JP2008061435A - 電源装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】蓄電素子の電圧状態に関わらずDC/DCコンバータの起動が可能な高信頼性の電源装置を提供することを目的とする。
【解決手段】通常のDC/DCコンバータ構成に、第1スイッチング手段3を駆動する第1駆動回路13に所定の駆動電圧を出力する絶縁型DC/DCコンバータ21を設け、動作開始時には第2スイッチング手段5をオフにした状態で第1スイッチング手段3をオンオフ動作させ、安定動作時には第1スイッチング手段3と第2スイッチング手段5が交互にオンオフ動作を行うようにしたものであり、動作開始時に電流逆流を阻止できるとともに、絶縁型DC/DCコンバータ21の入力源は安定した電圧を有する定電圧源1となるので、蓄電素子11の電圧状態に関わらず常に第1駆動回路13に十分な電圧を供給することが可能となり、確実な起動の確保が可能な高信頼性の電源装置を実現できる。
【選択図】図1
【解決手段】通常のDC/DCコンバータ構成に、第1スイッチング手段3を駆動する第1駆動回路13に所定の駆動電圧を出力する絶縁型DC/DCコンバータ21を設け、動作開始時には第2スイッチング手段5をオフにした状態で第1スイッチング手段3をオンオフ動作させ、安定動作時には第1スイッチング手段3と第2スイッチング手段5が交互にオンオフ動作を行うようにしたものであり、動作開始時に電流逆流を阻止できるとともに、絶縁型DC/DCコンバータ21の入力源は安定した電圧を有する定電圧源1となるので、蓄電素子11の電圧状態に関わらず常に第1駆動回路13に十分な電圧を供給することが可能となり、確実な起動の確保が可能な高信頼性の電源装置を実現できる。
【選択図】図1
Description
本発明は入力された電圧を任意の設定電圧に変換する電源装置に関するものである。
従来、定電圧源の電圧を任意の電圧に変換して出力するDC/DC電圧変換装置が様々な分野で利用されている。このようなDC/DC電圧変換装置として、例えば入力電圧を昇圧して出力する構成のものが特許文献1に提案されている。このDC/DC電圧変換装置のブロック回路図を図7に示す。バッテリ等の定電圧源が接続された電源電圧ライン101は昇圧回路103、ゲート回路105、および平滑回路107を介して出力端子108に至る。ここで、昇圧回路103は電源電圧ライン101に接続されたコイル109とFETトランジスタ111の一端が直列に接続され、FETトランジスタ111の他端はグランドに接続されている。FETトランジスタ111にはダイオード113が形成されている。コイル109とFETトランジスタ111の接続点、すなわち昇圧回路103の出力はゲート回路105を構成するFETトランジスタ115の一端に接続される。なお、FETトランジスタ115にもダイオード117が形成されている。FETトランジスタ115の他端は平滑回路107に接続されている。
FETトランジスタ113、115は、のこぎり波発生回路119、パルス幅制御回路121、ソフトスタート回路123、アンド回路125、反転回路127、およびステップアップ回路129によってオンオフ動作が制御されている。なお、これらの配線は図7に示した通りである。
次に、このようなDC/DC電圧変換装置の動作を簡単に説明する。
初期動作期間中は、ステップアップ回路129により、FETトランジスタ115を遮断するように制御する。これにより、FETトランジスタ115はオフになり、ダイオード117は逆接状態であるので、出力端子108から昇圧回路103への電流逆流が阻止される。この状態で、FETトランジスタ111をオンオフ動作させることにより、電源電圧ライン101の電圧の昇圧動作が開始して出力端子108から出力される。
次に、安定動作時にはステップアップ回路129は反転回路127からのオンオフ駆動信号をそのままFETトランジスタ115に伝達するので、FETトランジスタ111とFETトランジスタ115は交互にオンオフ動作を行い、効率よく昇圧動作を行う。
このようにして、初期動作時の電流逆流を阻止しつつ、動作安定時には効率のよい昇圧動作が可能なDC/DC電圧変換装置を実現していた。
特許第3175227号公報
このようなDC/DC電圧変換装置(以下、DC/DCコンバータという)を用いた電源装置は、確かに電流逆流防止による高信頼性と、2つのFETトランジスタの交互オンオフ動作による高効率が同時に得られる昇圧動作が可能となるのである。しかし、このような電源装置を例えばハイブリッド自動車のように、高電圧を扱う定電圧源から低電圧を扱う蓄電素子に充電するといった降圧動作が必要な用途に応用すると、電源装置は図8に示す構成になる。
図8において、構成部品は図7と同じであり、接続方法が異なる。すなわち、コイル109とFETトランジスタ115を入れ替え、FETトランジスタ115のソース端子がFETトランジスタ111のドレイン端子と接続されるようにする。さらに、反転回路127とステップアップ回路129をFETトランジスタ111のゲート端子に接続する。この理由は次の通りである。
降圧動作をさせる場合、電源電圧ライン101の電圧Vddは出力端子108の電圧Voよりも低くなるため、FETトランジスタ115がオンになっても電流逆流が起こらない。一方で、FETトランジスタ111がオンになると、出力端子108からグランドに向かって電流逆流が起こる。従って、反転回路127とステップアップ回路129をFETトランジスタ111のゲート端子に接続して、初期動作期間中はFETトランジスタ111を遮断する(オフにする)ようにステップアップ回路129で制御する。
このような構成により、降圧動作においても初期動作期間中の電流逆流を阻止しつつ降圧動作が行えるが、ここで問題となるのは、FETトランジスタ111、115に高耐圧のNチャネルMOS型FETを用いた場合で、出力端子108に電圧が印加されている場合である。すなわち、出力端子108に負荷しか接続されていなければ、動作終了に伴い電圧Voは0VになるのでFETトランジスタ115のソース端子も0Vになる。従って、起動時にFETトランジスタ115のゲート端子にアンド回路125の出力をそのまま入力してもゲート電圧がソース電圧を上回るため、FETトランジスタ115をオンオフ駆動することができる。
一方、ハイブリッド自動車の例のように、出力端子に蓄電素子(低電圧バッテリやキャパシタ等)が接続されている場合であれば、動作が終了しても電圧Voは0Vではない。ゆえに、FETトランジスタ115のソース端子も電圧Voと等電圧になる。NチャネルMOS型のFETトランジスタ115は前記したようにソース電圧よりも高いゲート電圧を印加しなければ駆動できないので、もし蓄電素子の電圧Voがアンド回路125から出力される電圧よりも低ければ、FETトランジスタ115を駆動できるのであるが、高ければ駆動することができず降圧動作が行えない。従って、蓄電素子を組み合わせた電源装置を従来技術で構成した場合、確実な起動が確保されず信頼性が低下するという課題があった。
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、低電圧バッテリやキャパシタ等の蓄電素子の電圧状態に関わらずDC/DCコンバータの起動を可能にする信頼性の高い電源装置を提供することを目的とする。
前記従来の課題を解決するために、本発明の電源装置は、通常のDC/DCコンバータの構成に、第1スイッチング手段を駆動する第1駆動回路に所定の駆動電圧を出力する絶縁型DC/DCコンバータを設け、動作開始時には第2スイッチング手段をオフにした状態で前記第1スイッチング手段をオンオフ動作させ、安定動作時には前記第1スイッチング手段と前記第2スイッチング手段が交互にオンオフ動作を行うようにしたものである。これにより、常に絶縁型DC/DCコンバータから第1駆動回路に十分な駆動電圧を供給することが可能となるので、動作開始時に第1スイッチング手段を確実にオン動作させることができる。その結果、前記目的を達成することができる。
また、本発明の電源装置は、定電圧源と蓄電素子を直列に接続し、その間にDC/DCコンバータを設けた構成に対し、第1スイッチング手段を駆動する第1駆動回路に所定の駆動電圧を出力する絶縁型DC/DCコンバータを設け、動作開始時には第2スイッチング手段をオフにした状態で前記第1スイッチング手段をオンオフ動作させ、安定動作時には前記第1スイッチング手段と前記第2スイッチング手段が交互にオンオフ動作を行うようにしたものである。これによっても、常に絶縁型DC/DCコンバータから第1駆動回路に十分な駆動電圧を供給することが可能となるので、動作開始時に第1スイッチング手段を確実にオン動作させることができる。その結果、前記目的を達成することができる。
本発明の電源装置によれば、動作開始時に第1スイッチング手段を確実にオン動作させられる上、第2スイッチング手段をオフ状態にするので、電流逆流を阻止することができ、かつ降圧動作を行うことが可能となり、高信頼な電源装置を実現できる。
以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、ここでは前記した車両用の電源装置の場合について述べる。
(実施の形態1)
図1は、本発明の実施の形態1における電源装置のブロック回路図である。図2は、本発明の実施の形態1における電源装置の信号伝達回路の回路図である。図3は、本発明の実施の形態1における電源装置の絶縁型DC/DCコンバータのブロック回路図である。図4は、本発明の実施の形態1における電源装置の動作を示す経時変化図であり、(a)は定電圧源の電圧Vbの経時変化図を、(b)は絶縁型DC/DCコンバータの出力電圧Viの経時変化図を、(c)は第1スイッチング手段のゲート−ソース間の電圧差Vgsの経時変化図を、(d)は蓄電素子の電圧Vcの経時変化図を、それぞれ示す。
図1は、本発明の実施の形態1における電源装置のブロック回路図である。図2は、本発明の実施の形態1における電源装置の信号伝達回路の回路図である。図3は、本発明の実施の形態1における電源装置の絶縁型DC/DCコンバータのブロック回路図である。図4は、本発明の実施の形態1における電源装置の動作を示す経時変化図であり、(a)は定電圧源の電圧Vbの経時変化図を、(b)は絶縁型DC/DCコンバータの出力電圧Viの経時変化図を、(c)は第1スイッチング手段のゲート−ソース間の電圧差Vgsの経時変化図を、(d)は蓄電素子の電圧Vcの経時変化図を、それぞれ示す。
図1において、バッテリからなる定電圧源1は、その両端(正極と負極間)に平滑コンデンサ2が接続されるとともに、その一端(正極)にNチャネルMOS型FETからなる第1スイッチング手段3のドレイン端子が接続されている。また、定電圧源1の他端(負極)と第1スイッチング手段3の他端(本実施の形態1ではソース端子に相当)の間には、同じくNチャネルMOS型FETからなる第2スイッチング手段5が接続されている。なお、第2スイッチング手段5のソース端子は定電圧源1の負極に、第2スイッチング手段5のドレイン端子は第1スイッチング手段3のソース端子にそれぞれ接続されている。ここで、第1スイッチング手段3、および第2スイッチング手段5にNチャネルMOS型FETを用いたのは、車両用の大電力を扱うことを考慮して、高耐圧なスイッチング素子が望ましいためである。
第1スイッチング手段3と第2スイッチング手段5の接続点には、チョークコイル7の一端が接続されている。チョークコイル7の他端と定電圧源1の他端(負極)の間には平滑コンデンサ9が接続されている。平滑コンデンサ9の両端には並列に蓄電素子11が接続されている。蓄電素子11は複数の電気二重層キャパシタを定格電圧(ここでは従来同様に定電圧源1の定格電圧より低くした)になるように直列に接続して用いた。なお、電気二重層キャパシタの接続方法は直列接続に限らず、並列や直並列に接続してもよい。また、複数の電気二重層キャパシタ間の電圧バランスを取るためのバランス回路を設けてもよい。
第1スイッチング手段3のゲート端子と第2スイッチング手段5のゲート端子には、それぞれ第1駆動回路13と第2駆動回路15が接続され、これらにより第1スイッチング手段3と第2スイッチング手段5がオンオフ駆動されている。第1駆動回路13と第2駆動回路15を駆動する制御信号は制御回路17から生成される。ここで、制御回路17と第2駆動回路15の間には反転回路18が接続されているので、第1スイッチング手段3と第2スイッチング手段5が交互にオンオフ動作を行うように制御される。すなわち、同時導通を防止するように制御されている。
以上のような通常のDC/DCコンバータの構成に加え、本実施の形態1ではさらに、制御回路17と第1駆動回路13の間に、制御回路17の出力信号(パルス信号)の基準電圧を変換して出力する信号伝達回路19を設けている。すなわち、信号伝達回路19は、次のような機能を有する。
本実施の形態1では、制御回路17の出力信号はパルス信号であるが、その基準電圧(パルスがオフの時の電圧と定義する)を0Vとしている。しかし、第1駆動回路13を駆動するためには、基準電圧を第1スイッチング手段3のソース電圧Vsにしなければ、第1スイッチング手段3のゲート端子にVsより高いゲート電圧Vgを印加できない。そこで、信号伝達回路19は0Vの基準電圧を第1スイッチング手段3のソース電圧Vsに変換して、パルス信号を出力する機能を有する。
なお、信号伝達回路19の構成は多種考えられるが、本実施の形態1では図2に示す構成とした。すなわち、電圧電流変換部25で制御回路17から入力されたパルス信号を電流パルスに変換し、それに応じて電流電圧変換部27のスイッチング手段29(例えばFET)がオンオフすることにより、基準電圧が第1スイッチング手段3のソース電圧Vsに変換されて駆動信号Vdrとして第1駆動回路13に出力される。
また、本実施の形態1では、定電圧源1の電圧を入力して、所定の駆動電圧を第1駆動回路13に出力するように絶縁型DC/DCコンバータ21が接続される構成としている。絶縁型DC/DCコンバータ21はトランスを含むことにより絶縁型の回路構成としている。その具体例を図3に示す。
図3において、絶縁型DC/DCコンバータ21の入力側にはトランス31の一次側巻線33とNチャネルMOS型FETからなるスイッチング素子35が直列に接続されている。トランス31の二次側には、絶縁型DC/DCコンバータ21の出力側に接続される二次側巻線37と、出力電圧を既定値に設定するための出力制御用巻線39が形成されている。なお、二次側巻線37と出力制御用巻線39は同じ構成としている。二次側巻線37と出力制御用巻線39の一端にはそれぞれダイオードからなる整流素子41のアノード端子が接続されている。また、二次側巻線37と出力制御用巻線39の他端と整流素子41のカソード端子の間には平滑コンデンサ43が接続されている。出力制御用巻線39は、整流素子41と平滑コンデンサ43を介して、スイッチング素子35をオンオフ駆動するための制御部45に接続されている。
このような構成により、制御部45は出力制御用巻線39からの出力を取り込み、その出力電圧が設定値になるようにスイッチング素子35をオンオフ制御する。その結果、二次側巻線37と出力制御用巻線39は同構成であるので、二次側巻線37の出力電圧、すなわち絶縁型DC/DCコンバータ21の出力電圧は制御部45の設定値になって出力される。この際、一次側巻線33と二次側巻線37はトランス31を介しているので、電気的に直接接続されていない。従って、絶縁型のDC/DCコンバータを構成することができる。
なお、図3で示した絶縁型DC/DCコンバータ21の構成は一例であり、この構成に限定されるものではない。また、本実施の形態1で絶縁型DC/DCコンバータ21を用いた理由については後述する。
第1駆動回路13は2個のトランジスタ23を用いて図1に示すように接続した構成を有する。なお、第2駆動回路15も同様の構成としている。
次に、このような電源装置の動作について、図4を参照しながら説明する。なお、図4において、横軸は時間tを、縦軸は図1に示した4ヶ所の電圧、すなわち図4(a)は定電圧源1の電圧Vb、図4(b)は絶縁型DC/DCコンバータ21の出力電圧Vi、図4(c)は第1スイッチング手段3のゲート−ソース間の電圧差Vgs、図4(d)は蓄電素子11の電圧Vcをそれぞれ示す。なお、絶縁型DC/DCコンバータ21の出力電圧Viは図3の出力における+Viと−Viの差であると定義する。
まず、時間t0からt1の間は車両を起動する前の状態である。この時、定電圧源1の電圧Vbは図4(a)に示すように一定である。また、絶縁型DC/DCコンバータ21はまだ動作していないので、その出力電圧Viは0Vである。蓄電素子11は、車両非使用時に蓄電されていた電荷が自己放電していくので、その電圧Vcは図4(d)に示すように既定充電電圧Vceより小さい初期電圧Vcsになる。この時の第1スイッチング手段3のソース端子には、従来例で説明したように蓄電素子11の初期電圧Vcsが印加されるが、ゲート−ソース間の電圧差Vgsは0Vであるので、ゲート電圧VgはVcsとなる。なお、図4(c)の縦軸ではVcsを原点(=0)として示した。
次に、車両を起動するために、時間t1でイグニションスイッチ(図示せず)をオンにする。これにより、通常の車両であればエンジンを始動するためにスタータを駆動するので一時的に定電圧源1の電圧Vbが下がるのであるが、一部のハイブリッド車のように走行開始後にエンジンを始動する車両もあり、この場合は時間t1でも定電圧源1の電圧Vbは一定のままである。図4(a)では後者の場合について示した。いずれにしても、車両起動後は定電圧源1の電圧Vbは図4(a)に示すように引き続き一定となる。この時間t1で絶縁型DC/DCコンバータ21は動作を開始する。これにより、絶縁型DC/DCコンバータ21の出力電圧Viは、第1駆動回路13に供給する所定の駆動電圧(以下、出力既定電圧という)Vioに至り、以後安定する。なお、出力既定電圧は、第1スイッチング手段3のゲートしきい値電圧より十分高く、かつゲート破壊電圧より小さい範囲にて任意に設定できる。
その後、時間t2で制御回路17から第1スイッチング手段3と第2スイッチング手段5を駆動するための制御信号が生成される。従って、絶縁型DC/DCコンバータ21の出力既定電圧Vioは、制御回路17からの制御信号が生成される前に出力されることになる。この動作開始時には、第1スイッチング手段3をオンオフ動作するように制御信号を生成している。これらにより、第1スイッチング手段3を遅延なく駆動できるので、高信頼性が得られる。
制御回路17からオンオフ制御を行う信号が生成されると、信号伝達回路19で基準電圧が変換されて、第1駆動回路13内のトランジスタ23をオンにする。その結果、図4(c)に示すように絶縁型DC/DCコンバータ21の出力Vio(駆動電圧)を波高値とするオンオフ信号が第1駆動回路13を介して第1スイッチング手段3のゲート−ソース間に印加されるので、第1スイッチング手段3のゲート電圧Vgがソース電圧VsよりVioだけ高くなる。この際、Vioがゲートしきい値電圧を超えればオン状態に、ゲートしきい値電圧を下回ればオフ状態になり、まず第1スイッチング手段3を駆動することができる。一方、第2スイッチング手段5は第2駆動回路15によりオフ状態となるので、電流逆流を阻止できる。
以後、第2スイッチング素子5がオフの状態で、第1スイッチング手段3がオンオフ動作を繰り返すことにより、蓄電素子11へは降圧動作により充電が開始され、図4(d)に示すように電圧Vcは上昇していく。なお、制御信号のパルス幅、すなわちデューティー比(Vgsに反映される)はVcの上昇に応じて、図4(c)に示すようにVcが既定充電電圧Vceになるように変化していく。
このような動作により、時間t3でVcがVceに至ると蓄電素子11の充電が完了するので、制御回路17は図4(c)に示すようにVceを維持するための一定の制御信号を生成する。これにより、t3以降ではVcはVceに維持される。このような安定動作時には、第2駆動回路は第2スイッチング手段5のオンオフ動作を開始する。これにより、第1スイッチング手段3と第2スイッチング手段5が交互にオンオフ動作を行うことになる。
なお、電源装置の用途によっては蓄電素子11への既定充電電圧Vceを定電圧源1の電圧Vbとほぼ等しく設定する場合がある。このためには、蓄電素子11の電圧VcがVbと等しくなるように制御すればよいので、本実施の形態1ではVcがVce(≒Vb)に至れば、制御回路17は第1スイッチング手段3のオンデューティー(デューティー比のオン期間の比率)を1とするように制御している。その結果、第1スイッチング手段3は常時オンになるので、定電圧源1と蓄電素子11がチョークコイル7を介して直結されることになり、Vc≒Vbに制御できる。
なお、一般的なDC/DCコンバータでは、オンデューティーを1にすると、チャージポンプ回路(第1駆動回路13と信号伝達回路19に相当)の電圧が低下していき、スイッチングできないという課題があったが、この構成の場合、絶縁型DC/DCコンバータの出力をチャージポンプ回路に接続することで、第1スイッチング手段3の駆動に必要な電圧を常時供給できるため、安定な動作が可能となる。
以上の構成、動作により、第1スイッチング手段3に高耐圧のNチャネルMOS型FETを用いた場合でも、定電圧源1の電圧を絶縁型DC/DCコンバータ21で出力既定電圧Vioに変換してゲート端子に印加できるので、蓄電素子11の電圧の高低に関わらず、確実にゲート端子へソース端子より高い電圧の印加が可能となり、高信頼性が得られる電源装置を実現できた。
ここで、本実施の形態1で絶縁型DC/DCコンバータ21を用いた理由について説明する。もし、非絶縁型DC/DCコンバータ(2つのスイッチング手段で電圧変換を行うもので、入力と出力が電気的に接続されている)を用いたとすると、その出力電圧は既定値に固定される。その結果、蓄電素子11の初期の電圧Vcが低かった場合、その状態で第1スイッチング手段3のゲート端子に非絶縁型DC/DCコンバータの固定された出力電圧を印加すると、ゲート−ソース間の電位差が極めて大きくなり、第1スイッチング手段3を破壊してしまう可能性がある。一方、絶縁型DC/DCコンバータ21の場合、その出力既定電圧Vioは、第1スイッチング手段3のソース電圧Vsに加算する電圧として出力することができる。従って、Vsがどのような電圧値であっても、それにVioを加算してゲート端子に印加するので、Vio=Vgsとなり、ゲート−ソース間の電位差は図4(c)のパルスの高さに示されるように常に一定となる。ゆえに、第1スイッチング手段3を破壊する可能性がなく、極めて高信頼性が得られる。このような理由から絶縁型DC/DCコンバータ21を用いている。
(実施の形態2)
図5は本発明の実施の形態2における電源装置のブロック回路図である。図5において、図1と同じ構成要素には同じ符号を用い、説明を省略する。すなわち、本実施の形態2の特徴は、図5に示すように定電圧源1と蓄電素子11を入れ替えて接続した点である。このような構成とすることにより、実施の形態1に比べ、主要な動作は同じであるが、さらに以下の動作が可能となる。
図5は本発明の実施の形態2における電源装置のブロック回路図である。図5において、図1と同じ構成要素には同じ符号を用い、説明を省略する。すなわち、本実施の形態2の特徴は、図5に示すように定電圧源1と蓄電素子11を入れ替えて接続した点である。このような構成とすることにより、実施の形態1に比べ、主要な動作は同じであるが、さらに以下の動作が可能となる。
実施の形態1では降圧動作であるため、定電圧源1の電圧Vbとほぼ等しい電圧までしか蓄電素子11を充電できなかった。この場合、通常時は負荷(図示せず)には定電圧源1の電圧Vbが供給されているので、定電圧源1の電圧低下時にVbとほぼ等しい蓄電素子11の電圧Vcを供給することで、負荷への電圧を安定させる用途には好適であった。
一方、実施の形態2では定電圧源1と蓄電素子11を入れ替えて接続しているが、定電圧源1を入力として見た場合、従来と同様に昇圧回路が形成されることになるので、定電圧源1の電圧Vbを、それより昇圧して蓄電素子11に充電することができる。この昇圧回路により、蓄電素子11に接続されている負荷が高電圧仕様であっても対応することが可能になる。なお、この構成で定電圧源1から昇圧して蓄電素子11を充電する場合の動作は従来と同じである。また、蓄電素子11への充電初期においては、絶縁型DC/DCコンバータ21からの電圧が小さすぎるので、絶縁型DC/DCコンバータ21の動作を停止させている。
本実施の形態2の構成における特徴となる点は、電源装置の使用終了時に高電圧で蓄えられた蓄電素子11の電力を降圧して定電圧源1に充電する動作が可能となることである。これにより、蓄電素子11の電力を有効に利用することができる。なお、この場合は、使用終了時に蓄えられた蓄電素子11の電圧を絶縁型DC/DCコンバータ21で出力既定電圧Vioに変換して第1スイッチング手段3のゲート端子に印加できるので、確実にゲート端子へソース端子より高い電圧の印加が可能となり、第1スイッチング手段3を駆動することができる。この降圧動作の開始時に第2スイッチング手段5をオフ状態とすることにより電流逆流を阻止することができる。従って、実施の形態1と同様に高信頼性が得られる。
以上の構成、動作により、第1スイッチング手段3のソース端子より高い電圧を確実にゲート端子へ印加でき、また電流逆流を阻止できるので高信頼性が得られる上に、定電圧源より高電圧で蓄電素子を充電でき、使用終了時に蓄電素子の電力を定電圧源に充電できる高効率性を併せて得られる電源装置を実現できた。
(実施の形態3)
図6は本発明の実施の形態3における電源装置のブロック回路図である。図6において、図1と同じ構成要素には同じ符号を用い、説明を省略する。すなわち、本実施の形態3の特徴は、実施の形態1に比べて構成部品の接続を変えた点である。
図6は本発明の実施の形態3における電源装置のブロック回路図である。図6において、図1と同じ構成要素には同じ符号を用い、説明を省略する。すなわち、本実施の形態3の特徴は、実施の形態1に比べて構成部品の接続を変えた点である。
具体的には、蓄電素子11の一端(正極)に第1スイッチング手段3のドレイン端子を接続し、蓄電素子11の他端(負極)と第1スイッチング手段3の他端(ソース端子)の間にチョークコイル7を接続するとともに、第1スイッチング手段3のソース端子とチョークコイル7の接続点に第2スイッチング手段5の一端(ドレイン端子)を接続し、第2スイッチング手段5の他端(ソース端子)と蓄電素子11の他端(負極)の間に定電圧源1を接続した構成となる。なお、定電圧源1の極性は図1の構成に比べ正負逆転している。これに伴って、絶縁型DC/DCコンバータ21の出力(+Viと−Vi)も逆転している。上記以外の構成は図1と同じである。
このように接続を変更することにより、定電圧源1と蓄電素子11は直列に接続されることになる。従って、例えば定電圧源1に接続された負荷(図示せず)が大電流を消費したことにより定電圧源1の電圧Vbが一時的に下がったとすると、その電圧降下を補うように蓄電素子11の電力を供給することで、負荷の動作を安定化させる電源装置として適用できる。
図6に示した電源装置の動作については実施の形態1と全く同じであり、蓄電素子11の電圧状態に関係なく第1駆動回路13に対して第1スイッチング手段3の駆動に十分な電圧が供給されるので、DC/DCコンバータの動作開始時においても第1スイッチング手段3の駆動電圧を高めることができ、確実な起動の確保が可能になる。また、この時に第2スイッチング手段5をオフ状態にすることにより、定電圧源1からの電流逆流を阻止することができる。
なお、本実施の形態3においても実施の形態2と同様に定電圧源1と蓄電素子11を入れ替えて接続した構成としてもよい。この場合も、上記効果に加え、実施の形態2と同様の効果、すなわち定電圧源1より高電圧で蓄電素子11を充電でき、使用終了時に蓄電素子11の電力を定電圧源1に充電できる高効率性を得ることができる。
以上の構成、動作により、蓄電素子11の電圧状態に関係なく、確実に起動が可能な高信頼性の電源装置を実現できた。
なお、実施の形態1〜3では、蓄電素子11として電気二重層キャパシタを用いた例を示したが、これは電気化学キャパシタ等の他のキャパシタや、低電圧バッテリ(二次電池)でもよい。さらに、車両用の電源装置の場合について述べたが、携帯機器等の車両用以外の電源装置にも適用できる。
本発明にかかる電源装置は電流逆流を阻止できるとともに、蓄電素子の電圧の高低に関わらず確実に第1スイッチング手段を駆動できるので、入力された電圧を任意の設定電圧に変換する高信頼な電源装置等として有用である。
1 定電圧源
3 第1スイッチング手段
5 第2スイッチング手段
7 チョークコイル
11 蓄電素子
13 第1駆動回路
15 第2駆動回路
17 制御回路
19 信号伝達回路
21 絶縁型DC/DCコンバータ
3 第1スイッチング手段
5 第2スイッチング手段
7 チョークコイル
11 蓄電素子
13 第1駆動回路
15 第2駆動回路
17 制御回路
19 信号伝達回路
21 絶縁型DC/DCコンバータ
Claims (5)
- 定電圧源と、
前記定電圧源の一端に接続された第1スイッチング手段と、
前記定電圧源の他端と前記第1スイッチング手段の他端の間に接続された第2スイッチング手段と、
前記第1スイッチング手段と前記第2スイッチング手段の接続点に一端が接続されたチョークコイルと、
前記チョークコイルの他端と前記定電圧源の他端の間に接続された蓄電素子と、
前記第1スイッチング手段を駆動する第1駆動回路と、
前記第2スイッチング手段を駆動する第2駆動回路と、
前記第1スイッチング手段と前記第2スイッチング手段が交互にオンオフ動作を行うように制御する制御回路と、
所定の駆動電圧を前記第1駆動回路に出力する絶縁型DC/DCコンバータと、
前記制御回路と前記第1駆動回路の間に前記制御回路の出力信号の基準電圧を変換して出力する信号伝達回路とから構成され、
動作開始時には前記第2スイッチング手段をオフにした状態で前記第1スイッチング手段をオンオフ動作させ、
安定動作時には前記第1スイッチング手段と前記第2スイッチング手段が交互にオンオフ動作を行うようにした電源装置。 - 蓄電素子と、
前記蓄電素子の一端に接続された第1スイッチング手段と、
前記蓄電素子の他端と前記第1スイッチング手段の他端の間に接続されたチョークコイルと、
前記第1スイッチング手段と前記チョークコイルの接続点に一端が接続された第2スイッチング手段と、
前記第2スイッチング手段の他端と前記蓄電素子の他端の間に接続された定電圧源と、
前記第1スイッチング手段を駆動する第1駆動回路と、
前記第2スイッチング手段を駆動する第2駆動回路と、
前記第1スイッチング手段と前記第2スイッチング手段が交互にオンオフ動作を行うように制御する制御回路と、
所定の駆動電圧を前記第1駆動回路に出力する絶縁型DC/DCコンバータと
前記制御回路と前記第1駆動回路の間に前記制御回路の出力信号の基準電圧を変換して出力する信号伝達回路とから構成され、
動作開始時には前記第2スイッチング手段をオフにした状態で前記第1スイッチング手段をオンオフ動作させ、
安定動作時には前記第1スイッチング手段と前記第2スイッチング手段が交互にオンオフ動作を行うようにした電源装置。 - 絶縁型DC/DCコンバータの出力電圧は、制御回路からの制御信号が生成される前に出力されるようにした請求項1、または2に記載の電源装置。
- 第1スイッチング手段のオンデューティーが1で動作する状態を有する請求項1、または2に記載の電源装置。
- 定電圧源と蓄電素子を入れ替えて接続した請求項1、または2に記載の電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006237224A JP2008061435A (ja) | 2006-09-01 | 2006-09-01 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
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JP2006237224A JP2008061435A (ja) | 2006-09-01 | 2006-09-01 | 電源装置 |
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Publication Number | Publication Date |
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JP2008061435A true JP2008061435A (ja) | 2008-03-13 |
Family
ID=39243552
Family Applications (1)
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JP2006237224A Pending JP2008061435A (ja) | 2006-09-01 | 2006-09-01 | 電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
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JP (1) | JP2008061435A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2012244658A (ja) * | 2011-05-16 | 2012-12-10 | Mitsubishi Electric Corp | 車載電子制御装置 |
-
2006
- 2006-09-01 JP JP2006237224A patent/JP2008061435A/ja active Pending
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JP2012244658A (ja) * | 2011-05-16 | 2012-12-10 | Mitsubishi Electric Corp | 車載電子制御装置 |
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