动晶体管128和驱动晶体管28进行开关控制，生成所希望的中间电压Va。另外，负反馈通电率控制电路、对微处理器51的复位电路80的控制内容与图1、图2的相同。 

对开关元件20B的漏极端子串联连接有电流检测电阻74，若该电流检测电阻74的两端电压超过规定值，则利用未图示的保护电路将开关元件20B强行切断，以进行过电流保护动作。此外，若电源电压Vb异常下降，因开关元件20B的反向导通而在电流检测电阻74中产生的反向电压超过规定值，则逆流检测电路75的输出逻辑电平变成“H”，经由基极电阻73对切断晶体管72进行导通驱动，其结果是，驱动晶体管28不导通，开关元件20B开路。 

另外，即使开关元件20B自身开路，但由于在开关元件20B中构成由寄生二极管电路20b所形成的逆流电路，因此，一旦逆流开始，则逆流检测电路75的输出也会维持逻辑电平“H”，开关元件20B自身被继续切断，而不断续动作。 

若电源电压Vb恢复而成为中间电压Va以上的电压，则开关元件20B的反向导通状态被解除，逆流检测电路75的输出逻辑电平复原到“L”。其结果是，可抑制在电源电压Vb暂时急剧下降时所产生的中间电压Va的下冲。因而，图5所示的实施方式2的车载电子控制装置也与图1的实施方式1的车载电子控制装置同样，进行像图3、图4所示的时序图示出的那样的动作。 

另外，在以上的说明中，设开关元件20B为N沟道型场效应晶体管来进行了说明，但当然，作为替代，也可以置换成图1中说明过的P沟道型场效应晶体管。 

(2)实施方式2的特征 

由以上说明可知，本发明的实施方式2的车载电子控制装置具有以下特征。 

本发明的实施方式2的车载电子控制装置是车载电子控制装置10B，该车载电子控制装置10B包括：构成开关电源的开关元件20B，该开关电源将由车载电池11提供的电源电压Vb作为输入电压而进行工作，用于降压生成规定的中间电压Va；串联连接在该开关元件20B的后级、并生成第一稳定电压Vcc或第二稳定电压Vdd的连续控制型的第一恒压控制电源30或第二恒压控制电源40；及控制电路部50，该控制电路部50包含由该第一或第二恒压控制电源供电的主控制电路部54或与主控制电路部54协作的辅助控制电路部55，该主控制电路部54至少具有微处理器51、程序存储器52、和RAM存储器53，在开关元件20B与第一恒压控制电源30或第二恒压控制电源40之间，串联连接有作为感应元件的下游侧线圈21a，在该下游侧线圈的上游侧，在该下游侧线圈与接地电路GND之间连接有续流二极管25，并且，在该下游侧线圈的下游侧，在该下游侧线圈与接地电路GND之间连接有输出电容器22a。而且，下游侧线圈21a的电感量La与由开关元件20B供电的电负载的负载电阻R0的比率即感应时间常数La/R0的值使用比对开关元件20B进行开关控制的开关周期要大的值，开关元件20B是N沟道型或P沟道型场效应晶体管，对该场效应晶体管的栅极电路连接有反向导通抑制电路70B。此外，包括用于在中间电压Va下降到小于规定值时、至少将微处理器51进行初始化的复位电路80，在电源电压Vb暂时异常下降时，抑制因输出电容器22a的充电电荷通过开关元件20B的反向导通来逆流到上游电源侧而产生下冲，从而防止因下冲而导致复位电路80对微处理器51进行初始化。 

而且，在通过与开关元件20B串联连接的电流检测电阻74的两端电压来检测出因开关元件20B的反向导通而产生的反向电压时，反向导通抑制电路70B将开关元件20B的栅极驱动电路切断，电流检测电阻74用于对正常动作中的开关元件20B进行过电流切断控制。 

即，在实施方式2中，利用与用于获得中间电压的开关元件串联连接的电流检测电阻，根据通过该电流检测电阻的两端电压来检测出开关元件的 反向导通的情况，来将该开关元件的栅极驱动电路切断。 

因而，具有如下特征：由于通过并用电流检测电路来检测出开关元件的反向导通状态，使开关元件不反向导通，因此，可将反向导通电流限制在规定值以下，抑制因输出电容器的过放电而导致产生下冲，并且，能利用与开关元件串联连接的电流检测电阻，来增加开关元件的过电流抑制控制功能。 

标号说明 

10A、10B    车载电子控制装置 

GND         接地电路 

11          车载电池 

La、Lb      电感量 

20A、20B    开关元件 

R           负载电阻 

21a         下游侧线圈 

RST         复位信号 

21b         上游侧线圈 

Va          中间电压 

22a         输出电容器 

Vb          电源电压 

22b         电源电容器 

ΔVb        减少偏差电压 

25          续流二极管 

Vbb         实际工作电源电压 

30          第一恒压控制电源 

Vcc         第一稳定电压 

40          第二恒压控制电源 

Vdd         第二稳定电压 

50          控制电路部 

Vsa       第一判定阈值电压 

51        微处理器 

Vsaa      第二判定阈值电压 

52        程序存储器 

ΔVsa     差分电压 

53        RAM存储器 

Vsb       判定阈值电压 

54        主控制电路部 

Vs0       比较基准电压 

55        辅助控制电路部 

60        后级比较器(负反馈通电率控制电路) 

61        脉冲宽度调制控制电路 

62        比较电路 

63        基准电压生成电路 

64        偏差积分电路 

70A、70B  反向导通防止电路 

74        电流检测电阻 

80        复位电路 。

Claims (8)

1.一种车载电子控制装置，该车载电子控制装置包括：构成开关电源的开关元件，该开关电源将由车载电池提供的电源电压作为输入电压而进行工作，用于降压生成规定的中间电压；串联连接在该开关元件的后级、并生成第一稳定电压的连续控制型的第一恒压控制电源；串联连接在该开关元件的后级、并生成第二稳定电压的连续控制型的第二恒压控制电源；及控制电路部，该控制电路部包含主控制电路部和辅助控制电路部，所述主控制电路部由所述第一恒压控制电源供电，且至少具有微处理器、程序存储器、和RAM存储器，所述辅助控制电路部由所述第二恒压控制电源供电，且与所述主控制电路部协作，其特征在于，

在所述开关元件与所述第一恒压控制电源或第二恒压控制电源之间，串联连接有作为感应元件的下游侧线圈，在该下游侧线圈的上游侧，在所述下游侧线圈与接地电路之间连接有续流二极管，并且，在该下游侧线圈的下游侧，在所述下游侧线圈与接地电路之间连接有输出电容器，

所述下游侧线圈的电感量与由所述开关元件供电的电负载的负载电阻的比率即感应时间常数的值使用比对所述开关元件进行开关控制的开关周期要大的值，所述开关元件是P沟道型或N沟道型场效应晶体管，对该场效应晶体管的栅极电路连接有反向导通抑制电路，并且，所述反向导通抑制电路检测出所述开关元件的上游侧电位变成下游侧电位以下的情况，将该开关元件的栅极电路切断，或者，在通过与所述开关元件串联连接的电流检测电阻的两端电压来检测出因该开关元件的反向导通而产生的反向电压时，将所述开关元件的栅极电路切断，

包括用于在所述中间电压下降到小于规定值时、至少将所述微处理器进行初始化的复位电路，

在所述电源电压暂时异常下降时，利用所述反向导通抑制电路来切断所述开关元件的栅极驱动电路，利用所述反向导通抑制电路来抑制因所述输出电容器的充电电荷通过所述开关元件的反向导通来逆流到上游电源侧而产生下冲，从而防止因所述输出电容器的下冲而导致所述复位电路对所述微处理器进行初始化。

2.如权利要求1所述的车载电子控制装置，其特征在于，

所述复位电路具有如下滞后特性：在所述中间电压小于第一判定阈值电压时，产生用于将所述微处理器进行初始化的复位信号，在所述中间电压成为所述第一判定阈值电压以上、所述复位信号被解除之后，根据所述中间电压下降到小于比所述第一判定阈值电压要小的值即第二判定阈值电压的情况，来产生复位信号。

3.如权利要求2所述的车载电子控制装置，其特征在于，

在所述开关元件与所述车载电池之间串联连接有作为感应元件的上游侧线圈，并且，在该上游侧线圈的下游侧，在所述上游侧线圈与接地电路之间连接有电源电容器，所述上游侧线圈的电感量为比所述下游侧线圈的电感量要小的值，所述电源电容器的电容量为比所述输出电容器的电容量要大的值，所述复位电路在由所述车载电池提供的电源电压、或作为所述电源电容器的两端电压的实际工作电源电压小于规定的判定阈值电压时，产生对所述微处理器的复位信号，所述判定阈值电压设定为比所述第一恒压控制电源所产生的所述第一稳定电压和所述第二恒压控制电源所产生的所述第二稳定电压中较高的稳定电压要低的电压。

4.如权利要求3所述的车载电子控制装置，其特征在于，

将所述复位电路中的第一判定阈值电压与第二判定阈值电压之间的差分电压的值设定为因由所述上游侧线圈所产生的电源电压的下冲而产生的减少偏差电压以上的值。

5.如权利要求3所述的车载电子控制装置，其特征在于，

在所述开关元件的下游位置连接有对所述辅助控制电路部进行供电的所述第一恒压控制电源、和对所述主控制电路部进行供电的所述第二恒压控制电源，所述第一恒压控制电源所产生的所述第一稳定电压是比所述第二恒压控制电源所产生的所述第二稳定电压要大的值，关于在所述电源电压或实际工作电源电压异常下降时所述复位电路产生对所述微处理器的复位信号的所述判定阈值电压、和在所述中间电压异常下降时所述复位电路产生对所述微处理器的复位信号的所述第一判定阈值电压，均成为小于所述第一稳定电压、大于所述第二稳定电压的中间值。

6.如权利要求5所述的车载电子控制装置，其特征在于，

所述开关元件包括负反馈通电率控制电路，该负反馈通电率控制电路利用通电占空比来进行该开关元件的开关控制，该通电占空比对应于与所述中间电压成正比的检测电压和规定的比较基准电压之间的偏差积分值，构成所述负反馈通电率控制电路的后级比较器、成为对该后级比较器的输入信号电路的比较电路、偏差积分电路、及脉冲宽度调制控制电路将所述第一稳定电压作为电源电压而进行动作，与此不同的是，所述复位电路中所使用的判定阈值电压、所述第一判定阈值电压、及输入到所述比较电路的比较基准电压通过由所述电源电压或实际工作电源电压进行供电的基准电压生成电路来生成。

7.如权利要求1或2所述的车载电子控制装置，其特征在于，

在所述开关元件与所述车载电池之间串联连接有作为感应元件的上游侧线圈，并且，在该上游侧线圈的下游侧，在所述上游侧线圈与接地电路之间连接有电源电容器，所述反向导通抑制电路将与由所述车载电池提供的电源电压或作为所述电源电容器的两端电压的实际工作电源电压成正比的第一电压、和与作为所述输出电容器的两端电压的中间电压成正比的第二电压进行比较，检测出所述开关元件的上游侧电位变成下游侧电位以下的情况，将所述开关元件的所述栅极驱动电路切断。

8.如权利要求1或2所述的车载电子控制装置，其特征在于，

在通过与所述开关元件串联连接的所述电流检测电阻的两端电压来检测出因该开关元件的反向导通而产生的反向电压时，所述反向导通抑制电路将所述开关元件的所述栅极驱动电路切断，所述电流检测电阻用于对正常动作中的所述开关元件进行过电流切断控制。