CN102783069A - 通信系统、发送装置、接收装置 - Google Patents

Abstract

一种发送装置，具备对多个接收装置在同一信道、同一时刻发送信号的多根发送天线，发送装置具有：生成发往各接收装置的DRS(固有参考信号)的DRS生成部、使用由至少一部分DRS构成的第1组DRS来生成非正交DRS的非线性空间复用部、以及发送至少包含非正交DRS在内的信号的发送部。

Description

通信系统、发送装置、接收装置

技术领域

本发明涉及移动通信技术。

背景技术

1.关于THP

Tomlinson Harashima Precoding(THP)是在存在干扰的状况下发送装置预先掌握干扰并从发送信号中预先消除干扰来对接收装置发送信号的技术。是通过此时在收发两装置中进行模(modulo；求余)运算，从而抑制了因消除干扰而带来的发送功率的增加而进行信号的收发的方法(参照下述非专利文献1)。

针对在利用了THP的通信中收发的两侧所执行的模运算来进行说明。该模运算是通过将发送信号保持为一定振幅以下来减少发送功率的处理。具体而言，模运算是按照通过对发送信号的I-ch(In-phase channel)，Q-ch(Qudrature channel)加上对收发两侧而言已知的值τ的整数倍的信号来使该信号成为收敛于[-τ/2，τ/2]的范围的信号的方式进行变换的运算。该模运算的一例在图24中示出。在图24中，模运算通过以●表示的信号移动至○的位置的处理来表现，通过对●加上扰动矢量d(＝(-2)τ+j*(-1)τ)而移动至○。j是虚数单位。○与I-ch、Q-ch一并收敛于以原点为中心的[-τ/2，τ/2]的范围。如此，模运算具有使信号的振幅收敛于一定范围内的效果。通常，模宽τ，在将调制符号的平均功率向1归一化的情况下，根据调制方式，成为预先对收发侧而言已知的给定的值。例如，在QPSK中在16QAM中

在64QAM中

通过该模运算，即使在接收侧受到较大干扰的环境下，也能在抑制因干扰去除而带来的发送功率的增加的同时，来发送信号。另外，若将模运算以数式表示，则成为：

【数式1】

${\mathrm{Mod}}_{\mathrm{\τ}}\left(x\right)=x-\mathrm{floor}\left(\frac{\mathrm{Re}\left(x\right)+\frac{\mathrm{\τ}}{2}}{\mathrm{\τ}}\right)\mathrm{\τ}-j\·\mathrm{floor}\left(\frac{\mathrm{Im}\left(x\right)+\frac{\mathrm{\τ}}{2}}{\mathrm{\τ}}\right)\mathrm{\τ}---\left(1\right)$

。在此，j是虚数单位，Re(x)表示x的实部，Im(x)表示x的虚部。floor(x)表示不超过x的最大的整数。

接下来，说明THP的原理。将期望信号设为s，干扰设为f。发送装置首先从期望信号s中减去干扰f。这是以THP预先掌握了干扰f为前提。然而，由于减法结果的信号s-f的通常振幅较大，因此若直接进行发送则发送功率会增加。于是，发送装置对该信号s-f进行模运算，来发送以Mod_t(s-f)表示的信号。

如此，发送装置能使发送信号与I-ch Q-ch一并收敛于以原点为中心[-τ/2，τ/2]的范围内，较之于发送信号s-f的情况，能发送抑制了功率的信号。在此，若将传播路径的特性设为1来忽略噪声的影响，则接收信号成为Mod_t(s-f)+f。因为接收装置受干扰f。若接收装置对该接收信号进行模运算，则成为

【数式2】

Mod_τ(Mod_τ(s-f)+f)＝Mod_τ(s-f+f)＝Mod_τ(s)＝s    (2)

，接收装置能检测期望信号。如此，通过在接收侧也进行模运算，能在接收侧还原期望信号s。以上是THP的机制。

2.MU-MIMO THP

(整体的系统构成)

如图25所示，若基站(Base Station：BS)在同一时刻、同一频率对多个终端(Mobile Terminal：MT)发送信号，则通常会产生用户间干扰(Multi UserInterference：MUI)。使用THP效率良好地去除该MUI来对多个MT进行复用的方法是下行链路(Downlink：DL)的MU-MIMO(多用户多入多出)。

DL MU-MIMO THP是以BS对MT的传播路径状态信息(Channel StateInformation：CSI)全部进行了掌握为前提的技术。这是由于，如上述那样，THP中，需要作为发送装置的BS掌握作为接收装置的MT受到的干扰，在DL MU-MIMO THP中，为了计算该干扰，需要使用CSI。

以下，参照附图来说明该DL MU-MIMIO THP的BS和MT的构成。本次为了简化说明，描述了MT为2人的情况，但在MU-MIMO THP中复用了任意的数目的MT的情况下也能同样地实现。(参照下述非专利文献2)

(BS构成图(2MTs))

BS掌握了发往各MT的CSI，同时以同一时刻、同一频率对2个MT发送信号。此时，如图25所示，为了使2个MT(MT1、MT2)彼此不受干扰，需要去除发往MT1的信号对MT2造成的干扰、发往MT2的信号对MT1造成的干扰这样的彼此互造成的2个干扰。BS利用THP来去除这2个干扰中的一者，并乘以线性滤波器来去除另一者。图26示出了用于实现与2个MT之间的通信的具体的BS的一构成例。以下，依照图26所示的构成例来说明BS的构成。

(BS的构成)

首先，编码部101-1，2对发往各MT的信息比特进行纠错编码，并将发往各MT的编码比特输入至调制部103-1，2。调制部103-1，2对所输入的发往各MT的编码比特进行调制，来生成发往各MT的调制信号。生成了发往MT1的调制信号的调制部103-1将发往MT1的调制符号输入至干扰计算部113和线性滤波器乘法部115。生成了发往MT2的调制信号的调制部103-2将发往MT2的调制符号输入至干扰减法部107。

线性滤波器计算部117使用BS所掌握的CSI来计算线性滤波器和干扰系数信息，并分别输入至线性滤波器乘法部115和干扰计算部113。接下来，干扰计算部113使用从生成了发往MT1的调制信号的调制部103-1输入的调制信号和干扰系数信息，来计算MT2受到的干扰，并输入至干扰减法部107。干扰减法部107在从发往MT2的调制信号中减去MT2受到的干扰后，将该减法结果的信号输入至模运算部111。模运算部111对减法结果的信号实施式(1)所示的模运算，并将模运算后的信号输入至线性滤波器乘法部115。在图26中，将由虚线包围的干扰减法部107、干扰计算部113、以及模运算部111称为非线性空间复用部105。

线性滤波器乘法部115对所输入的发往MT1的信号、以及发往MT2的信号乘以线性滤波器。由此，发往MT2的信号的Null朝着MT1的方向，发往MT2的信号不会对MT1造成干扰。

其后，线性滤波器乘法部115将线性滤波器乘法后的信号输入至发送部121-1，2。发送部121-1，2在对线性滤波器乘法后的信号进行数字/模拟变换后，上变频至载波频率来对MT1以及MT2发送信号。

(MT构成图(2MTs))

MT1、MT2接收从BS发送的信号。各MT对接收信号使用与BS相同的模运算来进行接收处理。参照图27来进行MT的详细的说明。

(MT的构成)

接收部131将在天线AT接收到的信号从载波频率下变频至基带，进行模拟/数字变换，来生成基带数字信号。其后，接收部131将基带数字信号输入至传播路径补偿部133。传播路径补偿部133对基带数字信号进行传播路径补偿，并将传播路径补偿后的信号输入至模运算部135。模运算部135对传播路径补偿后的信号实施式(1)所示的模运算来对解调部输入信号。解调部137对取模后的信号进行解调，并将解调结果输入至解码部141。

(理论说明)

如参照图26以及图27所说明的那样，DL MU-MIMO THP的机制是，将发往MT1的信号和发往MT2的信号彼此互造成的干扰中的一者通过THP来去除，另一者通过线性滤波器的乘法来去除。接着，从理论方面来详细说明该DL MU-MIMO THP的机制。

(变量定义)

现在，将从BS具有的2根天线到MT1的传播路径的复增益设为h₁₁，h₂₁。另外，同样地，将到MT2的传播路径的复增益设为h₂₁，h₂₂。利用这些值使传播路径矩阵H为

【数式3】

$H=\left(\begin{array}{cc}{h}_{11}& h_{12}\\ h_{21}& h_{22}\end{array}\right)---\left(3\right)$

。另外，将发往MT1和MT2的调制信号分别设为s₁，s₂。

(线性滤波器的计算)

线性滤波器乘法部115通过利用线性滤波器使发往MT2的信号对MT1而言朝着Null，来去除发往MT2的信号对MT1造成的干扰。该线性滤波器通过由线性滤波器乘法部115对传播路径矩阵H的埃尔米特(Hermite)共轭H^H进行QR分解来求取。QR分解是将任意的矩阵分解为酉矩阵(unitary matrix)Q与上三角矩阵R之积的方法，若对H^H进行QR分解，则表示为

【数式4】

H^H＝QR                                            (4)

。在此，Q、R均为2行2列的矩阵，R是2行1列分量为0的上三角矩阵。在线性滤波器乘法部115中相乘的线性滤波器是该式(4)中的酉矩阵Q。若将线性滤波器Q与实际的传播路径矩阵H合起来而得到的HQ等效地考虑为一个传播路径，则

【数式5】

HQ＝(QR)^HQ＝(R^HQ^H)Q＝R^H                            (5)

。由于R是上三角矩阵，因此R^H成为下三角矩阵。即等效传播路径R^H的1行2列分量成为0。若将MT1和MT2的接收信号y₁，y₂假定为噪声为0来进行计算，则成为

【数式6】

$\left(\begin{array}{c}{y}_1\\ y_2\end{array}\right)=R^H\left(\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}{r}_{11}^{*}& 0\\ r_{12}^{*}& r_{22}^{*}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}{r}_{11}^{*}{s}_1\\ r_{12}^{*}{s}_1+r_{22}^{*}{s}_2\end{array}\right)---\left(6\right)$

。在此将R的k行1列分量以r_k1来表示。另外，*表示复共轭。观察式(6)可知，y₁中未进入s₂的分量。也就是，BS通过对发往MT的信号乘以线性滤波器Q，来使发往MT2的信号到达不了MT1。换言之，BS使发往MT2的信号的Null朝着MT1。

(干扰的计算)

由于通过线性滤波器能去除发往MT2的信号对MT1造成的干扰，因此，接下来使用上述的THP来去除发往MT1的信号对MT2造成的干扰。

如在式(2)中那样，BS为了进行THP，首先必须计算干扰f。在此，将MT2进行了传播路径补偿后的干扰设为f，来求取该值。根据式(6)，若将MT2进行了传播路径补偿后的接收信号设为z₂，则

【数式7】

$z_2=1/r_{22}^{*}\·y_2=1/r_{22}^{*}\·(r_{12}^{*}{s}_1+r_{22}^{*}{s}_2)=s_2+r_{12}^{*}/r_{22}^{*}\·s_1---\left(7\right)$

。在此干扰分量f指的是发往MT2的信号s₂以外的项，因此成为

【数式8】

$f=r_{12}^{*}/r_{22}^{*}\·s_1---\left(8\right)$

。在此，f是对发往MT1的信号s₁乘以系数r₁₂ ^*/r₂₂ ^*而得到的结果。该系数r₁₂ ^*/r₂₂ ^*是干扰系数信息。线性滤波器乘法部算出该干扰系数信息并输入至干扰计算部，干扰计算部根据该系数r₁₂ ^*/r₂₂ ^*和发往MT1的调制信号s₁来算出式(8)所示的干扰f。

(THP)

BS使用干扰f和发往MT2的调制信号s₂，在干扰减法部107以及模运算部111中计算信号Mod_t(s₂-f)，并将该信号输入至线性滤波器乘法部115。线性滤波器乘法部115对信号Mod_t(s₂-f)和发往MT1的信号s1乘以线性滤波器Q来计算发送信号。在此，将图26所示的干扰减法部107、干扰计算部113、以及模运算部111称为非线性空间复用部105，并将对从调制信号中实施干扰去除以及模运算并输入至线性滤波器乘法部115的信号进行计算的处理称为非线性空间复用。

(接收信号)

若将式(6)的s₂替换为Mod_t(s₂-f)来求取接收信号，则

【数式9】

$\left(\begin{array}{c}{y}_1\\ y_2\end{array}\right)=\mathrm{HQ}\left(\begin{array}{c}{s}_1\\ \mathrm{Mod}(s_2-f)\end{array}\right)=R^H\left(\begin{array}{c}{s}_1\\ \mathrm{Mod}(s_2-f)\end{array}\right)$ $\left(9\right)$

$=\left(\begin{array}{c}{r}_{11}^{*}{s}_1\\ r_{12}^{*}{s}_1+r_{22}^{*}\·\mathrm{Mod}(s_2-f)\end{array}\right)$

。在此，MT2在对接收信号y₂进行了传播路径补偿后进行模运算。如此，

【数式10】

$\mathrm{Mod}(1/r_{22}^{*}\·y_2)=\mathrm{Mod}(r_{12}^{*}/r_{22}^{*}{s}_1+\mathrm{Mod}(s_2-r_{12}^{*}/r_{22}^{*}{s}_1))$

$=\mathrm{Mod}(r_{12}^{*}/r_{22}^{*}{s}_1+(s_2-r_{12}^{*}/r_{22}^{*}{s}_1))---\left(10\right)$

$=s_2$

，MT2能检测发往本终端的调制信号s₂。另外，在MT1中也在进行了传播路径补偿后进行模运算，由此能取出调制信号。

【数式11】

$\mathrm{Mod}(1/r_{11}^{*}\·y_1)=\mathrm{Mod}(r_{11}^{*}/r_{11}^{*}{s}_1)$

$=\mathrm{Mod}\left(s_1\right)---\left(11\right)$

${=s}_1$

如此，能在MT1和MT2两者中检测发往本终端的信号。

3.针对具有多根接收天线的MT的多流通信

上述说明的是将数据流发送至别的MT各一个的方法，但如图28所示，还存在具有多根接收天线，将进行基于SU-MIMO的多个数据流通信的MT彼此进而在同一时刻、同一频率通过MU-MIMO THP来进行空间复用的技术(参照非专利文献3)。根据该技术，即使对于具有多根接收天线的MT，也能有效活用空间资源。如此，在进行多流通信时，BS也对发往各MT的各数据流实施模运算来进行发送。

4.关于DRS

在DL MU-MIMO THP中对解调用的发往各MT的固有参考信号(Dedicated Reference Signals：DRS)进行发送时，使用了在正交的无线资源中分割发往各MT的DRS的复用方法(时分复用或频分复用等)，而未使用空间复用(参照专利文献1)。以下，将分割配置于正交的无线资源的发往各MT的DRS称为“正交DRS”。使用正交DRS是由于，若与由调制了信息比特后的信号等构成的数据信号同样地，BS进行基于MU-MIMOTHP的空间复用来发送DRS，则MT不知道信号的振幅，因此不能对DRS进行模运算，从而不能基于被实施模运算而发送的DRS来进行传播路径估计。

在以正交的无线资源来对各MT发送DRS的情况下，BS发送预先对BS和MT两者而言已知的DRS(在信号点平面上以复数q来表示。)。此时，BS以一个正交的无线资源来仅对一个MT发送DRS，而对其他的MT不发送信号。故而，MT能不受干扰的影响来接收由BS发送的DRS，通过将DRS的接收信号点y除以q，能求取传播路径h＝y/q。

另一方面，BS即使与数据信号同样地进行基于THP的空间复用来同时地对多个MT发送DRS，MT也不能进行传播路径估计。这是因为，BS对DRS实施模运算以后再进行发送，因此MT作为基准的信号不是q，而是通过模运算对信号q加上了扰动矢量d后的信号。也就是作为基准的信号是由q+d表示的点，MT在将DRS的接收信号点y除以q+d时，不能预先知道d的值，因此不能估计传播路径h的值。

故而，DL MU-MIMO THP不使用对发往各MT的DRS进行空间复用的方法，而使用了正交DRS(参照下述专利文献1)。

【先行技术文献】

【专利文献】

专利文献1：日本特开2009-182894号公报

【非专利文献】

非专利文献1：H.Harashima and H.Miyakawa，“Matched-TransmissionTechnique for Channels With Intersymbol Interference”，IEEE TransactionsOn Communications，Vol.Com-20，No.4，pp.774-780，August 1972.

非专利文献2：J.Liu and A.Krzymien，“Improved Tomlinson-HarashimaPrecoding for the Dowinlink of Multiple Antenna Multi-User Systems”，Proc.IEEE Wireless and Communications and Networking Conference，pp.466-472，March 2005.

非专利文献3：V.Stankovic and M.Haardt，“Successive optimizationTomlinson-Harashima precoding(SO THP)for multi-user MIMO systems”，Proc.IEEE Int.Conf.Acoust.，Speech，and Signal Processing(ICASSP)，Vol.III，pp.1117-1120，Philadelphia，PA，USA，March 2005.

发明内容

发明要解决的课题

以对正交DRS进行空间复用的MT数那么多进行时分复用，来发送以剩余的符号进行了空间复用后的数据信号。例如，需要像图29(a)的DRS-MT1、DRS-MT2、……、DRS-MT4那样，对正交DRS进行时间复用。

另一方面，为了对数据信号准确地解调或解码，需要使传播路径估计精度得以提高。故而，理想状态下，BS对各MT发送多次DRS，MT对这多个DRS进行合成。

然而，若分多次来发送正交DRS，则控制信息的开销会增加。例如，会像图29(b)那样，为了正交DRS的发送而消耗的符号的数目增加，发送数据速率大大下降。当然，图29(a)和图29(b)的构成只是一例，该问题在对使用了基于DL MU-MIMO THP的空间复用的通信系统而言可谓一般性问题。

为此，本发明的目的在于，提供一种在使用了基于MU-MIMO THP的空间复用的通信系统中将发送数据速率的下降抑制到最小限度的同时提高传播路径估计精度的方法。

用于解决课题的手段

除了在日本特开2009-182894号公报中所记载的进行时间复用等的解调用导频以外，还与数据相同地，通过DL MU-MIMO THP的原理来发送空间复用后的解调用导频。各MT通过对以正交的无线资源而发送的解调用导频和空间复用后的导频进行组合，来以给定的方法合成两个导频并进行传播路径估计。

根据本发明的一观点，提供一种发送装置，具备对多个接收装置在同一信道、同一时刻发送信号的多根发送天线，所述发送装置的特征在于具有：DRS生成部，其生成发往各所述接收装置的DRS(固有参考信号)；非线性空间复用部，其使用由至少一部分所述DRS构成的第1组DRS来生成非正交DRS；以及发送部，其发送至少包含所述非正交DRS在内的信号。进而，其特征在于，所述发送装置还具有：正交复用部，其使用由至少一部分所述DRS构成的第2组DRS来生成正交DRS，所述发送部发送至少包含所述非正交DRS和所述正交DRS各一个在内的信号。

进而，优选地，所述发送装置还具有：数据信号生成部，其生成发往各所述接收装置的数据信号，所述非线性空间复用部对所述数据信号实施非线性空间复用，所述发送部还将所述非线性空间复用后的数据信号发送至所述多个接收装置。

进而，其特征在于，所述发送装置还具有：线性滤波器计算部，其基于传播路径状态信息来计算线性滤波器和干扰系数信息，所述非线性空间复用部具有：干扰计算部，其基于所述数据信号或所述第1组的一部分DRS，来计算各所述接收装置所受的干扰；干扰减法部，其从针对各所述接收装置的、各所述数据信号或所述第1组DRS中，减去所述干扰；以及模运算部，其对由所述干扰减法部减去所述干扰后的至少一个所述数据信号或减去所述干扰后的属于所述第1组的至少一个DRS实施模运算。

可以是一种接收装置，其特征在于具有：接收部，其接收对发往多个接收装置的DRS进行了空间复用后的非正交DRS；以及传播路径估计部，其至少基于所述非正交DRS来进行传播路径估计。

进而，优选地，进而，所述接收部接收正交DRS，所述传播路径估计部具有：至少基于所述正交DRS和所述非正交DRS来进行传播路径估计的传播路径估计部。优选地，所述传播路径估计部具有：正交DRS估计部，其基于所述正交DRS来进行第一传播路径估计；以及扰动矢量估计部，其基于所述第一传播路径估计的结果和所述非正交DRS，来估计与该非正交DRS相加的扰动矢量。优选地，所述传播路径估计部具有：合成DRS估计部，其基于所述非正交DRS、所述扰动矢量、以及所述正交DRS，来计算传播路径估计值。

优选地，所述接收部接收正交DRS以及多个非正交DRS，所述传播路径估计部具有：正交DRS估计部，其基于正交DRS来计算传播路径估计值；扰动矢量估计部，其基于所述传播路径估计值、以及多个所述非正交DRS中的一部分，来分别估计与该非正交DRS相加的扰动矢量；以及合成DRS估计部，其基于所述一部分的非正交DRS、所述扰动矢量、以及所述正交DRS，来计算传播路径估计值。

优选地，所述扰动矢量估计部基于所述一部分的非正交DRS以外的非正交DRS、以及所述传播路径估计值，来分别估计与该所述一部分的非正交DRS以外的非正交DRS相加的扰动矢量。

另外，可以是一种通信系统，由多个接收装置、以及使用多根发送天线对所述多个接收装置在同一信道同一时刻发送信号的发送装置构成，所述通信系统的特征在于，所述发送装置具有：DRS生成部，其生成发往各所述接收装置的DRS(固有参考信号)；非线性空间复用部，其使用由至少一部分所述DRS构成的第1组DRS来生成非正交DRS；以及发送部，其发送至少包含所述非正交DRS在内的信号，所述接收装置具有：接收部，其接收对发往多个接收装置的DRS进行了空间复用后的非正交DRS；以及传播路径估计部，其至少基于所述非正交DRS来进行传播路径估计。

另外，提供一种发送方法，是使用多根发送天线对多个接收装置在同一信道、同一时刻发送信号的方法，具有：生成发往各所述接收装置的DRS(固有参考信号)的步骤；使用由至少一部分所述DRS构成的第1组DRS来生成非正交DRS的步骤；以及发送至少包含所述非正交DRS在内的信号的步骤。

可以是一种接收方法，其特征在于具有：接收正交DRS以及非正交DRS的步骤；基于正交DRS来计算传播路径估计值的步骤；以及基于所述传播路径估计值和非正交DRS来进行传播路径估计的步骤。

本发明既可以是用于使计算机执行上述所记载的方法的程序，又可以是对该程序进行记录的记录介质。程序可以通过互联网等传输介质而取得。

另外，可以是一种在发送装置中所使用的处理器，该发送装置具备对多个接收装置在同一信道、同一时刻发送信号的多根发送天线，所述处理器的特征在于具有：DRS生成部，其生成发往各所述接收装置的DRS(固有参考信号)；非线性空间复用部，其使用由至少一部分所述DRS构成的第1组DRS来生成非正交DRS；以及发送部，其发送至少包含所述非正交DRS在内的信号。

另外，可以是一种在接收装置中所使用的处理器，其特征在于具有：接收部，其接收对发往多个接收装置的DRS进行了空间复用后的非正交DRS；以及传播路径估计部，其至少基于所述非正交DRS来进行传播路径估计。

本说明书包含作为本申请的优先权的基础的日本国专利申请2010-043830号的说明书和/或附图中所记载的内容。

发明效果

对于空间复用后的非正交DRS，能以一个无线资源来对全部MT发送导频，因此能充分确保用于配置数据信号的无线资源。此外，通过发送非正交DRS和正交DRS，还能提高传播路径估计精度。

附图说明

图1是表示本发明的第1实施方式中的BS的一构成例的功能框图。

图2是将发往各MT的正交DRS表示为DRS-MT1，DRS-MT2等的图。

图3是表示以使用数据信号、非正交DRS、以及正交DRS来构成固有信号时的帧构成为例，MT数为4时的信号的图。

图4A是表示本发明的第1实施方式中的MT的一构成例的功能框图。

图4B是表示DRS用传播路径估计部的一构成例的图。

图5是表示在对发往各MT的DRS进行时分复用来发送的情况下的的帧构成例的图。

图6中，图6(a)是表示在帧内发送多次以上正交DRS的情况下的构成例的图，图6(b)是表示加入了非正交DRS后的构成例的图。

图7是表示在扰动矢量估计部中使用由MT接收到的非正交DRSy_nonorth和ρ_orth来对基准信号与扰动矢量之和q+d进行估计的具体的估计方法的图。

图8是表示非线性空间复用部的一构成例的功能框图。

图9是表示非线性空间复用部的动作的流程的流程图。

图10是表示非线性空间复用部的动作的流程的流程图。

图11是表示在本发明的第2实施方式中，在下行链路进行OFDM通信的情况下，作为BS的构成，在图1的线性滤波器乘法部与各发送部之间所设置的功能部的构成的图。

图12是表示本发明的第2实施方式中的数据信号、正交DRS、以及非正交DRS的帧构成例的图。

图13是表示本发明的第2实施方式中的DRS用传播路径估计部的构成例的图。

图14是表示与图13所示的DRS用传播路径估计部对应的动作的流程的流程图。

图15是表示对正交DRS(DRS-MT1～DRS-MT4)进行频分复用、进而对非正交DRS也进行频分复用的帧构成例的图。

图16是表示在频率方向上对正交DRS和非正交DRS进行了复用的帧构成例的图。

图17是表示在频率和时间的两方向上进行复用的帧构成例的图。

图18是表示本发明的第3实施方式中的BS的构成例的图。

图19是表示本发明的第3实施方式中的MT的构成例的图。

图20是表示BS与MT1、MT2的关系的概念图。

图21是表示帧构成的一例的图。

图22是表示帧构成的一例的图。

图23是BS和MT预先所共有的表(Codebook，码本)的一例。

图24是表示按照通过对发送信号的I-ch(In-phase channel)，Q-ch(Qudrature channel)加上对收发两侧而言已知的值τ的整数倍的信号来使该信号成为收敛于[τ/2，τ/2]的范围的信号的方式来进行变换的模运算的一例的图。

图25是表示基站在同一时刻、同一频率对多个终端发送信号的情形的图。

图26是表示用于实现与2个MT之间的通信的具体的BS的一构成例的图。

图27是表示用于实现与2个MT之间的通信的具体的MT的一构成例的图。

图28是表示对以多流进行通信的MT彼此进行空间复用的状况的图。

图29是表示对以分割配置于正交的无线资源的DRS(以下，称为“正交DRS”。)进行空间复用的MT数那么多进行时分复用，来发送以剩余的符号进行空间复用后的数据信号的情形的图。

图30是表示第1实施方式的处理的流程的流程图。

具体实施方式

以下，说明本发明的实施方式的移动通信技术。

<第1实施方式>

本发明的第1实施方式中，基站(BS)对各移动站MT不仅发送正交DRS，而且以与数据信号同样的方法，对发往各MT的DRS进行非线性空间复用来发送。将该DRS称为“非正交DRS”。MT使用正交DRS和非正交DRS两者来进行传播路径估计。以下，参照附图来说明本实施例的详细的构成。

1)BS的构成

图1是表示本实施方式中的BS的一构成例的功能框图。在图26所示的现有例中，为了简化说明而说明了MT数和BS的天线数为2的情况，但在图1所示的构成例中，说明MT数存在任意的N个的情况。

如图1所示，BS(A)首先按天线AT-1～N的每一根在CRS生成部27中生成公共参考信号(Common Reference Signals：CRS)，并将CRS输入至发送部25-1～N。发送部25-1～N对所输入的CRS进行数字/模拟变换后，上变频来生成载波频率的无线信号，并经由天线AT-1～N而将CRS发送至MT。其后，MT基于CRS来估计来自BS的各天线的传播路径状态，并将包含传播路径状态信息的无线信号(传播路径状态信号)发送至BS(A)。

BS的接收部29-1～N经由天线AT-1～N来接收传播路径状态信号，并对传播路径状态信号进行下变频来生成基带数字信号后，将该基带数字信号输入至传播路径状态信息取得部31。该基带数字信号是包含MT对BS通知的传播路径状态信息在内的信号。传播路径状态信息取得部31从该基带数字信号取得传播路径状态信息，并输入至线性滤波器计算部33。线性滤波器计算部33根据传播路径状态信息，以与现有例所示的方法同样的方法来计算线性滤波器和干扰系数信息，并将线性滤波器输入至线性滤波器乘法部33，将干扰系数信息输入至非线性空间复用部11。另外，在MT数为一般化的N个的情况下的该线性滤波器计算部33的动作在后详细记述。

DRS生成部15生成针对各MT的DRS，并输入至非线性空间复用部11。在此，将由DRS生成部15输入至非线性空间复用部11的DRS称为第1组DRS。进而，DRS生成部15再一次生成针对各MT的DRS，并输入至正交复用部17。在此，将由DRS生成部15输入至正交复用部17的DRS称为第2组DRS。非线性空间复用部11对所输入的针对各MT的DRS实施非线性空间复用来生成非正交DRS，并输入至固有信号构成部21。非线性空间复用部11的动作与现有例的图26所示相同。但是，在现有例中仅对数据信号进行了非线性空间复用，而在本实施方式中，除了数据信号以外，还对DRS实施非线性空间复用。另外，在设MT数一般为N个时的非线性空间复用部的详细的动作将后述。

另外，正交复用部17将所输入的DRS配置于彼此正交的无线资源中进行复用来生成正交DRS，并输入至固有信号构成部21。在此，到正交的无线资源的配置是指，若以MT数为4时为例，则如图2所示，既可以是时分复用(Time Division Multiplexing：TDM)，也可以是码分复用(CodeDivision Multiplexing：CDM)等。图2将发往各MT的正交DRS示为DRS-MT1，DRS-MT2等。另外，如后述那样，在进行使用了正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：OFDM)等的多载波通信的情况下，可以进行在TDM和CDM的基础上组合了FDM的复用。以下，作为一例，说明以TDM来对正交DRS进行复用的情况。

编码部5-1～N对发往各MT的信息比特实施纠错编码，并将编码后的比特输入至调制部7-1～N。调制部7-1～N对所输入的比特进行调制来生成调制信号，并输入至非线性空间复用部11。在此，将编码部5-1～N和调制部7-1～N合起来的构成部分称为数据信号生成部3。将该调制信号称为数据信号。非线性空间复用部11对所输入的针对各MT的数据信号实施与非正交DRS同样的非线性空间复用来生成实施非线性空间复用而得到的数据信号，并输入至固有信号构成部21。

固有信号构成部21使用数据信号、非正交DRS、以及正交DRS来构成固有信号。图3示出了以此时的帧构成为例MT数为4时的信号。非正交DRS，与数据信号同样地，对发往各MT的信号进行了复用，因此能以1符号那么多的时间来对全部MT发送信号。

固有信号构成部21将如此构成的固有信号输入至线性滤波器乘法部23。线性滤波器乘法部23对所输入的固有信号乘以线性滤波器来生成与各天线对应的信号，并输入至发送部25-1～N。

发送部25-1～N对与所输入的各天线对应的信号进行数字/模拟变换，上变频生成载波频率的无线信号，并经由天线来对MT发送发往各MT的信号。

2)MT的构成

使用图4A、图4B来说明本实施方式中的MT的构成例。MT(B)的接收部51经由天线AT来接收包含由BS发送的CRS在内的信号，并下变频生成基带数字信号后，输入至信号分离部53。信号分离部53从基带数字信号中分离与BS的每根天线对应的CRS并输入至CRS用传播路径估计部57。CRS用传播路径估计部57基于接收到的CRS来估计从BS到该MT的传播路径状态，并将估计出的传播路径状态信息输入至传播路径状态信息生成部61。传播路径状态信息生成部61使用传播路径状态信息来将传播路径状态信号输入至发送部63。发送部63对所输入的传播路径状态信号进行数字/模拟变换后，上变频生成载波频率的无线信号，并经由天线AT来将传播路径状态信号发送至BS。

另外，MT的接收部51经由天线来接收包含正交DRS、非正交DRS、以及数据信号在内的信号，下变频生成基带数字信号后，将该基带数字信号输入至信号分离部53。信号分离部53将该基带数字信号分离成正交DRS、非正交DRS、以及数据信号，并将DRS输入至DRS用传播路径估计部65，将数据信号输入至传播路径补偿部55。DRS用传播路径估计部65基于所输入的正交DRS和非正交DRS来估计传播路径，并将表示传播路径状态的信息输入至传播路径补偿部55。DRS用传播路径估计部65的详细的原理将后述，但能实现与该DRS用传播路径估计部65如图29(b)那样发送了2个正交DRS的情况下相同程度的高精度的传播路径估计。

另外，传播路径补偿部55使用表示传播路径状态的信息来对数据信号进行传播路径补偿，并输入至模运算部57。模运算部57对数据信号实施模运算，并将实施模运算后的数据信号输入至解调部71。解调部71对实施了模运算后的数据信号进行解调，并将解调结果输入至解码部73。解码部73使用所输入的解调结果来进行解码，并输出信息比特。

接下来，一边与现有的传播路径估计方法进行比较，一边详细说明MT中的DRS用传播路径估计部。现有技术中，对发往各MT的DRS进行了时分复用来发送。例如，使用了图5(a)那样的帧构成。在此，若为了提高传播路径估计精度而将DRS对各MT再各发送一次，则成为图5(b)所示那样的帧构成例。

但如图5(b)所示，由于需要MT数那么多的正交的符号，因此用于发送数据信号的符号会减少那么多，结果是发送速率下降。

于是，如图5(c)所示，除了时间分割后的正交DRS，还发送非正交DRS。非正交DRS能以1符号来对全部MT发送DRS。故而，能在将对数据信号进行分配的区域的減少抑制到最小限度的同时，对全部MT各发送2次DRS。

图4B示出了DRS用传播路径估计部65的一构成例，图30示出了表示该部分的动作的流程图。在此，将要由各MT估计的传播路径设为ρ。(ρ在以后述的式(15)表示的等效传播路径R^H的各对角分量中表示为r_kk ^*)。在发送侧，发送对接收侧而言也已知的基准信号q作为正交DRS，另外，发送q+d作为非正交DRS。在此，如在图24中说明那样，d是通过发送侧的模运算而相加后的I-ch，Q-ch方向上具有τ的整数倍的大小的扰动矢量，在本实施方式中，是通过发送侧的非线性空间复用部内的模运算而相加后的扰动矢量。

另外，将针对正交DRS的接收信号设为y_orth，与非正交DRS对应的接收信号设为y_nonorth。将包含在y_orth以及y_nonorth中的噪声设为n_orth以及n_nonorth。在此，设MT能忽略正交DRS所通过的传播路径和非正交DRS所通过的传播路径的变动来进行传播路径估计。

在DRS用传播路径估计部65中，首先，DRS分离部81将所输入的DRS分离成正交DRS和非正交DRS，并将正交DRSy_orth输入至正交DRS估计部87，将非正交DRSy_nonorth输入至扰动矢量估计部83(步骤S201)。

其后，正交DRS估计部87仅使用正交DRS来估计等效传播路径ρ。若将估计结果设为ρ_orth，则成为

【数式12】

${\mathrm{\&rho;}}_{\mathrm{orth}}=\frac{y_{\mathrm{orth}}}{q}=\frac{\mathrm{\&rho;q}+n_{\mathrm{orth}}}{q}=\mathrm{\&rho;}+\frac{n_{\mathrm{orth}}}{q}---\left(12\right)$

。即ρ_orth包含噪声引起的误差n_orth/q。正交DRS估计部87将该ρ_orth输入至扰动矢量估计部83(步骤S202)。

在扰动矢量估计部83中，使用由MT接收到的非正交DRSy_nonorth和由正交DRS估计部87估计出的ρ_orth，来估计基准信号与扰动矢量之和q+d。具体的估计方法在图7示出。图7中的×标记是y_nonorth/ρ_orth的值。另外，图7中的●表示q+d的候补点。各●排列在格子点上是由于，扰动矢量d能取的值在I-ch，Q-ch方向上以模宽τ间隔而存在。扰动矢量估计部83将以×示出的与y_nonoorth/ρ_orth最近的候补点●估计为实际从BS发送出的非正交DRS。在图7中，向下的箭头“↓”示出的●是作为估计结果而得到的q+d的值，成为d＝1·τ+j·1·τ。扰动矢量估计部83将该估计结果q+d和接收到的非正交DRS信号y_nonorth输入至合成DRS估计部85(步骤S203)。

在合成DRS估计部85中，使用正交DRS(基准信号：q接收信号：y_orth)和非正交DRS(基准信号：q+d接收信号：y_nonorth)这两种DRS来进行传播路径估计。在此，作为一例，通过最大比合成法来从2种DRS计算1个传播路径估计结果。

【数式13】

${\mathrm{\&rho;}}_{\mathrm{mrc}}=\frac{{|q+d|}^2{\mathrm{\&rho;}}_{\mathrm{nonorth}}+{\left|q\right|}^2{\mathrm{\&rho;}}_{\mathrm{orth}}}{{|q+d|}^2+{\left|q\right|}^2}$ $\left(13\right)$

$=\mathrm{\&rho;}+\frac{|q+d|n_{\mathrm{nonorth}}+\left|q\right|n_{\mathrm{orth}}}{{|q+d|}^2+{\left|q\right|}^2}$

最后，合成DRS估计部85输出该值ρ_mrc，并输入至传播路径补偿部55(步骤S204)。

若使用该方法，则如图5(c)所示，除了正交DRS，还能使用非正交DRS来进行传播路径估计。较之于只发送正交DRS的图5(a)，能在将传输速率的下降抑制到最小限度的同时大大提高传播路径估计精度。

此外，在本实施方式中，如图6(a)所示，还能在帧内发送正交DRS多次以上的情况下进行应用。即，如图6(b)所示，通过加入非正交DRS，能在将传输速率的下降抑制到最小限度的同时提高传播路径估计精度。此v，各MT在正交DRS估计部87中，通过对各自估计出的传播路径估计值取平均等公知的技术来对接收到的多个正交DRS进行合成，并输入至合成DRS估计部85。此外，针对将非正交DRS在帧内多次发送的方法，在第2实施方式中进行说明。

3)MT数为N的情况

接下来，详细说明在MT数为任意的N个的情况下的线性滤波器计算部33和非线性空间复用部11。即使在MT数为任意的N个时，非线性空间复用部11以外的部分也具有与MT数为2时基本相同的构成。

首先，详细说明线性滤波器计算部33的动作。在此，将表征从BS的第q根发送天线到第p个MT的传播路径的复增益的矩阵以H(以下，称为“传播路径矩阵”。)进行表示。另外，将在BS侧生成的调制信号设为s。s是N维复数纵矢量，s的各分量是对信息比特实施了编码和调制而得到的调制信号。图8中，计算了N个发往MT的信号，在将该N个MT从上起依次设为MT1～MTN来进行以下的说明。首先，线性滤波器计算部33计算线性滤波器和干扰系数信息。具体而言，对传播路径H的埃尔米特共轭H^H实施QR分解。

【数式14】

H^H＝QR                                              (14)

将在此求出的Q作为线性滤波器输入至线性滤波器乘法部23。另外，能将线性滤波器Q和实际的传播路径H合起来视作一个等效的传播路径。该等效传播路径以

【数式15】

HQ＝R^HQ^HQ＝R^H                                        (15)

这样的形式来表示。当前，R^H是下三角矩阵，第1行中，对角分量(1行1列分量)以外成为0。另外，将矩阵A设为仅取出R^H的对角分量而得到的对角矩阵。由线性滤波器计算部33输出的线性滤波器以Q表示，干扰系数信息以A^-1R^H-I(设为＝B。)表示。A^-1表示A的逆矩阵。对R^H乘以A^-1是由于，与式(8)同样地，需要对用于得到各MT进行传播路径补偿后的接收信号中所含的干扰信号的系数进行计算。另外，减去单位矩阵I是为了排除与数据信号对应的分量而仅计算干扰分量。线性滤波器计算部33通过在此说明的方法来计算线性滤波器和干扰系数信息，并将线性滤波器Q输入至线性滤波器乘法部23，将干扰系数信息B输入至干扰计算部41。

接下来，使用表示非线性空间复用部11的详细的构成的图8和作为流程图的图9及图10，来详细说明非线性空间复用部11的动作。首先，说明在输入数据信号时的非线性空间复用部11的动作。最初，开始处理(Start)，干扰计算部41取得由线性滤波器计算部33算出的干扰系数信息(图9中的步骤S1)。其后，将1代入取1至N的值的变量k(步骤S2)。接下来，将发往MT1的数据信号s₁设为v₁(步骤S3)。在此，将v₁，……，v_N设为对固有信号构成部21输入的信号，以步骤S4至步骤S10的处理来计算v₂，……，v_N。以下，使用变量k来一般性地说明k取2～N中的任一值时的动作。

首先，对变量k加1(k＝k+1：步骤S4)。其后，在干扰计算部41中，通过下式来计算MTk所受的干扰信号f_k(步骤S5)。

【数式16】

$f_k=r_{1k}^{*}{v}_1+...+r_{\mathrm{kN}}^{*}{v}_N---\left(16\right)$

在此，将式(15)的R的p行q列分量表示为r_pq。干扰计算部41将干扰信号f_k输入至与MTk对应的干扰减法部41-k。接下来，干扰减法部41-k从数据信号s_k中减去f_k来计算信号s_k-f_k(步骤S6)。另外，干扰减法部41-k将信号s_k-f_k输入至与MTk对应的模运算部43-k。

模运算部43-2～N按照与MT2～MTN的各MT对应的干扰减法部41-2～N连接的形式进行了配置。模运算部43-2～N对所输入的信号进行由式(1)表示的模运算，并将计算出的信号Mod(s_k-f_k)设为v_k(步骤S7)。

另外，模运算部将v_k输入至干扰计算部(步骤S8)。若k＝N，则前进至步骤S10，若并非k＝N，则回到步骤S4，计算下一编号的MT的v_k+1(步骤S9)。最终将信号v＝(v₁，v₂，……，v_N)输入至固有信号构成部21(步骤S10)。

另外，到此为止说明了在输入了数据信号时的非线性空间复用部11的动作，但在输入非正交DRS时，也进行如流程图(图10)所示的完全相同的动作。在图10中，将数据信号s_k替换为非正交DRSq_k，干扰f_k替换为干扰g_k，输入至固有信号构成部21的信号v替换为信号u。

此外，也有非正交DRS与数据信号在模宽上不同的情况。例如，在以数据信号的发送功率的X倍的发送功率来发送非正交DRS时，模运算部43-2～N将模宽设为

倍。另外，还期望通过数据信号的调制方式等来自适应地进行切换。

<第1实施方式的第1变形例>

另外，到此为止描述了单载波的情况，但第1实施方式还能对在下行链路、上行链路或其两者中进行OFDM的系统进行应用。在下行链路中进行OFDM时，按每个子载波、或者几个子载波成组后的单位的每一个来进行在第1实施方式中说明的方法。

在下行链路中进行OFDM通信的情况下，在BS的构成中，在图1的线性滤波器乘法部23与各发送部25之间，插入由图11(a)表示的IFFT部35和GI(保护间隔)插入部37。另外，CRS生成部27将CRS输入至IFFT部35。该IFFT部35和GI插入部37存在发送部25的数目那么多个，各IFFT部35与线性滤波器乘法部23连接，各GI插入部37与各发送部25-1～N连接。IFFT部35对从线性滤波器乘法部23输出的信号和CRS进行IFFT，来创建基带数字信号，并将基带数字信号输入至GI插入部37。GI插入部37对基带数字信号附加GI，并将附加了GI后的信号输入至发送部25-1～N。该2个部分以外的动作与上述方式相同。

在下行链路中进行OFDM通信的情况下，在MT的构成中，在图4A的接收部51与信号分离部53之间，插入由图11(b)表示的GI去除部37a和FFT部35a。该2个部分以外的动作与上述的方式相同。GI去除部37a从输入至接收部51的基带数字信号中去除GI，并输入至FFT部35a。FFT部35a对去除了GI后的基带数字信号进行FFT，计算出频率方向的信号后，将该频率方向的信号输入至信号分离部53。

在上行链路中进行OFDM通信的情况下，在BS的构成中，在图1的接收部29-1～N与传播路径信息取得部31之间插入由图11(b)表示的GI去除部37a和FFT部35a。该GI去除部37a和FFT部35a存在发送部25的数目N那么多个，各FFT部35a与传播路径信息取得部31连接，各GI去除部与各接收部连接。GI去除部和FFT部的动作与在上述下行链路中进行OFDM通信的情况下的GI去除部和FFT部的动作相同，故省略其说明。

在上行链路中进行OFDM通信的情况下，在MT的构成中，在图4A的传播路径状态信息生成部61与发送部63之间，插入由图11(a)表示的IFFT部35和GI插入部37。IFFT部35和GI插入部37的动作与在上述上行链路中进行OFDM通信的情况下的IFFT部和GI插入部的动作相同，故省略其说明。

另外，在图5(c)中，在时间方向上配置了各DRS和数据信号，但在进行OFDM通信的情况下，可以不仅在时间方向上，还在频率方向上配置各DRS和数据信号，还可以在时间和频率方向的两方向上进行配置。

此外，除了本实施方式中所示的线性滤波器计算方法以外，还可以对使用了基于上述非专利参考文献2中所记载的MMSE规范的线性滤波器的MU-MIMO THP来应用本实施方式，同样地，如非专利参考文献2中所记载的那样，可以是使用了排序(ordering)的方法。

另外，最初算出信号的MT(流程图(图9)以及图(图10)中的MT1)不受来自其他的MT的干扰，因此BS不会对发往该MT的信号像图8那样进行模运算。故而，在该MT中，可以将全部的DRS视作正交DRS，并通过对各自估计出的传播路径估计值取平均等公知的技术来进行合成。

另外，在MT将基于CRS而估计出的信息对BS进行通知时，可以将对表示以矩阵表示了传播路径状态的H的各分量的值进行量化后的矩阵通知给BS。或者，可以使用如下方法：BS和MT预先共享图23所示那样的表(以下，称为“码本”。)，由MT基于CRS来从图23的8个传播路径信息的值中选择针对发往本终端的传播路径的0～7的编号中的一个，并将选出的编号通知给BS。当然，图23所示的码本不限于此，还可以使用其他的码本。

另外，本发明中所谓的“帧”是指，至少包含(1)DRS、以及(2)利用根据该DRS而估计出的传播路径估计结果来进行解调、解码处理的信号在内的单位，即在时间方向或频率方向或该两方向上具有一定的宽度的单位。另外，不需要一定与一般意义上的“帧”或在规格书等中所定义的“帧”一致。

另外，上述方法的BS所涉及的功能如图1所示，可以在处理器1内执行。该处理器1除了具有执行本申请发明的方法的DRS生成部、正交复用部、非线性空间复用部、以及发送部以外，还具有接收部、传播路径信息取得部、CRS生成部、数据信号生成部，但不限于此，也可以仅由DRS生成部、非线性空间复用部、正交复用部、以及发送部构成，还可以是兼具这些或其他功能那样的构成，并不受限定。另外，上述方法的MT所涉及的功能如图4A所示可以在处理器2内执行。该处理器除了具有执行本申请的方法的接收部以及DRS用传播路径估计部以外，还具有信号分离部、传播路径补偿部、CRS用传播路径估计部、传播路径状态信息生成部、发送部、模运算部、解调部、解码部，但并不限于此，也可以仅由接收部以及DRS用传播路径估计部构成，还可以是兼具这些或其他功能的构成，并不受限定。

另外，处理器可以由半导体等的芯片构成，在此情况下，可以是单片IC或混合IC的形态或者它们的组合。

<第2实施方式>

在上述第1实施方式中说明了使用1个非正交DRS来进行传播路径估计的方法。在本实施方式中，说明对多个非正交DRS进行合成来进行传播路径估计的方法。

本实施方式中的数据信号、正交DRS、以及非正交DRS的帧构成与第1实施方式不同，例如像图12那样表示。另外，本实施方式的BS的构成能与第1实施方式同样地由图1来表示。MT的构成与第1实施方式同样地由图4A来表示。但DRS用传播路径估计部65的构成替换为图13所示的构成。图13与图4B不同，在合成DRS估计部85a和扰动矢量估计部83a之间反复进行传播路径估计(标号L)。该过程具体而言由流程图(图14)表示。以下，一边与第1实施方式的流程图(图30)进行比较，一边说明与图13所示的DRS用传播路径估计部对应的图14的动作。首先，DRS分离部81a将所输入的DRS分离成正交DRS和非正交DRS，并将正交DRS输入至正交DRS估计部87a，将非正交DRS输入至扰动矢量估计部83a(步骤S301)。其后，正交DRS估计部87a先进行传播路径估计，仅使用正交DRS来估计等效传播路径ρ(步骤S302)。步骤S301和步骤S302与第1实施方式中的步骤S201和步骤S202的动作相同。接下来，扰动矢量估计部83a使用接收到的非正交DRS信号中的1个(以下，称为“非正交DRS1”。)和等效传播路径ρ，与第1实施方式中的步骤S203同样地，估计非正交DRS1的扰动矢量，并将基准信号与扰动矢量之和(在第1实施方式中以q+d这样的形式来表示的和)、以及实际的非正交DRS1的接收信号输入至合成DRS估计部85a(步骤S303)。其后，在合成DRS估计部85a中，使用正交DRS和非正交DRS1这两种DRS来与步骤S204同样地进行传播路径估计。合成DRS估计部85a输出该值ρ，并再次输入至扰动矢量插入部83a(步骤S304)。

接下来，扰动矢量估计部83a使用在步骤S304中估计出的ρ，对先前估计出的非正交DRS1以外的非正交DRS中的一个(以下，称为“非正交DRS2”。)的扰动矢量进行估计，并将基准信号与扰动矢量之和以及非正交DRS2的接收信号输入至合成DRS估计部(步骤S303)。

在合成DRS估计部85a中，对正交DRS、非正交DRS1、非正交DRS2这3个进行合成来进行传播路径估计，来新计算传播路径估计值ρ(步骤S304)。此时的r较之于仅根据非正交DRS1和正交DRS来进行估计时，传播路径估计精度得以提高。以下，如图14所示，通过以非正交DRS的数目那么多来重复步骤S303和步骤S304，能使传播路径估计精度逐渐提高。

根据上述方法，估计的顺序越靠后，能以越高的传播路径估计精度来进行扰动矢量的估计，因此能将在扰动矢量估计部中使扰动矢量的估计出错的可能性抑制到最小限度。

<第1变形例>

在上述第2实施方式中，到此为止讲述了单载波的情况，但与第1实施方式同样，还能对在下行链路、上行链路、或其两者中进行OFDM的系统进行应用。在下行链路中进行OFDM时，按每个子载波来进行实施例1中说明的方法。

在下行链路中进行OFDM通信的情况下，在BS的构成中，在图1的线性滤波器乘法部23与各发送部25之间，插入由图11(a)表示的IFFT部35和GI(Guard Interval)插入部37。另外，CRS生成部27将CRS输入至IFFT部35。该IFFT部35和GI插入部37设有发送部25的数目那么多个，各IFFT部35与线性滤波器乘法部23连接，各GI插入部37与各发送部25连接。IFFT部35对从线性滤波器乘法部23输出的信号和CRS进行IFFT来创建基带数字信号，并将基带数字信号输入至GI插入部37。GI插入部37对基带数字信号附加GI，并将附加了GI后的信号输入至发送部25。该两部分以外的动作与上述方式相同。

在下行链路中进行OFDM通信的情况下，在MT的构成中，在图4A的接收部51与信号分离部53之间，插入由图11(b)表示的GI去除部37a和FFT部35a。该两部分以外的动作与上述方式相同。GI去除部37a从输入至接收部51的基带数字信号中去除GI，并输入至FFT部35a。FFT部35a对去除了GI后的基带数字信号进行FFT，计算出频率方向的信号后，将该频率方向的信号输入至信号分离部53。

在上行链路中进行OFDM通信的情况下，在BS的构成中，在图1的接收部29与传播路径信息取得部31之间插入由图11(b)表示的GI去除部37a和FFT部35a。该GI去除部37a和FFT部35a存在接收部29的数目那么多个，各FFT部35a与信号分离部53连接，各GI去除部37a与各接收部29连接。GI去除部37a和FFT部35a的动作与在上述下行链路中进行OFDM通信的情况下的GI去除部和FFT部的动作相同，故省略其说明。

在上行链路中进行OFDM通信的情况下，在MT的构成中，在图4A的传播路径状态信息生成部61与发送部63之间插入由图11(a)表示的IFFT部35和GI插入部37。IFFT部35和GI插入部37的动作与在上述上行链路中进行OFDM通信的情况下的IFFT部35和GI插入部37的动作相同，故省略其说明。

另外，在图5(c)中是在时间方向上配置了各DRS和数据信号，但在进行OFDM通信的情况下，可以不仅在时间方向，还在频率方向上配置各DRS和数据信号，还可以在时间和频率方向的两方向上进行配置。

例如，可以是图15至图17所示的帧构成。图15至图17示出了，在横轴上的时间方向上连续的OFDM符号、纵轴上频率方向上排列的子载波。既可以如图15所示，使用对正交DRS(DRS-MT1～DRS-MT4)进行频分复用进而对非正交DRS也进行频分复用的帧构成，又可以如图16所示，在频率方向上对正交DRS和非正交DRS进行复用，还可以如图17所示，采用在频率和时间的两方向上进行复用的方法。此外，在图16(a)或图17(b)中，非正交DRS成为全部MT所参考的信号，因此通过配置于帧的中心部分，提高了整体的传播路径估计精度。此外，除了本实施方式中所示的线性滤波器计算方法以外，还可以对使用了基于上述非专利参考文献2中所记载的MMSE规范的线性滤波器计算方法的MU-MIMO THP来应用本实施方式，同样地，如非专利参考文献2中所记载的那样，可以是使用了排序(ordering)的方法。

另外，在MT将基于CRS而估计出的信息对BS进行通知时，可以将对表示以矩阵表征了传播路径状态的H的各分量的值进行量化后的矩阵通知给BS。或者，可以使用如下方法：BS和MT预先共享图23所示那样的表(以下，称为“码本”。)，由MT基于CRS来从图23的8个传播路径信息的值中选择针对发往本终端的传播路径的0～7的编号中的一个，并将选出的编号通知给BS。当然，图23所示的码本不限于此，还可以使用其他的码本。

另外，上述方法的MT所涉及的功能如图4A所示可以在处理器2内执行。该处理器除了具有执行本申请的方法的接收部以及DRS用传播路径估计部以外，还具有信号分离部、传播路径补偿部、CRS用传播路径估计部、传播路径状态信息生成部、发送部、模运算部、解调部、解码部，但并不限于此，也可以仅由接收部以及DRS用传播路径估计部构成，还可以是兼具这些或其他功能的构成，并不受限定。

<第3实施方式>

在第1实施方式和第2实施方式中，说明了各MT在同一时刻、同一频率接收1个数据信号的单一流通信的情况。本发明还能应用于图28所示那样的、对以多流进行通信的MT彼此进行空间复用的状况。

以下，参照附图来说明在此情况下的BS、MT的构成例。与第1实施方式、第2实施方式同样地，在先说明了基本的单载波通信后，在变形例中说明扩展至OFDM的情况。另外，在本实施方式中，作为一例，说明了各MT各以M流进行通信的情况，但不限于此，各MT的通信流数可以不同。

本实施方式的BS以及MT的动作与第1实施方式以及第2实施方式比较，以下4点不同。

(i)线性滤波器的计算方法

(ii)按每M流一组来逐次地去除干扰

(iii)BS将接收滤波器通知给MT

(iv)MT取得接收滤波器并将其与接收信号相乘

(i)关于线性滤波器的计算方法

本实施方式中的BS的构成例如图18所示。图18与第1实施方式中的图1同样地，具有对线性滤波器和干扰系数信息进行计算的线性滤波器计算部33。本实施方式中的线性滤波器计算部33除了计算线性滤波器和干扰系数信息之外，还计算接收滤波器并输入至接收滤波器信息生成部32a。该线性滤波器计算部33的动作与第1实施方式不同，故在后详细记述。

(ii)关于按每M流一组来逐次地去除干扰

将在第1实施方式和第2实施方式所示的非线性空间复用部中以1个流为单位进行干扰去除改为以M个流为单位(即MT单位)来进行干扰去除。故而，干扰计算部、干扰减法部、模运算部分别以M流为单位来计算信号。

说明使用图8所示的非线性空间复用部来计算M流单位下的信号的方法。在第1、第2实施方式中示出了在图8的全部接线中通过1个数据流的情况，而在本实施方式中，各接线中通过以M个为一组的数据流。在图18中，从数据信号生成部3输入的数据流的数目成为MN个。从该数据信号生成部3接受信号的输入的非线性空间复用部(图8)的接线为N条。这是由于，通过了M个一组的数据流。

在本实施方式中，非线性空间复用部将发往MT1的M个数据流汇总输入至干扰计算部41后，干扰计算部计算与MT2的M个流的各流分别对应的M个干扰信号，并输入至干扰减法部41-2。其后，干扰减法部41-2从发往MT2的M个数据流中减去与各流分别对应的M个干扰信号，并将减法结果的M个信号输入至模运算部43-2。模运算部43-2对M个信号各自实施由式(1)表示的模运算。模运算部43-2将计算出的M个模运算后的信号不仅输入至干扰计算部，还输入至线性滤波器乘法部23a。

如此，在第1、第2实施方式中，按每个流来进行依次去除干扰的处理，而本实施方式是按每M个流进行汇总来执行。像这样按每M个流一组进行处理是第3实施方式的特征。

(iii)关于通知接收滤波器

另外，由于BS按每M流一组来同时发送发往各MT的信号，因此需要能对MT接收到的M个流进行分离。故而，将由BS计算出的接收滤波器通知给各MT。MT对接收到的发往本终端的信号乘以该接收滤波器。

另外，在图18中可知新追加了接收滤波器信息生成部32a。接收滤波器信息生成部32a生成接收滤波器信息，并输入至固有信号构成部21。固有信号构成部21在使用非正交数据信号、非正交DRS、以及正交DRS构成固有信号时，进而构成还包含接收滤波器信息在内的固有信号，并将构成的固有信号输入至线性滤波器乘法部23a。

固有信号的构成例如像图21那样。图21所示的固有信号中含有：发往各MT的接收滤波器信息、发往各MT的正交DRS、非正交DRS、以及数据信号。各正交DRS能通过乘以接收滤波器而分离，因此发送至同一MT的正交DRS能进行空间复用。另外，非正交DRS同样也能通过乘以接收滤波器而分离，因此与数据信号同样地，能对与发往MT的全部流对应的全部DRS进行空间复用。

(iv)MT取得接收滤波器并将其与接收信号相乘

本实施方式中的MT的构成如图19所示。图19示出了具有M根天线的MT的构成。本实施方式中的MT与第1实施方式的MT的构成比较，将天线数、接收部、以及发送部增加至M个，并新设置了接收滤波器乘法部52a和接收滤波器取得部52b。

接收到由数据信号、非正交DRS、正交DRS、以及接收滤波器信息构成的M流的信号的MT，首先在接收滤波器取得部52b中根据接收滤波器信息来取得接收滤波器。接收滤波器取得部52b将取得的接收滤波器输入至接收滤波器乘法部52a。接收滤波器乘法部52a通过对接收信号中的数据信号、非正交DRS、以及正交DRS乘以接收滤波器，能将M流的信号全部分离。另外，接收滤波器乘法部52a将分离出的M流的信号输入至信号分离部53。以后，MT能将各流视作完全独立的流来进行处理。

信号分离部53以后的动作与第1实施方式或第2实施方式相同。但按分离出的M流一组来进行信号分离、传播路径估计等的处理。另外，由于对接收CRS的帧来估计传播路径状态，因此接收滤波器乘法部52a不对CRS乘以任何滤波器而直接将其输入至信号分离部53。

以上的4点是本实施方式相对于第1实施方式和第2实施方式的变更点。以下，说明线性滤波器计算部52a的线性滤波器、干扰系数信息、接收滤波器的计算方法。

本实施方式所涉及的线性滤波器计算部33执行i)Null Space的计算、ii)MT个别滤波器的计算、iii)线性滤波器的计算、iv)干扰系数滤波器的计算这四个过程。最终，线性滤波器计算部33将线性滤波器输入至线性滤波器乘法部33，将干扰系数信息输入至干扰计算部41，将接收滤波器输入至接收滤波器信息生成部32a。

在此，为了简单地说明线性滤波器计算部33的动作，首先，针对具有2根天线的MT为2个(M＝2，N＝2)、BS的发送天线为4根(MN＝4)的情形进行说明。

i)Null Space的计算

将对MT2的信号相乘的线性滤波器，即如图20所示，设为发往MT2的信号到达不了MT1的状态的滤波器称为Null Space。将从BS的各发送天线起到第k个MT的接收天线为止的传播路径的复增益以2×4矩阵Hk来表示。在此k是排序后的MT的编号。在此，全体的传播路径矩阵以

【数式17】

$H=\left[\begin{array}{c}{H}_1\\ H_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{H}_{11}& H_{12}& H_{13}& H_{14}\\ H_{21}& H_{22}& H_{23}& H_{24}\\ H_{31}& H_{32}& H_{33}& H_{34}\\ H_{41}& H_{42}& H_{43}& H_{44}\end{array}\right]---\left(17\right)$

来表示。

在此，为了保证与在后说明的MT数为3个以上的情形之间的匹配性，将H₁替换为

这样的记号。

是指从全传播路径矩阵H中删除了H₂后的矩阵，在MT数仅为2的情况下，接下来，对

实施奇异值分解(singular value decomposition)。如此，

表示为如下。

【数式18】

${\hat{H}}_2=\left[\begin{array}{cc}{\hat{U}}_{\mathrm{2,11}}& {\hat{U}}_{\mathrm{2,12}}\\ {\hat{U}}_{\mathrm{2,21}}& {\hat{U}}_{\mathrm{2,22}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cccc}{\widehat{\mathrm{\&Sigma;}}}_{\mathrm{2,1}}& 0& 0& 0\\ 0& {\widehat{\mathrm{\&Sigma;}}}_{\mathrm{2,2}}& 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{cccc}{\hat{V}}_{\mathrm{2,11}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,12}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,13}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,14}}\\ {\hat{V}}_{\mathrm{2,21}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,22}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,23}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,24}}\\ {\hat{V}}_{\mathrm{2,31}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,32}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,33}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,34}}\\ {\hat{V}}_{\mathrm{2,41}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,42}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,43}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,44}}\end{array}\right]---\left(18\right)$

在此，式(18)右边的从左起第1个矩阵、以及第3个矩阵分别是酉矩阵。另外，第2个矩阵中，仅1行1列分量和2行2列分量为正实数。将相当于第3个矩阵的第3行和第4行的矩阵的埃尔米特共轭设为

【数式19】

${\hat{V}}_2^{\ker }={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{V}}_{\mathrm{2,31}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,32}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,33}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,34}}\\ {\hat{V}}_{\mathrm{2,41}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,42}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,43}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,44}}\end{array}\right]}^H---\left(19\right)$

。在此，将某调制信号 乘以

作为线性滤波器而得到的信号变为

【数式20】

$H_1{\hat{V}}_2^{\ker }s={\hat{H}}_2{\hat{V}}_2^{\ker }s$

$=\left[\begin{array}{cc}{\hat{U}}_{\mathrm{2,11}}& {\hat{U}}_{\mathrm{2,12}}\\ {\hat{U}}_{\mathrm{2,21}}& {\hat{U}}_{\mathrm{2,22}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cccc}{\widehat{\mathrm{\&Sigma;}}}_{\mathrm{2,1}}& 0& 0& 0\\ 0& {\widehat{\mathrm{\&Sigma;}}}_{\mathrm{2,2}}& 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{cccc}{\hat{V}}_{\mathrm{2,11}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,12}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,13}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,14}}\\ {\hat{V}}_{\mathrm{2,21}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,22}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,23}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,24}}\\ {\hat{V}}_{\mathrm{2,31}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,32}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,33}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,34}}\\ {\hat{V}}_{\mathrm{2,41}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,42}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,43}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,44}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{\hat{V}}_{\mathrm{2,31}}^{*}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,41}}^{*}\\ {\hat{V}}_{\mathrm{2,32}}^{*}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,42}}^{*}\\ {\hat{V}}_{\mathrm{2,33}}^{*}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,43}}^{*}\\ {\hat{V}}_{\mathrm{2,34}}^{*}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,44}}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{\hat{U}}_{\mathrm{2,11}}& {\hat{U}}_{\mathrm{2,12}}\\ {\hat{U}}_{\mathrm{2,21}}& {\hat{U}}_{\mathrm{2,22}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cccc}{\widehat{\mathrm{\&Sigma;}}}_{\mathrm{2,1}}& 0& 0& 0\\ 0& {\widehat{\mathrm{\&Sigma;}}}_{\mathrm{2,2}}& 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}0& 0\\ 0& 0\\ 1& 0\\ 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{\hat{U}}_{\mathrm{2,11}}& {\hat{U}}_{\mathrm{2,12}}\\ {\hat{U}}_{\mathrm{2,21}}& {\hat{U}}_{\mathrm{2,22}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}0& 0\\ 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}0\\ 0\end{array}\right]$

，从而根本到达不了具有传播路径H₁的MT1。也就是，乘以

作为线性滤波器而得到的信号，相对于传播路径H₁而言完全朝着Null。即，该矩阵

示出了传播路径

的Null Space。因此，对某调制信号乘以线性滤波器

而发送的信号到达不了MT1，从而不会对MT1造成干扰。故而，若对发往MT2的信号乘以该线性滤波器

则能避免发往MT2的信号作为干扰而到达MT1。

ii)MT专用滤波器的计算

在对发往MT2的信号乘以了线性滤波器

的状态下，如从图20的BS指向MT2的箭头所示那样，能将MT2的信道考虑为SU MIMO信道

MT专用滤波器的计算是指，计算对该SU MIMO信道在BS侧适合相乘的滤波器。另外，对发往MT1的信号也计算MT专用滤波器。发往MT1的信号之后在干扰减法部或模运算部中去除参考，因此对MT2而言可以成为干扰。故而，无需乘以MT2的

那样的线性滤波器，算出针对仅基于BS和MT1的SU-MIMO信道(H₁)的MT专用滤波器即可。

MT2的专用滤波器通过对将发往MT2的传播路径H₂乘以在式(18)中求出的而得到的

再次进行奇异值分解来求取。

是2×2的矩阵，因此能按以下的形式进行奇异值分解。

【数式21】

$H_2{\hat{V}}_2^{\ker }=\left[\begin{array}{cc}{U}_{\mathrm{2,11}}& U_{\mathrm{2,12}}\\ U_{\mathrm{2,21}}& U_{\mathrm{2,22}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\&Sigma;}}_{\mathrm{2,1}}& 0\\ 0& {\mathrm{\&Sigma;}}_{\mathrm{2,2}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{V}_{\mathrm{2,11}}& V_{\mathrm{2,12}}\\ V_{\mathrm{2,21}}& V_{\mathrm{2,22}}\end{array}\right]---\left(21\right)$

将式(21)右边的最靠右的矩阵的埃尔米特共轭设为MT专用滤波器

另外，通过对发往MT1的信号来奇异值分解H₁，能求取MT专用滤波器。

【数式22】

$H_1=\left[\begin{array}{cc}{U}_{\mathrm{1,11}}& U_{\mathrm{1,12}}\\ U_{\mathrm{1,21}}& U_{\mathrm{1,22}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\&Sigma;}}_{\mathrm{1,1}}& 0\\ 0& {\mathrm{\&Sigma;}}_{\mathrm{1,2}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cccc}{V}_{\mathrm{1,11}}& V_{\mathrm{1,12}}& V_{\mathrm{1,13}}& V_{\mathrm{1,14}}\\ V_{\mathrm{1,21}}& V_{\mathrm{1,22}}& V_{\mathrm{1,23}}& V_{\mathrm{1,24}}\end{array}\right]---\left(22\right)$

将式(22)右边的最靠右的矩阵的埃尔米特共轭设为MT专用滤波器

iii)线性滤波器的计算

将对在式(19)、(21)、(22)中求出的发往MT1和MT2的信号相乘的线性滤波器

进行汇总，线性滤波器变为：

【数式23】

$P=[V_1^{\mathrm{Im}},{\hat{V}}_2^{\ker }{V}_2^{\mathrm{Im}}]---\left(23\right)$

。通过乘以该线性滤波器P，能对发往MT1的信号乘以BS认为MT1的SU-MIMO时的最佳的MT专用滤波器，同时对发往MT2的信号乘以在Null面向MT1这样的限制下乘以最佳的MT专用滤波器。该P相当于实施例1中的Q，滤波器乘法部将该P输入至线性滤波器乘法部。

iv)干扰系数滤波器的计算

若将HP设为等效的传播路径，则能设为

【数式24】

$\mathrm{HP}=T=\left[\begin{array}{cc}{T}_{11}& 0\\ T_{21}& T_{22}\end{array}\right]---\left(24\right)$

。在此，T₁₁，T₂₁，T₂₂是2×2矩阵。T₁₁，T₂₂表示由BS发送至MT1，2的信号分别到达正确的MT时的传播路径状态。另外，T₂₁表示由BS发送至发往MT1的信号作为干扰而到达MT2时的传播路径。式(24)的右上的分量为0示出了发往MT2的信号作为干扰而未到达MT1。

BS使用该等效传播路径T来计算干扰系数滤波器。干扰系数滤波器是用于使用等效传播路径T来算出由MT2补偿了传播路径后残留的干扰分量的滤波器。等效传播路径T的一部分的T₂₁示出了作为发往MT1的信号对MT2造成的干扰的信号所通过的传播路径。但T示出的是MT2在补偿传播路径前的干扰分量，因此在本方式中，需要计算传播路径补偿后的干扰信号的传播路径。

若当前仅取出数据信号的传播路径，则能表示为

【数式25】

$B=\left[\begin{array}{cc}{T}_{11}& 0\\ 0& T_{22}\end{array}\right]---\left(25\right)$

。这相当于将实施例1的A扩展至多接收天线的情况。要对传播路径进行补偿，乘以B的逆矩阵即可，因此干扰分量随之成为

【数式26】

$B^{-1}T-I=\left[\begin{array}{cc}0& 0\\ T_{22}^{-1}{T}_{21}& 0\end{array}\right]---\left(26\right)$

。在式(26)的左边减去单位矩阵I是为了消去针对数据信号的分量。

通过以上的计算，能求取干扰系数信息B^-1T-I和线性滤波器P。另外，接收滤波器是式(2-6)和式(2-7)右边的从左起第1个矩阵的埃尔米特共轭。即，

【数式27】

$U_1={\left[\begin{array}{cc}{U}_{\mathrm{1,11}}& U_{\mathrm{1,12}}\\ U_{\mathrm{1,21}}& U_{\mathrm{1,22}}\end{array}\right]}^H,$ $U_2={\left[\begin{array}{cc}{U}_{\mathrm{2,11}}& U_{\mathrm{2,12}}\\ U_{\mathrm{2,21}}& U_{\mathrm{2,22}}\end{array}\right]}^H---\left(27\right)$

。线性滤波器计算部将该接收滤波器输入至接收滤波器信息生成部。

到此为止说明了具有2根天线的MT为2个、BS的发送天线为4个时的情形，接下来，针对具有M根天线的MT有N个的情况，来一般化地说明线性滤波器计算部的动作。

i)Null Space的计算

将从BS的各天线起到第k根MT的天线为止的传播路径的复增益以M×MN矩阵Hk来表示。在此，k是排序后的MT的编号。也就是，与H₁对应的MT是THP非对应MT，剩余的MT是THP对应MT。全体的传播路径矩阵以

【数式28】

H＝[H₁ ^t，H₂ ^t，......，H_N ^t]^t    (28)

来表示。当前，将该传播路径矩阵的第1～k-1个的传播路径取出后的矩阵设为

【数式29】

${\hat{H}}_k={[{H_1}^t,{H_2}^t,\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,{H_{k-1}}^t]}^t---\left(29\right)$

该矩阵

成为M×Mk矩阵。接下来，对实施奇异值分解。

【数式30】

${\hat{H}}_k={{\hat{U}}_k}^H{\widehat{\mathrm{\&Sigma;}}}_k{[{\hat{V}}_k^{\mathrm{Im}},{\hat{V}}_k^{\ker }]}^H---\left(30\right)$

在此，将设为MN×M(k-1)矩阵，将设为MN×M(N-k+1)矩阵。的秩最高为M(k-1)，与之对应，去除了最初的M(k-1)列后的与Null Space对应。也就是，将

的列矢量扩张的空间称为Null Space。这在于，若针对对任意的M(N-k)维矢量x从左乘以

后的矢量，再从左乘以

则必然成为0。若将

考虑为表示与第1～k-1个MT对应的传播路径的矩阵，则在BS中乘以后而发送的信号即使通过针对第1～k-1个MT的传播路径

也不会造成干扰。这是对式(20)进行一般化而得到的。

ii)MT专用滤波器的计算

接下来，按以N个一组而存在的发往各MT的信号的每一个进行最佳的预编码。将对与第k个MT对应的传播路径H_k乘以在式(2-3)中求出的

而得到的

再次进行奇异值分解。

【数式31】

$H_k{\hat{V}}_k^{\ker }=U_k{\mathrm{\&Sigma;}}_k{[V_k^{\mathrm{Im}},V_k^{\ker }]}^H---\left(31\right)$

是M×M(N-k+1)矩阵，因此最高是M秩。将

中最初的列设为MT专用滤波器

另外，

成为M(N-k)×M矩阵。

iii)线性滤波器的计算

使用式(30)、(31)求出的

和

将线性滤波器设为

【数式32】

$P=[{\hat{V}}_1^{\ker }{V}_1^{\mathrm{Im}},{\hat{V}}_2^{\ker }{V}_2^{\mathrm{Im}},...,{\hat{V}}_N^{\ker }{V}_N^{\mathrm{Im}}]---\left(32\right)$

。该P相当于实施例1中的Q，滤波器乘法部将该P输入至线性滤波器乘法部。

iv)干扰系数滤波器的计算

若将HP设为等效的传播路径，则能设为

【数式33】

。在此，T_ik是M×M矩阵，是第k个发往MT的信号到达第i个MT时视作通过的传播路径矩阵。T_ik(i＝k)表示了在BS侧发送至发往各MT的信号到达正确的MT时的传播路径，T_ik(i≠k)表示了不同的发往MT的信号作为干扰到达时的传播路径。该等效传播路径相当于实施例1的R^H，但与实施例1的R^H完全是下三角矩阵相对应，在本实施例的情况下，T变为若除了表示数据信号的传播路径的对角上的矩阵T_ii外则为下三角矩阵。也就是T可谓在M×M矩阵块单位下被三角化。另外，若仅取出数据信号的传播路径，则能表示为

【数式34】

。这相当于将实施例1的A扩展至多接收天线的情况。与实施例1同样，在数据信号通过了由式(33)表示的传播路径后，计算能抵消MT所受干扰的信号，因此按以下来计算干扰系数滤波器。

【数式35】

将如上那样计算出的干扰系数滤波器输入到干扰计算部。此外，接收滤波器是数式(31)中的U_k的埃尔米特共轭为第k个的MT。因此，线性滤波器计算部将该

输入到接收滤波器信息生成部。以上是一般化的情况下的线性滤波器计算部的动作。

另外，包含了接收滤波器的乘法在内的等效的传播路径根据式(30)和式(31)，成为

【数式36】

$U_k{H}_k{\hat{V}}_k^{\ker }{V}_k^{\mathrm{Im}}=U_k{U_k}^H{\mathrm{\&Sigma;}}_k{[V_k^{\mathrm{Im}},V_k^{\ker }]}^H{V}_k^{\mathrm{Im}}$ $\left(36\right)$

$={\mathrm{\&Sigma;}}_k$

。也就是，∑_k的1行1列分量、2行2列分量、……M行M列分量成为包含各流的接收滤波器的乘法在内的等效的传播路径。传播路径补偿部通过估计来自DRS的上述分量并相乘到调制信号，来进行传播路径补偿。

<第1变形例>

在上述第3实施方式中，到此为止描述了单载波的情况，但还能与实施例1同样地，对在下行链路、上行链路或其两者中进行OFDM的系统进行应用。

在下行链路中进行OFDM通信的情况下，在BS的构成中，在图18的线性滤波器乘法部23a与各发送部25之间，插入由图11(a)表示的IFFT部35和GI(保护间隔)插入部37。另外，CRS生成部27将CRS输入至IFFT部35。该IFFT部35和GI插入部37存在发送部25的数目MN那么多个，各IFFT部35与线性滤波器乘法部23a连接，各GI插入部37与各发送部25连接。IFFT部35对从线性滤波器乘法部23a输出的信号和CRS进行IFFT，来创建基带数字信号，并将基带数字信号输入至GI插入部37。GI插入部37对基带数字信号附加GI，并将附加了GI后的信号输入至发送部25。该2个部分以外的动作与上述方式相同。

在下行链路中进行OFDM通信的情况下，在MT的构成中，在图19的接收部51与接收滤波器乘法部52a之间，插入由图11(b)表示的GI去除部37a和FFT部35a。该2个部分以外的动作与上述的方式相同。GI去除部37a从输入至接收部51的基带数字信号中去除GI，并输入至FFT部35a。FFT部35a对去除了GI后的基带数字信号进行FFT，计算出频率方向的信号后，将该频率方向的信号输入至接收滤波器乘法部52a。

在上行链路中进行OFDM通信的情况下，在BS的构成中，在图18的接收部29与传播路径信息取得部31之间插入由图11(b)表示的GI去除部37a和FFT部35a。该GI去除部37a和FFT部35a存在发送部25的数目MN那么多个，各FFT部35a与传播路径信息取得部31连接，各GI去除部37a与各接收部29连接。GI去除部37a和FFT部35a的动作与在上述下行链路中进行OFDM通信的情况下的GI去除部37a和FFT部35a的动作相同，故省略其说明。

在上行链路中进行OFDM通信的情况下，在MT的构成中，在图19的传播路径状态信息生成部61与发送部63之间，插入由图11(a)表示的IFFT部35和GI插入部37。IFFT部35和GI插入部37的动作与在上述上行链路中进行OFDM通信的情况下的IFFT部和GI插入部的动作相同，故省略其说明。

另外，在图21中是在时间方向上配置了各DRS和数据信号，但在进行OFDM通信的情况下，可以不仅在时间方向，还在频率方向上配置各DRS和数据信号，也可以在时间和频率方向的两方向上进行配置。例如，可以使用对正交DRS(DRS-MT1～DRS-MT4)进行频分复用、进而对非正交DRS也进行频分复用的帧构成，还可以是在频率和时间的两方向上进行复用的方法。

<第2变形例>

在本实施方式中，如(iii)所述，说明了BS发送接收滤波器、MT使用该接收滤波器来将DRS以及数据信号分离成各自的流的方法。本第2变形例说明BS不发送与该接收滤波器相关的信息而MT将数据信号分离成各自的流的方法。

首先，将帧构成设为图22所示。与图21进行比较，在图22所示的本变形例中，取代BS不发送接收滤波器，而以按每个流正交的无线资源来发送发往各MT的DRS。在图22中，发送与发往MT1的流1和流2对应的正交DRS(DRS-MT1、DRS-MT2)，同样地，发送与发往MT2的流3和4对应的正交DRS。

本变形例所涉及的BS的构成是从图18中排除了接收滤波信息生成部32a后的构成。本变形例所涉及的MT的构成是从图19的构成中排除了接收滤波器乘法部52a和接收滤波器取得部53b后的构成。各MT通过在DRS用传播路径估计部65中接收DRS，能估计等效的传播路径矩阵U_k∑_k。数据信号也通过等效的传播路径矩阵U_k∑_k而在MT中被接收。故而，MT能在传播路径补偿部55中对数据信号乘以该矩阵的逆矩阵，将数据信号分离成各个流，且对数据信号的振幅进行归一化。MT将在传播路径补偿部55中算出的信号输入至模运算部67。

此外，除了本实施方式所示的线性滤波器计算方法以外，还可以对使用基于了MMSE规范的线性滤波器计算方法的MU-MIMO THP来应用本实施例，也可以是如非专利参考文献3中所记载的使用了排序的方法。

另外，在MT将基于CRS而估计出的信息对BS进行通知时，可以将对表示以矩阵表征了传播路径状态的H的各分量的值进行量化后的矩阵通知给BS。或者，可以使用如下方法：BS和MT预先共享图23所示那样的表(以下，称为“码本”。)，由MT基于CRS来从图23的8个传播路径信息的值中选择针对发往本终端的传播路径的0～7的编号中的一个，并将选出的编号通知给BS。当然，图23所示的码本不限于此，还可以使用其他的码本。

另外，上述方法的BS所涉及的功能如图18所示，可以在处理器1内执行。该处理器1除了具有执行本申请发明的方法的DRS生成部、非线性空间复用部、以及发送部以外，还具有接收部、传播路径信息取得部、CRS生成部、接收滤波器信息生成部以及数据信号生成部，但不限于此，也可以仅由DRS生成部、非线性空间复用部、以及发送部构成，还可以是兼具这些或其他功能那样的构成，并不受限定。

另外，上述方法的MT所涉及的功能如图19所示可以在处理器2内执行。该处理器除了具有执行本申请的方法的接收部以及DRS用传播路径估计部以外，还具有信号分离部、传播路径补偿部、CRS用传播路径估计部、传播路径状态信息生成部、发送部、模运算部、解调部、解码部、接收滤波器乘法部以及接收滤波器取得部，但并不限于此，也可以仅由接收部以及DRS用传播路径估计部构成，还可以是兼具这些或其他功能的构成，并不受限定。此外，在此所谓的发送模式判别部是表示发送模式取得部，但也可以是除此以外的部分。

以下，说明上述实施方式中的公共点。

<全部实施方式中的公共的说明>

上述的各实施方式中示出的基站装置(BS)以及移动站装置(MT)所具备的天线的根数为了说明方便，设为了与由MT通信的数据流数一致，但也可以是物理上具有与示出的根数为不同根数的天线的MT。例如，某MT在物理上以2根天线来接收信号，但在成为将接收到的信号合成为1个信号的设计的情况下，在本发明的记载中，为了方便，作为天线为1根的情况来进行了处理。

此外，本发明不必在利用了THP的DL MU-MIMO通信的全部通信中进行使用，可以仅限于接收SNR高的MT，以基于本发明的方法发送DRS等，根据接收质量来部分地使用本发明。另外，可以不仅根据接收质量，还根据MT的移动速度或调制方式、编码率等来部分地使用。

例如，接收SNR高的MT使用自适应调制编码(AMC：AdaptiveModulation and Coding)，使用了16QAM或64QAM等高多值数的调制方式的情况较多，高多值数的调制方式由于信号点间距离短，因此还要求传播路径估计精度。故而，在接收SNR高时、或以高多值数的调制方式进行通信时，以除了正交DRS还使用非正交DRS来提高传播路径估计精度为目的来使用本发明也是有效的。另外，在高SNR时，正交DRS中扰动矢量的估计错误减少，因此认为本发明更有效地发挥功能。

进而，若在调制方式为64QAM以上的多值数时使用本发明，而在多值数少于64QAM时使用仅发送正交DRS等的现有技术，则还无需新发送从基于本发明和现有技术的两种DRS发送方法中使用哪种方法这样的控制信息。这是由于，MT只要知道调制方式，就能判别使用哪种DRS发送方法。

在本发明所涉及的移动站装置以及基站装置中动作的程序是控制CPU等以实现本发明所涉及的上述实施方式的功能的程序(使计算机发挥功能的程序)。而且，将这些装置中所处理的信息在其处理时临时蓄积于RAM中，其后，容纳于各种ROM或HDD中，并根据需要由CPU读出来进行修正/写入。作为容纳程序的记录介质，可以是半导体介质(例如，ROM、非易失性存储卡等)、光记录介质(例如，DVD、MO、MD、CD、BD等)、磁记录介质(例如，磁盘、软盘等)等中的任一种。另外，不仅有通过执行加载的程序来实现上述的实施方式的功能的情况，而且还有通过基于该程序的指示与操作系统或者其他的应用程序等共同处理来实现本发明的功能的情况。

另外，在使流通于市场的情况下，能使程序容纳于可移动型的记录介质中来进行流通，或者转发至经由互联网等网络而连接的服务器计算机。在此情况下，服务器计算机的存储装置也包含在本发明中。另外，上述的实施方式中的移动站装置以及基站装置的一部分或者全部可以作为典型的集成电路即LSI来实现。移动站装置以及基站装置的各功能块既可以单独地芯片化，也可以将一部分或者全部进行集成地芯片化。另外，集成电路化的手法不限于LSI，还可以通过专用电路或者通用处理器来实现。另外，在随着半导体技术的进步而出现了代替LSI的集成电路化的技术的情况下，还能使用基于该技术的集成电路。

以上，参照附图来详述了本发明的实施方式，但具体的构成不限于该实施方式，不脱离本发明的主旨的范围的设计等也包含在权利要求的保护范围内。

工业实用性

本发明能利用在通信装置中。

在本说明书中引用的所有的刊物、专利以及专利申请作为参考而被直接引入本说明书中。

标号说明

A……基站、1……处理器、3……数据信号生成部、5……编码部、7……调制部、11……非线性空间复用部、15……DRS生成部、17……正交复用部、21……固有信号构成部、23……线性滤波器乘法部、25……发送部、AT……天线、27……CRS生成部、29……接收部、31……传播路径信息取得部、33……线性滤波器计算部、B……终端站(MT)、51……接收部、53……信号分离部、55……传播路径补偿部、57……模运算部、61……传播路径状态信息生成部、63……发送部、65……DRS用传播路径估计部、71……解调部、73……解码部。

Claims (16)

1.一种发送装置，具备对多个接收装置在同一信道、同一时刻发送信号的多根发送天线，所述发送装置的特征在于具有：

固有参考信号生成部，其生成发往各所述接收装置的固有参考信号；

非线性空间复用部，其使用由至少一部分所述固有参考信号构成的第1组固有参考信号来生成非正交固有参考信号；和

发送部，其发送至少包含所述非正交固有参考信号在内的信号。

2.根据权利要求1所述的发送装置，其特征在于，

所述发送装置还具有：正交复用部，其使用由至少一部分所述固有参考信号构成的第2组固有参考信号来生成正交固有参考信号，

所述发送部发送至少包含所述非正交固有参考信号和所述正交固有参考信号各一个在内的信号。

3.根据权利要求2所述的发送装置，其特征在于，

所述发送装置还具有：数据信号生成部，其生成发往各所述接收装置的数据信号，

所述非线性空间复用部对所述数据信号实施非线性空间复用，

所述发送部还将所述非线性空间复用后的数据信号发送至所述多个接收装置。

4.根据权利要求3所述的发送装置，其特征在于，

所述发送装置还具有：线性滤波器计算部，其基于传播路径状态信息来计算线性滤波器和干扰系数信息，

所述非线性空间复用部具有：

干扰计算部，其基于所述数据信号或所述第1组的一部分固有参考信号，来计算各所述接收装置所受的干扰；

干扰减法部，其从针对各所述接收装置的、各所述数据信号或所述第1组固有参考信号中，减去所述干扰；和

模运算部，其对由所述干扰减法部减去所述干扰后的至少一个所述数据信号或减去所述干扰后的属于所述第1组的至少一个固有参考信号实施模运算。

5.一种接收装置，其特征在于具有：

接收部，其接收对发往多个接收装置的固有参考信号进行了空间复用后的非正交固有参考信号；和

传播路径估计部，其至少基于所述非正交固有参考信号来进行传播路径估计。

6.根据权利要求5所述的接收装置，其特征在于，

进而，所述接收部接收正交固有参考信号，

所述传播路径估计部具有至少基于所述正交固有参考信号和所述非正交固有参考信号来进行传播路径估计的传播路径估计部。

7.根据权利要求6所述的接收装置，其特征在于，

所述传播路径估计部具有：

正交固有参考信号估计部，其基于所述正交固有参考信号来进行第一传播路径估计；和

扰动矢量估计部，其基于所述第一传播路径估计的结果和所述非正交固有参考信号，来估计对该非正交固有参考信号加上的扰动矢量。

8.根据权利要求7所述的接收装置，其特征在于，

所述传播路径估计部具有：合成固有参考信号估计部，其基于所述非正交固有参考信号、所述扰动矢量、以及所述正交固有参考信号，来计算传播路径估计值。

9.根据权利要求7所述的接收装置，其特征在于，

所述接收部接收正交固有参考信号以及多个非正交固有参考信号，

所述传播路径估计部具有：

正交固有参考信号估计部，其基于正交固有参考信号来计算传播路径估计值；

扰动矢量估计部，其基于所述传播路径估计值、以及多个所述非正交固有参考信号中的一部分，来分别估计对该非正交固有参考信号加上的扰动矢量；和

合成固有参考信号估计部，其基于所述一部分的非正交固有参考信号、所述扰动矢量、以及所述正交固有参考信号，来计算传播路径估计值。

10.根据权利要求9所述的接收装置，其特征在于，

所述扰动矢量估计部基于所述一部分的非正交固有参考信号以外的非正交固有参考信号、以及所述传播路径估计值，来分别估计对该所述一部分的非正交固有参考信号以外的非正交固有参考信号加上的扰动矢量。

11.一种通信系统，由多个接收装置、以及使用多根发送天线对所述多个接收装置在同一信道同一时刻发送信号的发送装置构成，所述通信系统的特征在于，

所述发送装置具有：

固有参考信号生成部，其生成发往各所述接收装置的固有参考信号；

非线性空间复用部，其使用由至少一部分所述固有参考信号构成的第1组固有参考信号来生成非正交固有参考信号；和

发送部，其发送至少包含所述非正交固有参考信号在内的信号，

所述接收装置具有：

接收部，其接收对发往多个接收装置的固有参考信号进行了空间复用后的非正交固有参考信号；和

传播路径估计部，其至少基于所述非正交固有参考信号来进行传播路径估计。

12.一种发送方法，是使用多根发送天线对多个接收装置在同一信道、同一时刻发送信号的方法，具有：

生成发往各所述接收装置的固有参考信号的步骤；

使用由至少一部分所述固有参考信号构成的第1组固有参考信号来生成非正交固有参考信号的步骤；和

发送至少包含所述非正交固有参考信号在内的信号的步骤。

13.一种接收方法，其特征在于具有：

接收正交固有参考信号以及非正交固有参考信号的步骤；

基于正交固有参考信号来计算传播路径估计值的步骤；和

基于所述传播路径估计值和非正交固有参考信号来进行传播路径估计的步骤。

14.一种用于使计算机执行权利要求12或13所述的方法的程序。

15.一种在发送装置中所使用的处理器，该发送装置具备对多个接收装置在同一信道、同一时刻发送信号的多根发送天线，所述处理器的特征在于具有：

固有参考信号生成部，其生成发往各所述接收装置的固有参考信号；

非线性空间复用部，其使用由至少一部分所述固有参考信号构成的第1组固有参考信号来生成非正交固有参考信号；和

发送部，其发送至少包含所述非正交固有参考信号在内的信号。

16.一种在接收装置中所使用的处理器，其特征在于具有：

接收部，其接收对发往多个接收装置的固有参考信号进行了空间复用后的非正交固有参考信号；和

传播路径估计部，其至少基于所述非正交固有参考信号来进行传播路径估计。

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