WO2011108319A1 - 通信システム、送信装置、受信装置 - Google Patents

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orthogonal
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博史 中野
毅 小野寺
藤　晋平
梢 平田
宏道 留場
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シャープ株式会社
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    • H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT

Definitions

  • the present invention relates to mobile communication technology.
  • THP Tomlinson Harashima Precoding is a technology in which a transmission apparatus grasps interference in advance and cancels the interference from a transmission signal in advance and transmits a signal to the reception apparatus in the presence of interference.
  • a method for transmitting and receiving a signal in which an increase in transmission power due to cancellation of interference is suppressed by performing Modulo (modulo, remainder) calculation in both the transmitting and receiving apparatuses see Non-Patent Document 1 below).
  • This Modulo operation is a process for reducing the transmission power by keeping the transmission signal below a certain amplitude.
  • the Modulo operation is performed by adding a signal that is an integral multiple of a known value ⁇ on both sides of transmission and reception to the I-ch (In-phase channel) and Q-ch (Qudrature channel) of the transmission signal. This is an operation for converting the signal so that it falls within the range of [ ⁇ / 2, ⁇ / 2].
  • An example of this Modulo calculation is shown in FIG. In FIG.
  • j represents an imaginary unit
  • Re (x) represents the real part of x
  • Im (x) represents the imaginary part of x
  • floor (x) represents the largest integer that does not exceed x.
  • THP the principle of THP will be described.
  • s be the desired signal and f be the interference.
  • the transmitting apparatus first subtracts the interference f from the desired signal s. This is because THP assumes that the interference f is known in advance. However, since the subtracted signal s-f usually has a large amplitude, if it is transmitted as it is, the transmission power increases. Therefore, the transmission device performs a Modulo operation on the signal s ⁇ f and transmits a signal indicated by Mod t (s ⁇ f).
  • the transmission device can keep the transmission signal in the range of [- ⁇ / 2, ⁇ / 2] from the origin for both I-ch and Q-ch. Can be transmitted.
  • the received signal is Mod t (s ⁇ f) + f. This is because the receiving apparatus receives interference f.
  • the receiving apparatus can detect the desired signal.
  • the Modulo operation is also performed on the reception side, whereby the desired signal s can be restored on the reception side.
  • the above is the THP mechanism.
  • MU-MIMO THP (Overall system configuration) As shown in FIG. 25, when a base station (Base Station: BS) transmits a signal to a plurality of terminals (Mobile Terminal: MT) at the same time and the same frequency, normally, multi-user interference (Multi User Interference: MUI) occurs.
  • a method of removing the MUI efficiently using THP and multiplexing a plurality of MTs is a downlink (DL) MU-MIMO (Multi-User Multi Input Multi Output).
  • DL downlink
  • MU-MIMO Multi-User Multi Input Multi Output
  • DL MU-MIMO THP is a technology based on the premise that the BS knows all MT channel state information (Channel State Information: CSI). This is because, as described above, the THP needs to know the interference received by the MT, which is the receiving device, in the BS that is the transmitting device, and the DL MU-MIMO THP uses the CSI to calculate the interference. This is because it is necessary to use.
  • CSI Channel State Information
  • Non-Patent Document 2 (BS configuration diagram (2MTs))
  • the BS knows the CSI addressed to each MT, and simultaneously transmits signals to the two MTs at the same time and the same frequency.
  • the interference of the signal addressed to MT1 on MT2 and the signal addressed to MT2 affect MT1.
  • FIG. 26 shows a configuration example of a specific BS for realizing communication with two MTs. The configuration of the BS will be described below according to the configuration example shown in FIG.
  • encoding sections 101-1 and 2 perform error correction encoding on information bits addressed to each MT, and input the encoded bits addressed to each MT to modulation sections 103-1 and 103-2.
  • Modulating sections 103-1, 2 modulate the input coded bits addressed to each MT to generate modulated signals addressed to each MT.
  • Modulation section 103-1 that has generated the modulation signal addressed to MT1 inputs the modulation symbol addressed to MT1 to interference calculation section 113 and linear filter multiplication section 115.
  • Modulation section 103-2 that has generated the modulation signal addressed to MT2 inputs the modulation symbol addressed to MT2 to interference subtraction section 107.
  • the linear filter calculation unit 117 calculates the linear filter and the interference coefficient information using the CSI grasped by the BS, and inputs the linear filter and the interference coefficient information to the linear filter multiplication unit 115 and the interference calculation unit 113, respectively.
  • the interference calculation unit 113 calculates the interference received by MT2 using the modulation signal input from the modulation unit 103-1 that generated the modulation signal addressed to MT1 and the interference coefficient information, and inputs the interference to the interference subtraction unit 107. To do.
  • the interference subtraction unit 107 subtracts the interference received by MT2 from the modulation signal addressed to MT2, and then inputs the subtracted signal to the Modulo calculation unit 111.
  • the Modulo operation unit 111 performs the Modulo operation shown in Expression (1) on the signal after subtraction, and inputs the signal after the Modulo operation to the linear filter multiplication unit 115.
  • the interference subtraction unit 107, the interference calculation unit 113, and the Modulo calculation unit 111 surrounded by a broken line are referred to as a nonlinear space multiplexing unit 105.
  • the linear filter multiplier 115 multiplies the input signal destined for MT1 and the signal destined for MT2 by a linear filter. Thereby, Null of the signal addressed to MT2 is directed in the direction of MT1, and the signal addressed to MT2 does not interfere with MT1.
  • the linear filter multiplication unit 115 inputs the signal after the linear filter multiplication to the transmission units 121-1 and 121-2.
  • the transmission units 121-1 and 2 perform digital / analog conversion on the signal after the linear filter multiplication, and then up-convert the signal to the carrier frequency and transmit the signal to MT1 and MT2.
  • MT1 and MT2 receive signals transmitted from the BS. Each MT performs reception processing on the received signal using the same Modulo operation as BS.
  • the MT will be described in detail with reference to FIG.
  • the receiving unit 131 down-converts the signal received by the antenna AT from the carrier frequency to the baseband, performs analog / digital conversion, and generates a baseband digital signal. Thereafter, the reception unit 131 inputs the baseband digital signal to the propagation path compensation unit 133.
  • the propagation path compensation unit 133 performs propagation path compensation on the baseband digital signal, and inputs the signal after propagation path compensation to the Modulo operation unit 135.
  • the Modulo operation unit 135 performs the Modulo operation represented by Expression (1) on the signal after propagation path compensation, and inputs the signal to the demodulation unit.
  • Demodulation section 137 demodulates the signal after Modulo and inputs the demodulation result to decoding section 141.
  • the DL MU-MIMO THP mechanism removes one of the interferences between the signals addressed to MT1 and the signal addressed to MT2 by THP, Is removed by multiplication of a linear filter.
  • the mechanism of this DL MU-MIMO THP will be explained in detail from the theoretical side.
  • modulation signals addressed to MT1 and MT2 are assumed to be s 1 and s 2 , respectively.
  • the linear filter multiplier 115 removes the interference of the signal addressed to MT2 on MT1 by directing the signal addressed to MT2 to Null with respect to MT1 using a linear filter.
  • This linear filter is obtained by the linear filter multiplication unit 115 performing QR decomposition on the Hermite conjugate H H of the propagation path matrix H.
  • QR decomposition is a method of decomposing an arbitrary matrix into a product of unitary matrix Q and upper triangular matrix R.
  • both Q and R are matrices of 2 rows and 2 columns, and R is an upper triangular matrix in which the components of 2 rows and 1 column are 0.
  • the linear filter multiplied by the linear filter multiplier 115 is the unitary matrix Q in the equation (4). Considering HQ that combines linear filter Q and actual channel matrix H equivalently as one channel,
  • R H is a lower triangular matrix. That is, the 1-row 2-column component of the equivalent propagation path RH is zero.
  • the k-by-l component of R is represented by r kl .
  • * Indicates a complex conjugate.
  • y 1 does not contain the component of s 2 . That is, the BS multiplies the signal addressed to MT by the linear filter Q so that the signal addressed to MT2 does not reach MT1. In other words, the BS points Null of the signal addressed to MT2 to MT1.
  • the interference that the signal addressed to MT2 exerts on MT1 can be removed by the linear filter.
  • the interference that the signal addressed to MT1 affects MT2 is removed using the above-described THP.
  • the interference f in order for the BS to perform THP, first, the interference f must be calculated.
  • this value is obtained by assuming that the interference after MT2 has compensated the propagation path is f. From Equation (6), if MT2 is z 2 for the received signal after propagation path compensation,
  • the interference component f indicates a term other than the signal s 2 addressed to MT2, so
  • THP TCP BS calculates signal Mod t (s 2 ⁇ f) by interference subtraction unit 107 and Modulo operation unit 111 using interference f and modulation signal s 2 addressed to MT 2 , and inputs this signal to linear filter multiplication unit 115. To do.
  • the linear filter multiplier 115 multiplies the signal Mod t (s 2 ⁇ f) and the signal s 1 addressed to MT1 by the linear filter Q to calculate a transmission signal.
  • nonlinear spatial multiplexing unit 105 which performs interference removal and Modulo operation on the modulated signal and inputs the result to the linear filter multiplication unit 115.
  • the process of calculating the signal to be called is called nonlinear spatial multiplexing.
  • MT2 can detect the modulated signal s 2 is addressed to itself. Also in MT1, after performing propagation path compensation, a modulated signal can be taken out by performing Modulo calculation.
  • Multi-stream communication for MTs having a plurality of receiving antennas The method described above is a method of transmitting a data stream to another MT one by one. However, as shown in FIG. There is also a technique of spatially multiplexing MTs that perform a plurality of data stream communications by MIMO using MU-MIMO THP at the same time and the same frequency (see Non-Patent Document 3). With this technology, spatial resources can be effectively utilized even for MTs having multiple receiving antennas. Thus, even when performing multi-stream communication, the BS performs a Modulo operation on each data stream addressed to each MT and transmits the data stream.
  • DRS DL MU-MIMO THP is a multiplexing method (time division) that divides DRS for each MT into orthogonal radio resources when transmitting dedicated reference signals (DRS) for each MT for demodulation. Multiplexing, frequency division multiplexing, etc.) and spatial multiplexing is not used (see Patent Document 1).
  • a DRS addressed to each MT that is divided into orthogonal radio resources is referred to as an “orthogonal DRS”.
  • the orthogonal DRS is used if the BS does not know the amplitude of the signal if the BS transmits DRS by spatial multiplexing using MU-MIMO THP as well as the data signal composed of information bit modulated signal etc. Therefore, the Modulo operation cannot be performed on the DRS, and the propagation path cannot be estimated based on the DRS transmitted after the Modulo operation.
  • the MT cannot estimate the propagation path.
  • the BS performs Modulo operation on the DRS and then transmits the signal, so that the reference signal is not q but the perturbation vector d is added to the signal q by Modulo operation.
  • the reference signal is the point represented by q + d, and since MT cannot divide the DRS received signal point y by q + d, the value of d cannot be known in advance. Cannot be estimated.
  • DL-MU-MIMO-THP uses orthogonal DRS without using a method of spatially multiplexing DRS addressed to each MT (see Patent Document 1 below).
  • the time-division multiplexing is performed for the number of MTs for which orthogonal DRS is spatially multiplexed, and a data signal spatially multiplexed with the remaining symbols is transmitted.
  • orthogonal DRSs need to be time-multiplexed like DRS-MT1, DRS-MT2,..., DRS-MT4 in FIG.
  • the BS transmits the DRS multiple times to each MT, and the MT combines the plurality of DRSs.
  • FIG. 29B the configurations of FIG. 29A and FIG. 29B are merely examples, and this problem can be generally applied to communication systems using spatial multiplexing based on DL-MU-MIMO-THP.
  • an object of the present invention is to provide a method for improving propagation path estimation accuracy while minimizing a decrease in transmission data rate in a communication system using spatial multiplexing by MU-MIMO THP.
  • a demodulation pilot that is spatially multiplexed based on the same DL-MU-MIMO-THP principle as data is transmitted.
  • Each MT combines two pilots by a predetermined method by combining a demodulating pilot transmitted with orthogonal radio resources and a spatially multiplexed pilot, and estimates a propagation path.
  • a transmission device including a plurality of transmission antennas that transmit signals to a plurality of reception devices at the same channel and at the same time, and that is a DRS (unique to each reception device).
  • a DRS generator that generates a reference signal
  • a nonlinear spatial multiplexing unit that generates a non-orthogonal DRS using a DRS of a first group that includes at least a part of the DRS, and a signal including at least the non-orthogonal DRS
  • a transmission device including a transmission unit for transmission.
  • an orthogonal multiplexing unit that generates an orthogonal DRS using a DRS of a second group including at least a part of the DRS, and the transmission unit includes at least one of the non-orthogonal DRS and the orthogonal DRS. It is characterized by transmitting a signal.
  • a data signal generation unit that generates a data signal addressed to each receiving device, wherein the nonlinear spatial multiplexing unit performs nonlinear spatial multiplexing on the data signal, and the transmission unit further includes the nonlinear spatial multiplexing.
  • the transmitted data signal is preferably transmitted to the plurality of receiving devices.
  • a linear filter calculating unit that calculates a linear filter and interference coefficient information based on propagation path state information, wherein the nonlinear spatial multiplexing unit is based on the DRS of the data signal or part of the first group.
  • An interference calculating unit that calculates interference received by each receiving device, an interference subtracting unit that subtracts the interference from each data signal or DRS of the first group for each receiving device, and the interference subtracting unit
  • a Modulo operation unit that performs a Modulo operation on at least one data signal obtained by subtracting the interference or at least one DRS belonging to the first group obtained by subtracting the interference.
  • a reception unit comprising: a reception unit that receives a non-orthogonal DRS in which DRSs addressed to a plurality of reception devices are spatially multiplexed; and a propagation path estimation unit that performs propagation path estimation based on at least the non-orthogonal DRS It may be a device.
  • the reception unit receives an orthogonal DRS
  • the propagation path estimation unit includes a propagation path estimation unit that performs propagation path estimation based on at least the orthogonal DRS and the non-orthogonal DRS.
  • the propagation path estimator is configured to perform an orthogonal DRS estimation unit that performs a first propagation path estimation based on the orthogonal DRS, and to the non-orthogonal DRS based on the first propagation path estimation result and the non-orthogonal DRS. It is preferable to have a perturbation vector estimation unit that estimates the added perturbation vector.
  • the propagation path estimation unit preferably includes a combined DRS estimation unit that calculates a propagation path estimation value based on the non-orthogonal DRS, the perturbation vector, and the orthogonal DRS.
  • the reception unit receives an orthogonal DRS and a plurality of non-orthogonal DRSs, the propagation path estimation unit calculates an propagation path estimation value based on the orthogonal DRS, the propagation path estimation value and a plurality of propagation path estimation values Based on a part of the non-orthogonal DRS, a perturbation vector estimator for estimating the perturbation vector added to the non-orthogonal DRS, the part of the non-orthogonal DRS, the perturbation vector, and the orthogonal DRS And a combined DRS estimator that calculates a propagation path estimated value based on the estimated value.
  • the perturbation vector estimator is a perturbation added to a non-orthogonal DRS other than the part of the non-orthogonal DRS based on the non-orthogonal DRS other than the part of the non-orthogonal DRS and the propagation path estimation value. It is preferable to estimate each vector.
  • the communication system includes a plurality of reception devices and a transmission device that transmits signals to the plurality of reception devices using a plurality of transmission antennas on the same channel and at the same time.
  • a DRS generator for generating a DRS (unique reference signal) addressed to each receiving device; a non-orthogonal DRS that generates a non-orthogonal DRS using a first group of DRSs comprising at least a part of the DRS;
  • a transmitter that transmits a signal including a non-orthogonal DRS, and the receiver includes a receiver that receives a non-orthogonal DRS in which DRSs for a plurality of receivers are spatially multiplexed, and at least the non-orthogonal
  • a communication system characterized by having a propagation path estimation unit that performs propagation path estimation based on DRS.
  • a transmission method comprising: generating a non-orthogonal DRS using a first group of DRSs composed of at least a part of the DRS; and transmitting a signal including at least the non-orthogonal DRS.
  • a characteristic reception method may be used.
  • the present invention may be a program for causing a computer to execute the method described above, or a recording medium for recording the program.
  • the program may be acquired by a transmission medium such as the Internet.
  • a processor used in the receiving device a receiving unit that receives a non-orthogonal DRS in which DRSs addressed to a plurality of receiving devices are spatially multiplexed, and a propagation channel that performs channel estimation based on at least the non-orthogonal DRS
  • a processor characterized by having an estimation unit characterized by having an estimation unit.
  • the spatially multiplexed non-orthogonal DRS can transmit a pilot to all MTs with one radio resource, it is possible to sufficiently secure radio resources for arranging data signals. In addition, transmission accuracy can be improved by transmitting non-orthogonal DRS and orthogonal DRS.
  • FIG. 6A is a diagram illustrating a configuration example when orthogonal DRS is transmitted a plurality of times in a frame
  • FIG. 6B is a diagram illustrating a configuration example in which non-orthogonal DRS is added.
  • FIG. 6B is a diagram illustrating a configuration example in which non-orthogonal DRS is added.
  • It is a functional block diagram which shows one structural example of a nonlinear space multiplexing part.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a frame configuration example in which orthogonal DRSs (DRS-MT1 to DRS-MT4) are frequency division multiplexed and non-orthogonal DRSs are also frequency division multiplexed. It is a figure which shows the frame structural example which multiplexed the orthogonal DRS and the non-orthogonal DRS in the frequency direction. It is a figure which shows the example of a frame structure multiplexed in both the direction of a frequency and time.
  • orthogonal DRSs DRS-MT1 to DRS-MT4
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a Modulo operation for converting a signal to fall within a range of [/ 2]. It is a figure which shows a mode that a base station transmits a signal with respect to several terminal at the same time and the same frequency. It is a figure which shows one structural example of concrete BS for implement
  • FIG. It is a flowchart figure which shows the flow of a process of 1st Embodiment.
  • the base station transmits orthogonal DRS to each mobile station MT, and DRS addressed to each MT is subjected to nonlinear spatial multiplexing in the same manner as the data signal.
  • This DRS is referred to as “non-orthogonal DRS”.
  • MT estimates the channel using both orthogonal DRS and non-orthogonal DRS.
  • FIG. 1 is a functional block diagram showing a configuration example of a BS in the present embodiment.
  • the case where the number of MTs and the number of BS antennas is two has been described for the sake of brevity.
  • the configuration example shown in FIG. explain.
  • the BS (A) first generates a common reference signal (Common Signals: CRS) ⁇ for each of the antennas AT-1 to N by the CRS generating unit 27 and transmits the transmitting units 25-1 to 25-N. Enter the CRS.
  • the transmitters 25-1 to 25-N perform digital / analog conversion on the input CRS, up-convert, generate a radio signal of a carrier frequency, and transmit the CRS to the MT via the antennas AT-1 to N.
  • the MT estimates the propagation path state from each antenna of the BS based on the CRS, and transmits a radio signal (propagation state signal) ⁇ including the propagation path state information to the BS (A).
  • the BS receiving units 29-1 to 29-N receive propagation path state signals via antennas AT-1 to N, down-convert the propagation path state signals to generate baseband digital signals, and acquire propagation path state information.
  • the baseband digital signal is input to the unit 31.
  • This baseband digital signal is a signal including propagation path state information notified from the MT to the BS.
  • the propagation path state information acquisition unit 31 acquires the propagation path state information from the baseband digital signal and inputs it to the linear filter calculation unit 33.
  • the linear filter calculation unit 33 calculates the linear filter and the interference coefficient information from the propagation path state information by the same method as that shown in the conventional example, the linear filter is input to the linear filter multiplication unit 33, and the interference coefficient information is transferred to the nonlinear space. Input to the multiplexing unit 11.
  • the operation of the linear filter calculation unit 33 when generalized when the number of MTs is N will be described in detail later.
  • the DRS generator 15 generates a DRS for each MT and inputs it to the nonlinear spatial multiplexing unit 11.
  • the DRS input by the DRS generator 15 to the nonlinear spatial multiplexing unit 11 is referred to as a first group of DRSs.
  • the DRS generation unit 15 generates a DRS for each MT again and inputs the DRS to the orthogonal multiplexing unit 17.
  • the DRS input by the DRS generator 15 to the orthogonal multiplexer 17 is referred to as a second group of DRSs.
  • the nonlinear spatial multiplexing unit 11 performs nonlinear spatial multiplexing on the input DRS for each MT, generates a non-orthogonal DRS, and inputs the non-orthogonal DRS to the eigensignal configuration unit 21.
  • the operation of the nonlinear spatial multiplexing unit 11 is the same as that shown in FIG. However, in the conventional example, nonlinear spatial multiplexing is performed on the data signal, but in this embodiment, nonlinear spatial multiplexing is also performed on the DRS in addition to the data signal.
  • the detailed operation of the nonlinear spatial multiplexing unit when the MT number is generally N will be described later.
  • the orthogonal multiplexing unit 17 arranges and multiplexes the input DRSs in radio resources orthogonal to each other, generates an orthogonal DRS, and inputs the orthogonal DRS to the unique signal configuration unit 21.
  • the allocation to orthogonal radio resources may be time division multiplexing (Time Division Division: Multiplexing: TDM) or code division multiplexing (TDM) (see FIG. 2).
  • Code (Division (Multiplexing: CDM)) or the like may be used.
  • FIG. 2 shows orthogonal DRSs addressed to each MT as DRS-MT1, DRS-MT2, and the like.
  • multiplexing may be performed by combining FDM in addition to TDM and CDM.
  • FDM Orthogonal Frequency Division
  • CDM Code Division Multiple Access
  • the encoding units 5-1 to N perform error correction encoding on the information bits addressed to each MT, and input the encoded bits to the modulation units 7-1 to N.
  • Modulators 7-1 through N modulate the input bits to generate a modulated signal, which is input to nonlinear spatial multiplexing unit 11.
  • the combined portion of the encoding units 5-1 to N and the modulation units 7-1 to N is referred to as a data signal generation unit 3.
  • the modulation signal is called a data signal.
  • the nonlinear spatial multiplexing unit 11 performs nonlinear spatial multiplexing similar to non-orthogonal DRS on the input data signal for each MT, generates a data signal subjected to nonlinear spatial multiplexing, and inputs the data signal to the specific signal configuration unit 21. .
  • the unique signal configuration unit 21 configures a unique signal using a data signal, a non-orthogonal DRS, and an orthogonal DRS.
  • FIG. 3 shows a signal when the number of MTs is 4, taking the frame configuration at this time as an example. Since the non-orthogonal DRS multiplexes signals destined for each MT in the same manner as a data signal, the signal can be transmitted to all MTs in a time corresponding to one symbol.
  • the unique signal configuration unit 21 inputs the unique signal thus configured to the linear filter multiplication unit 23.
  • the linear filter multiplier 23 multiplies the input unique signal by a linear filter, generates a signal corresponding to each antenna, and inputs the signal to the transmitters 25-1 to 25-N.
  • Transmitters 25-1 to 25-N perform digital / analog conversion on the signals corresponding to the input antennas, up-convert them, generate radio signals of the carrier frequency, and transmit the MTs to the MTs via the antennas. Send the addressed signal.
  • the MT (B) receiving unit 51 receives a signal including the CRS transmitted by the BS via the antenna AT, down-converts the signal, generates a baseband digital signal, and then inputs the signal to the signal separation unit 53.
  • the signal separation unit 53 separates the CRS corresponding to each BS antenna from the baseband digital signal and inputs the CRS to the CRS channel estimation unit 57.
  • the CRS channel estimation unit 57 estimates the channel state from the BS to the MT based on the received CRS, and inputs the estimated channel state information to the channel state information generation unit 61.
  • the propagation path state information generation unit 61 inputs a propagation path state signal to the transmission unit 63 using the propagation path state information.
  • the transmitter 63 performs digital / analog conversion on the input propagation path state signal, and then up-converts to generate a radio signal having a carrier frequency, and transmits the propagation path state signal to the BS via the antenna AT. Send.
  • the MT reception unit 51 receives signals including orthogonal DRS, non-orthogonal DRS, and data signals via an antenna, down-converts to generate a baseband digital signal, and then transmits the baseband digital signal to the signal separation unit 53. Input a band digital signal.
  • the signal separation unit 53 separates the baseband digital signal into an orthogonal DRS, a non-orthogonal DRS, and a data signal, and inputs the DRS to the DRS propagation path estimation unit 65 and the data signal to the propagation path compensation unit 55.
  • the DRS channel estimation unit 65 estimates a channel based on the input orthogonal DRS and non-orthogonal DRS, and inputs information indicating the channel state to the channel compensation unit 55.
  • the detailed principle of the DRS propagation path estimation unit 65 will be described later, but this DRS propagation path estimation unit 65 has the same high accuracy as when two orthogonal DRSs are sent as shown in FIG. Can be estimated.
  • the propagation path compensation unit 55 performs propagation path compensation on the data signal using information indicating the propagation path state, and inputs the data signal to the Modulo calculation unit 57.
  • the Modulo operation unit 57 performs Modulo operation on the data signal and inputs the data signal subjected to the Modulo operation to the demodulation unit 71.
  • the demodulator 71 demodulates the data signal that has been subjected to the Modulo operation, and inputs the demodulation result to the decoder 73.
  • the decoding unit 73 performs decoding using the input demodulation result and outputs information bits.
  • DRS propagation path estimation unit in MT will be described in detail while comparing with the conventional propagation path estimation method.
  • DRS addressed to each MT has been time-division multiplexed and transmitted.
  • a frame configuration as shown in FIG. if the DRS is sent to each MT once more in order to improve the propagation path estimation accuracy, a frame configuration example as shown in FIG. 5B is obtained.
  • non-orthogonal DRS is transmitted in addition to time-divided orthogonal DRS.
  • Non-orthogonal DRS can transmit DRS to all MTs with one symbol. Therefore, DRS can be transmitted twice to all MTs while minimizing the reduction in the area to which the data signal is allocated.
  • FIG. 4B shows a configuration example of the DRS propagation path estimation unit 65
  • FIG. 30 shows a flowchart showing the operation of this part.
  • a propagation path to be estimated by each MT is set to ⁇ .
  • ⁇ is represented by r kk * in each diagonal component of the equivalent propagation path RH represented by the equation (15) described later).
  • the transmitting side transmits a known reference signal q as an orthogonal DRS on the receiving side and transmits q + d as a non-orthogonal DRS.
  • d is a perturbation vector having an integer multiple of ⁇ in the I-ch and Q-ch directions added by the Modulo operation on the transmission side. Are added by the Modulo operation in the nonlinear spatial multiplexing section on the transmission side.
  • the received signal with respect to the orthogonal DRS y orth the received signal corresponding to a non-orthogonal DRS and y nonorth.
  • the noise included in y orth and y nonorth is defined as no orth and n nonorth .
  • the MT estimates the propagation path on the assumption that fluctuations in the propagation path through which the orthogonal DRS passes and the propagation path through the non-orthogonal DRS can be ignored.
  • the DRS separation unit 81 separates the input DRS into orthogonal DRS and non-orthogonal DRS, orthogonal DRSy orth into the orthogonal DRS estimation unit 87, and non-orthogonal DRSy nonorth into the perturbation vector. It inputs into the estimation part 83 (step S201).
  • the orthogonal DRS estimation unit 87 estimates the equivalent propagation path ⁇ using only the orthogonal DRS. If the estimation result is ⁇ orth ,
  • ⁇ orth includes an error noth / q caused by noise.
  • the orthogonal DRS estimation unit 87 inputs this ⁇ orth to the perturbation vector estimation unit 83 (step S202).
  • the perturbation vector estimation unit 83 estimates the sum q + d of the reference signal and the perturbation vector using the non-orthogonal DRSy nonorth received by the MT and ⁇ orth estimated by the orthogonal DRS estimation unit 87.
  • a specific estimation method is shown in FIG.
  • the x mark in FIG. 7 is the value of ynonorth / ⁇ orth .
  • ⁇ indicates a candidate point of q + d.
  • Each ⁇ is arranged on the lattice point because the possible values of the perturbation vector d exist at intervals of Modulo width ⁇ in the I-ch and Q-ch directions.
  • the perturbation vector estimation unit 83 estimates that the candidate point ⁇ closest to y nonoorth / ⁇ orth indicated by ⁇ is a non-orthogonal DRS transmitted from an actual BS.
  • the perturbation vector estimation unit 83 inputs this estimation result q + d and the received non-orthogonal DRS signal y nonorth to the combined DRS estimation unit 85 (step S203).
  • the combined DRS estimator 85 performs propagation path estimation using two DRSs , orthogonal DRS (reference signal: q received signal: y orth ) and non-orthogonal DRS (reference signal: q + d received signal: y nonorth ).
  • orthogonal DRS reference signal: q received signal: y orth
  • non-orthogonal DRS reference signal: q + d received signal: y nonorth
  • propagation path estimation can be performed using non-orthogonal DRS in addition to orthogonal DRS. Compared to FIG. 5A in which only orthogonal DRS is sent, the propagation path estimation accuracy can be greatly improved while minimizing the decrease in transmission rate.
  • the present invention can also be applied to the case where orthogonal DRS is transmitted a plurality of times within a frame. That is, as shown in FIG. 6B, the non-orthogonal DRS can be added to improve the propagation path estimation accuracy while minimizing the decrease in the transmission rate.
  • each MT is combined by a known technique such as averaging the estimated channel values estimated by the orthogonal DRS estimation unit 87 by the orthogonal DRS estimation unit 87 and input to the combined DRS estimation unit 85. Note that a method for transmitting a non-orthogonal DRS multiple times within a frame will be described in the second embodiment.
  • the linear filter calculation unit 33 calculates a linear filter and interference coefficient information. Specifically, QR decomposition is performed on the Hermite conjugate H H of the propagation path H.
  • the Q obtained here is input to the linear filter multiplier 23 as a linear filter.
  • a combination of the linear filter Q and the actual propagation path H can be regarded as one equivalent propagation path. This equivalent propagation path is
  • RH is a lower triangular matrix, and the first row is 0 except for the diagonal component (one row and one column component).
  • the matrix A is a diagonal matrix obtained by extracting only the diagonal component of RH .
  • a ⁇ 1 represents an inverse matrix of A.
  • the reason why A -1 is multiplied by RH is that, as in equation (8), it is necessary to calculate a coefficient for obtaining an interference signal included in the received signal after each MT has compensated the propagation path. It is.
  • the reason why the unit matrix I is subtracted is to remove the component corresponding to the data signal and calculate only the interference component.
  • the linear filter calculation unit 33 calculates the linear filter and interference coefficient information by the method described here, inputs the linear filter Q to the linear filter multiplication unit 23, and inputs the interference coefficient information B to the interference calculation unit 41. .
  • FIG. 8 showing the detailed configuration of the nonlinear spatial multiplexing unit 11 and FIGS. 9 and 10 which are flowcharts.
  • the operation of the nonlinear spatial multiplexing unit 11 when a data signal is input will be described.
  • the process is started (Start), and the interference calculation unit 41 acquires the interference coefficient information calculated by the linear filter calculation unit 33 (step S1 in FIG. 9).
  • 1 is substituted into a variable k taking a value from 1 to N (step S2).
  • step S3 place the data signal s 1 addressed MT1 and v 1
  • v 1 ,..., V N are signals input to the unique signal constituting unit 21 and v 2 ,..., V N are calculated by the processing from step S4 to step S10.
  • the operation when k takes any value from 2 to N will be generally described using the variable k.
  • step S5 the interference calculation unit 41 calculates the interference signal f k received by the MTk by the following equation (step S5).
  • the p-by-q-column component of R in Expression (15) is expressed as r pq .
  • the interference calculation unit 41 inputs the interference signal f k to the interference subtraction unit 41-k corresponding to MTk.
  • the interference subtracting unit 41-k subtracts f k from the data signal s k to calculate a signal s k -f k (step S6).
  • the interference subtraction unit 41-k inputs the signal s k -f k to the Modulo operation unit 43-k corresponding to MTk.
  • the Modulo calculation units 43-2 to 43-N are arranged so as to be connected to the interference subtraction units 41-2 to N corresponding to the respective MTs MT2 to MTN.
  • the Modulo operation units 43-2 to 43-N set the signal Mod (s k ⁇ f k ) calculated by performing the Modulo operation represented by the expression (1) on the input signal as v k (step S7). .
  • the nonlinear spatial multiplexing unit 11 when a data signal is input has been described so far, but the same operation is performed when a non-orthogonal DRS is input as shown in the flowchart (FIG. 10).
  • the data signal s k is replaced with the non-orthogonal DRSq k
  • the interference f k is replaced with the interference g k
  • the signal v input to the eigen signal configuration unit 21 is replaced with the signal u.
  • the Modulo width may differ between the non-orthogonal DRS and the data signal.
  • the Modulo operation units 43-2 to 43-N increase the Modulo width by ⁇ X times. It is also desirable to switch adaptively depending on the data signal modulation method.
  • the first embodiment can also be applied to a system that performs OFDM in the downlink, the uplink, or both.
  • the method described in the first embodiment is performed for each subcarrier or for each unit in which several subcarriers are grouped.
  • the BS configuration When performing OFDM communication in the downlink, the BS configuration includes an IFFT unit 35 and a GI (Guard Interval) shown in FIG. 11A between the linear filter multiplication unit 23 and each transmission unit 25 in FIG. )
  • the insertion portion 37 is inserted.
  • the CRS generator 27 inputs the CRS to the IFFT unit 35.
  • Each IFFT unit 35 is connected to the linear filter multiplication unit 23, and each GI insertion unit 37 is connected to each of the transmission units 25-1 to 25-1. Connected to N.
  • the IFFT unit 35 performs IFFT on the signal and CRS output from the linear filter multiplication unit 23 to create a baseband digital signal, and inputs the baseband digital signal to the GI insertion unit 37.
  • the GI insertion unit 37 adds a GI to the baseband digital signal, and inputs the signal with the GI added to the transmission units 25-1 to 25-N. The operations other than these two parts are the same as those described above.
  • the MT configuration When performing OFDM communication in the downlink, the MT configuration includes a GI removal unit 37a and an FFT unit 35a shown in FIG. 11B between the reception unit 51 and the signal separation unit 53 in FIG. 4A. Inserted. The operations other than these two parts are the same as those described above.
  • the GI removal unit 37a removes the GI from the baseband digital signal input to the reception unit 51 and inputs the GI to the FFT unit 35a.
  • the FFT unit 35 a performs FFT on the baseband digital signal from which the GI has been removed, calculates a frequency direction signal, and then inputs the frequency direction signal to the signal separation unit 53.
  • the BS configuration When performing OFDM communication in the uplink, the BS configuration includes a GI removal unit 37a shown in FIG. 11B between the reception units 29-1 to 29-N and the propagation path information acquisition unit 31 in FIG. And the FFT unit 35a are inserted. There are as many GI removal units 37a and FFT units 35a as the number N of transmission units 25, each FFT unit 35a is connected to the propagation path information acquisition unit 31, and each GI removal unit is connected to each reception unit. ing. Since the operations of the GI removal unit and the FFT unit are the same as the operations of the GI removal unit and the FFT unit in the case of performing OFDM communication in the downlink, a description thereof is omitted.
  • the MT configuration When performing OFDM communication in the uplink, the MT configuration includes IFFT unit 35 and GI insertion shown in FIG. 11A between the channel state information generation unit 61 and the transmission unit 63 in FIG. 4A. Part 37 is inserted.
  • the operations of the IFFT unit 35 and the GI insertion unit 37 are the same as the operations of the IFFT unit and the GI insertion unit when performing OFDM communication in the above uplink, and the description thereof is omitted.
  • each DRS and data signal are arranged in the time direction.
  • each DRS and data signal may be arranged not only in the time direction but also in the frequency direction. It may be arranged in both time and frequency directions.
  • this embodiment is applied to MU-MIMO THP using a linear filter based on the MMSE norm described in Non-Patent Reference 2 above.
  • a method using ordering as described in Non-patent Reference 2 may be used.
  • the BS signals the MT as shown in Fig. 8. No Modulo operation is performed. Therefore, in the MT, all DRSs may be regarded as orthogonal DRSs, and may be combined by a known technique such as averaging the estimated channel estimation values.
  • the BS may be notified of a quantized value indicating each component of H representing the channel state in a matrix.
  • the BS and MT share a table (hereinafter referred to as “Codebook”) as shown in FIG. 23 in advance, and MT is based on the CRS among the values of the eight channel information in FIG.
  • a method may be used in which one of the numbers 0 to 7 for the propagation path addressed to itself is selected and the selected number is notified to the BS.
  • the codebook shown in FIG. 23 is not limited to this, and other codebooks may be used.
  • the “frame” in the present invention includes (1) DRS and (2) at least a signal to be demodulated / decoded using a channel estimation result estimated from the DRS, A unit having a certain width in the direction and / or the frequency direction. Further, it does not necessarily need to match a “frame” having a general meaning or a “frame” defined in a specification or the like.
  • the processor 1 includes a receiving unit, a channel information acquiring unit, a CRS generating unit, and a data signal generating unit in addition to a DRS generating unit, an orthogonal multiplexing unit, a nonlinear spatial multiplexing unit, and a transmitting unit that execute the method of the present invention.
  • the present invention is not limited to this, and it may be composed of only a DRS generator, a nonlinear spatial multiplexing unit, an orthogonal multiplexing unit, and a transmission unit, and may be configured to have these and other functions, and is not limited.
  • the function relating to MT of the above method may be executed in the processor 2 as shown in FIG. 4A.
  • the processor includes a signal separating unit, a channel compensating unit, a CRS channel estimating unit, a channel state information generating unit, a transmitting unit, and a Modulo calculating unit.
  • the present invention is not limited to this, and it may be composed of only the receiving unit and the DRS propagation path estimating unit, or may have a configuration having these and other functions, and is not limited thereto.
  • the processor may be configured by a chip such as a semiconductor, and in that case, it may be in the form of a monolithic IC or a hybrid IC or a combination thereof.
  • the frame structure of the data signal, the orthogonal DRS, and the non-orthogonal DRS in this embodiment is different from that in the first embodiment, and is expressed as shown in FIG. 12, for example.
  • the structure of BS of this Embodiment can be represented by FIG. 1 similarly to 1st Embodiment.
  • the configuration of the MT is represented in FIG. 4A as in the first embodiment.
  • the configuration of the DRS propagation path estimation unit 65 is replaced with the configuration shown in FIG. FIG. 13 is different from FIG. 4B in that propagation path estimation is repeatedly performed between the combined DRS estimation unit 85a and the perturbation vector estimation unit 83a (symbol L). This process is specifically shown in the flowchart diagram (FIG. 14).
  • the DRS separator 81a separates the input DRS into orthogonal DRS and non-orthogonal DRS, and inputs the orthogonal DRS to the orthogonal DRS estimator 87a and the non-orthogonal DRS to the perturbation vector estimator 83a (step S301).
  • the orthogonal DRS estimator 87a first performs propagation path estimation, and estimates the equivalent propagation path ⁇ using only the orthogonal DRS (step S302).
  • Step S301 and step S302 are the same as the operation of step S201 and step S202 in the first embodiment.
  • the perturbation vector estimation unit 83a uses one of the received non-orthogonal DRS signals (hereinafter referred to as “non-orthogonal DRS1”) and the equivalent propagation path ⁇ to perform steps in the first embodiment. Similar to S203, the perturbation vector of the non-orthogonal DRS1 is estimated, the sum of the reference signal and the perturbation vector (expressed in the form of q + d in the first embodiment), and the actual non-orthogonal DRS1 The received signal is input to the combined DRS estimator 85a (step S303). Thereafter, the combined DRS estimation unit 85a performs channel estimation using two DRSs, orthogonal DRS and non-orthogonal DRS1, in the same manner as in step S204. The combined DRS estimation unit 85a outputs this value ⁇ and inputs it again to the perturbation vector insertion unit 83a (step S304).
  • the perturbation vector estimation unit 83a uses one of the non-orthogonal DRSs other than the non-orthogonal DRS1 estimated earlier (hereinafter, referred to as “non-orthogonal DRS2”) using ⁇ estimated in step S304. And the sum of the reference signal and the perturbation vector and the received signal of the non-orthogonal DRS2 are input to the combined DRS estimator (step S303).
  • the combined DRS estimation unit 85a combines the three orthogonal DRSs, non-orthogonal DRS1, and non-orthogonal DRS2 to perform channel estimation, and newly calculates a channel estimation value ⁇ (step S304). At this time, the channel estimation accuracy is improved compared to when r is estimated from only the non-orthogonal DRS1 and the orthogonal DRS. Thereafter, as shown in FIG. 14, the channel estimation accuracy can be gradually improved by repeating step S303 and step S304 by the number of non-orthogonal DRSs.
  • the perturbation vector can be estimated with higher propagation path estimation accuracy as the estimation order is later, so that the possibility that the perturbation vector estimation unit erroneously estimates the perturbation vector can be minimized.
  • the BS configuration When performing OFDM communication in the downlink, the BS configuration includes an IFFT unit 35 and a GI (Guard Interval) shown in FIG. 11A between the linear filter multiplication unit 23 and each transmission unit 25 in FIG. )
  • the insertion part 37 is inserted.
  • the CRS generating unit 27 inputs the CRS to the IFFT unit 35.
  • the IFFT units 35 and the GI insertion units 37 are provided as many as the number of transmission units 25, and each IFFT unit 35 is connected to the linear filter multiplication unit 23, and each GI insertion unit 37 is connected to each transmission unit 25. Yes.
  • the IFFT unit 35 performs IFFT on the signal and CRS output from the linear filter multiplication unit 23 to create a baseband digital signal, and inputs the baseband digital signal to the GI insertion unit 37.
  • the GI insertion unit 37 adds a GI to the baseband digital signal, and inputs the signal with the GI added to the transmission unit 25.
  • the operations other than these two parts are the same as those described above.
  • the MT configuration When performing OFDM communication in the downlink, the MT configuration includes a GI removal unit 37a and an FFT unit 35a shown in FIG. 11B between the reception unit 51 and the signal separation unit 53 in FIG. 4A. Inserted. The operations other than these two parts are the same as those described above.
  • the GI removal unit 37a removes the GI from the baseband digital signal input to the reception unit 51 and inputs the GI to the FFT unit 35a.
  • the FFT unit 35 a performs FFT on the baseband digital signal from which the GI has been removed, calculates a signal in the frequency direction, and then inputs the signal in the frequency direction to the signal separation unit 53.
  • the BS configuration When performing OFDM communication in the uplink, the BS configuration includes a GI removal unit 37a and an FFT unit 35a illustrated in FIG. 11B between the reception unit 29 and the propagation path information acquisition unit 31 in FIG. Is inserted.
  • the MT configuration When performing OFDM communication in the uplink, the MT configuration includes an IFFT unit 35 and a GI insertion unit shown in FIG. 11A between the channel state information generation unit 61 and the transmission unit 63 in FIG. 4A. 37 is inserted.
  • the operations of the IFFT unit 35 and the GI insertion unit 37 are the same as the operations of the IFFT unit 35 and the GI insertion unit 37 when performing OFDM communication in the uplink, and the description thereof is omitted.
  • each DRS and data signal are arranged in the time direction.
  • each DRS and data signal may be arranged not only in the time direction but also in the frequency direction. It may be arranged in both time and frequency directions.
  • the frame configuration shown in FIGS. 15 to 17 may be used.
  • the horizontal axis indicates OFDM symbols continuous in the time direction
  • the vertical axis indicates subcarriers arranged in the frequency direction.
  • a frame configuration in which orthogonal DRSs (DRS-MT1 to DRS-MT4) are frequency division multiplexed as shown in FIG. 15 and non-orthogonal DRSs are also frequency division multiplexed may be used, or in the frequency direction as shown in FIG.
  • Orthogonal DRS and non-orthogonal DRS may be multiplexed, or a method of multiplexing in both frequency and time directions as shown in FIG. In FIGS.
  • the non-orthogonal DRS is a signal that is referenced from all MTs, so that the channel estimation accuracy as a whole is improved by placing it in the center of the frame.
  • this embodiment is applied to MU-MIMO THP that uses a linear filter calculation method based on the MMSE norm described in Non-Patent Reference 2.
  • a method using ordering as described in Non-Patent Reference 2 may be used.
  • the BS may be notified of a quantized value indicating each component of H representing the channel state in a matrix.
  • BS and MT share a table as shown in FIG. 23 (hereinafter referred to as “Codebook”) in advance, and MT is based on CRS among the values of the eight channel information in FIG.
  • Codebook a method may be used in which one of the numbers 0 to 7 for the propagation path addressed to itself is selected and the selected number is notified to the BS.
  • the codebook shown in FIG. 23 is not limited to this, and other codebooks may be used.
  • the function relating to MT of the above method may be executed in the processor 2 as shown in FIG. 4A.
  • the processor includes a signal separating unit, a channel compensating unit, a CRS channel estimating unit, a channel state information generating unit, a transmitting unit, a Modulo operation
  • the present invention is not limited to this, and may be composed of only the receiver and the DRS propagation path estimator, or may be configured to have these and other functions. .
  • the operation of the BS and MT of the present embodiment is different from the first embodiment and the second embodiment in the following four points.
  • FIG. 18 shows a configuration example of a BS in the present embodiment.
  • 18 includes a linear filter and a linear filter calculation unit 33 that calculates interference coefficient information, similarly to FIG. 1 in the first embodiment.
  • the linear filter calculation unit 33 in the present embodiment calculates a reception filter and inputs it to the reception filter information generation unit 32a. Since the operation of the linear filter calculation unit 33 is different from that of the first embodiment, it will be described in detail later.
  • a method for calculating a signal in units of M streams using the nonlinear spatial multiplexing unit shown in FIG. 8 will be described.
  • M data streams pass through each connection.
  • the number of data streams input from the data signal generation unit 3 is MN.
  • the non-linear spatial multiplexing unit (FIG. 8) that receives a signal input from the data signal generation unit 3 has N connections. This is because M data streams pass through each.
  • the nonlinear spatial multiplexing unit collects M data streams addressed to MT1 and inputs them to the interference calculation unit 41, and then the interference calculation unit corresponds to each of the M streams of MT2.
  • the interference signals are calculated and input to the interference subtracting unit 41-2.
  • the interference subtraction unit 41-2 subtracts M interference signals corresponding to each of the M data streams addressed to MT2 and inputs the subtracted M signals to the Modulo operation unit 43-2.
  • the Modulo operation unit 43-2 performs the Modulo operation represented by the equation (1) for each of the M lines.
  • the Modulo calculation unit 43-2 inputs the calculated M post-Modulo calculation signals to the interference calculation unit and also inputs them to the linear filter multiplication unit 23a.
  • the process of sequentially removing the interference is performed one stream at a time, but in the present embodiment, M is performed collectively. It is a feature of the third embodiment that M is processed in this way.
  • a reception filter information generation unit 32a is newly added.
  • the reception filter information generation unit 32 a generates reception filter information and inputs it to the unique signal configuration unit 21.
  • the eigen signal configuration unit 21 configures the eigen signal using the non-orthogonal data signal, the non-orthogonal DRS, and the orthogonal DRS, further configures the eigen signal including the reception filter information, and linearizes the configured eigen signal. It inputs into the filter multiplication part 23a.
  • the configuration of the unique signal is, for example, as shown in FIG.
  • the unique signal shown in FIG. 21 includes reception filter information addressed to each MT, orthogonal DRS, non-orthogonal DRS, and data signal addressed to each MT. Since each orthogonal DRS can be separated by multiplying by a reception filter, those transmitted to the same MT can be spatially multiplexed. Similarly, since non-orthogonal DRSs can be separated by multiplying by reception filters, DRSs corresponding to all streams destined for all MTs can be spatially multiplexed in the same manner as data signals.
  • FIG. 19 shows the configuration of an MT having M antennas. Compared with the MT configuration of the first embodiment, the number of antennas, the number of reception units, and the number of transmission units are increased to M in the present embodiment, and the reception filter multiplication unit 52a and the reception filter acquisition unit 52b are increased. Is newly provided.
  • the MT that has received the M stream signal composed of the data signal, the non-orthogonal DRS, the orthogonal DRS, and the reception filter information first acquires the reception filter from the reception filter information by the reception filter acquisition unit 52b.
  • the reception filter acquisition unit 52b inputs the acquired reception filter to the reception filter multiplication unit 52a.
  • the reception filter multiplication unit 52a can separate all the M stream signals by multiplying the data signal, the non-orthogonal DRS, and the orthogonal DRS among the reception signals by the reception filter. Also, the reception filter multiplication unit 52 a inputs the separated M stream signal to the signal separation unit 53. Thereafter, MT can treat each stream as completely independent.
  • the operation after the signal separation unit 53 is the same as that in the first embodiment or the second embodiment. However, processing such as signal separation and propagation path estimation is performed for each separated M stream.
  • the reception filter multiplication unit 52a inputs the CRS as it is to the signal separation unit 53 without multiplying any filter in order to estimate the propagation path state.
  • the linear filter calculation unit 33 executes four processes: i) NullNSpace calculation, ii) MT individual filter calculation, iii) Linear filter calculation, and iv) Interference coefficient filter calculation. Finally, the linear filter calculation unit 33 inputs the linear filter to the linear filter multiplication unit 33, the interference coefficient information to the interference calculation unit 41, and the reception filter to the reception filter information generation unit 32a.
  • the first matrix and the third matrix from the left of the right side of Equation (18) are each a unitary matrix.
  • the second matrix only the 1 ⁇ 1 component and the 2 ⁇ 2 component are positive real numbers.
  • this linear filter P multiplies the signal destined for MT1 by the optimum MT individual filter when considering from the BS to MT1 SU-MIMO, and at the same time Nulls MT1 for the signal destined for MT2 It is possible to multiply the optimum MT individual filter under the restriction that is suitable.
  • This P corresponds to Q in the first embodiment, and the filter multiplier inputs this P to the linear filter multiplier.
  • T 11, T 21 and T 22 are 2 ⁇ 2 matrices.
  • T 11, T 22 represents a propagation path state in the BS signal transmitted to MT1,2 reaches the respective correct MT.
  • the T 21 represents a propagation path when a signal transmitted BS is addressed MT1 arrives as interference to MT2.
  • the fact that the upper right component of the equation (24) is 0 indicates that the signal addressed to MT2 does not reach MT1 as interference.
  • the BS calculates an interference coefficient filter using this equivalent propagation path T.
  • the interference coefficient filter is a filter for calculating an interference component remaining after MT2 compensates the propagation path using the equivalent propagation path T.
  • T 21 in a part of the equivalent propagation path T indicates a propagation path through which a signal serving as interference that the signal addressed to MT1 has on MT2 passes.
  • T represents an interference component before MT2 compensates the propagation path, in this method, it is necessary to calculate the propagation path of the interference signal after propagation path compensation.
  • the reception filter is a Hermitian conjugate of the first matrix from the left on the right side of Equations (2-6) and (2-7). That is,
  • the linear filter calculation unit inputs this reception filter to the reception filter information generation unit.
  • This P corresponds to Q in the first embodiment, and the filter multiplier inputs this P to the linear filter multiplier.
  • T ik is an M ⁇ M matrix, which is a propagation path matrix that can be regarded as passing when a signal addressed to the k-th MT reaches the i-th MT.
  • This equivalent propagation path corresponds to RH in the first embodiment, but in the present embodiment T corresponds to the data signal corresponding to the fact that RH in the first embodiment is completely a lower triangular matrix. Except for the diagonal matrix T ii indicating the propagation path, it is a lower triangular matrix. In other words, it can be said that T is triangulated in units of M ⁇ M matrix blocks. If only the data signal propagation path is taken out,
  • an interference coefficient filter is calculated as follows in order to calculate a signal that can cancel the interference that the MT receives after the data signal passes through the propagation path represented by Expression (33).
  • the BS configuration When performing OFDM communication in the downlink, the BS configuration includes an IFFT unit 35 and a GI (Guard Interval) shown in FIG. 11A between the linear filter multiplier 23a and each transmitter 25 in FIG.
  • the insertion part 37 is inserted. Further, the CRS generating unit 27 inputs the CRS to the IFFT unit 35.
  • the IFFT units 35 and the GI insertion units 37 exist as many as the number MN of the transmission units 25, each IFFT unit 35 is connected to the linear filter multiplication unit 23a, and each GI insertion unit 37 is connected to each transmission unit 25. Yes.
  • the IFFT unit 35 performs IFFT on the signal and CRS output from the linear filter multiplication unit 23 a to create a baseband digital signal, and inputs the baseband digital signal to the GI insertion unit 37.
  • the GI insertion unit 37 adds a GI to the baseband digital signal, and inputs the signal with the GI added to the transmission unit 25.
  • the operations other than these two parts are the same as those described above.
  • the GI removal unit 37a and the FFT unit 35a shown in FIG. 11B are inserted between the reception unit 51 and the reception filter multiplication unit 52a in FIG. 19 in the MT configuration. Is done. The operations other than these two parts are the same as those described above.
  • the GI removal unit 37a removes the GI from the baseband digital signal input to the reception unit 51 and inputs the GI to the FFT unit 35a.
  • the FFT unit 35a performs FFT on the baseband digital signal from which the GI has been removed, calculates a signal in the frequency direction, and then inputs the signal in the frequency direction to the reception filter multiplier 52a.
  • the BS configuration When performing OFDM communication in the uplink, the BS configuration includes a GI removal unit 37a and an FFT unit 35a shown in FIG. 11B between the reception unit 29 and the propagation path information acquisition unit 31 in FIG. Inserted.
  • the GI removal unit 37 a and the FFT unit 35 a exist as many as the number MN of the reception units 25, each FFT unit 35 a is connected to the propagation path information acquisition unit 31, and each GI removal unit 37 a is connected to each reception unit 29. is doing. Since the operations of the GI removal unit 37a and the FFT unit 35a are the same as the operations of the GI removal unit 37a and the FFT unit 35a when performing OFDM communication in the downlink, the description thereof is omitted.
  • the MT configuration When performing OFDM communication in the uplink, the MT configuration includes an IFFT unit 35 and a GI insertion unit 37 shown in FIG. 11A between the channel state information generation unit 61 and the transmission unit 63 in FIG. Is inserted. Since the operations of the IFFT unit 35 and the GI insertion unit 37 are the same as the operations of the IFFT unit and the GI insertion unit in the case of performing OFDM communication in the uplink, description thereof is omitted.
  • each DRS and data signal are arranged in the time direction.
  • each DRS and data signal may be arranged not only in the time direction but also in the frequency direction. It may be arranged in both frequency directions.
  • a frame configuration in which orthogonal DRSs (DRS-MT1 to DRS-MT4) are frequency division multiplexed and non-orthogonal DRSs are also frequency division multiplexed may be used, or a method of multiplexing in both the frequency and time directions may be used.
  • the frame configuration is as shown in FIG. Compared to FIG. 21, in the present modification shown in FIG. 22, the BS transmits the DRS addressed to each MT using radio resources orthogonal to each stream, instead of transmitting the reception filter.
  • orthogonal DRSs (DRS-MT1, DRS-MT2) corresponding to streams 1 and 2 destined for MT1 are transmitted, and similarly, orthogonal DRSs corresponding to streams 3 and 4 destined for MT2 are transmitted.
  • the present embodiment may be applied to MU-MIMO THP that uses a linear filter calculation method based on the MMSE norm. 3, a method using ordering may be used.
  • the BS may be notified of a quantized value indicating each component of H representing the channel state in a matrix.
  • BS and MT share a table as shown in FIG. 23 (hereinafter referred to as “Codebook”) in advance, and MT is based on CRS among the values of the eight channel information in FIG.
  • Codebook a method may be used in which one of the numbers 0 to 7 for the propagation path addressed to itself is selected and the selected number is notified to the BS.
  • the codebook shown in FIG. 23 is not limited to this, and other codebooks may be used.
  • the processor 1 includes a receiving unit, a propagation path information acquiring unit, a CRS generating unit, a receiving filter information generating unit, and a data signal generating unit in addition to a DRS generating unit, a nonlinear spatial multiplexing unit, and a transmitting unit that execute the method of the present application.
  • the present invention is not limited to this, and it may be composed of only a DRS generator, a nonlinear spatial multiplexing unit, and a transmitter, and may be configured to have these and other functions, and is not limited.
  • the function related to MT of the above method may be executed in the processor 2 as shown in FIG.
  • the processor includes a signal separating unit, a channel compensating unit, a CRS channel estimating unit, a channel state information generating unit, a transmitting unit, and a Modulo calculating unit.
  • the demodulator, the decoder, the reception filter multiplier, and the reception filter acquisition unit are not limited to this, but may include only the reception unit and the DRS propagation path estimation unit, and these and other functions. It may be configured to have both, and is not limited.
  • determination part here shows the transmission mode acquisition part, things other than this may be sufficient.
  • the number of antennas included in the base station apparatus (BS) and mobile station apparatus (MT) shown in each of the above embodiments is the same as the number of data streams communicated by the MT.
  • an MT having a physically different number of antennas may be used.
  • the description of the present invention treats the antenna as one for convenience. ing.
  • the present invention is not necessarily used in all DL-MU-MIMO communication using THP, and only for MTs having a high reception SNR, the DRS is transmitted by the method based on the present invention. Accordingly, the present invention may be partially used. Moreover, you may use partially according to not only reception quality but the moving speed of MT, a modulation system, a coding rate, etc.
  • MTs with high received SNR often use high multilevel modulation schemes such as 16QAM and 64QAM using adaptive modulation and coding (AMC: Adaptive Modulation and Coding). Since the method has a short distance between signal points, propagation path estimation accuracy is also required. Therefore, it is effective to use the present invention for the purpose of improving the propagation path estimation accuracy by using non-orthogonal DRS in addition to orthogonal DRS when the received SNR is high or when communication is performed with a high multilevel modulation scheme. is there. In addition, it is considered that the present invention functions more effectively because perturbation vector estimation errors are reduced in orthogonal DRS at high SNR.
  • AMC adaptive modulation and Coding
  • the modulation scheme is a multi-level number of 64QAM or more
  • the present invention is used, and when the multi-level number is less than 64QAM, the conventional technique such as transmitting only orthogonal DRS is used. There is no need to newly send control information indicating which method is used from the two DRS transmission methods. This is because the MT can determine which DRS transmission method is used as long as the modulation scheme is known.
  • the program that operates in the mobile station apparatus and the base station apparatus related to the present invention is a program (a program that causes a computer to function) that controls the CPU and the like so as to realize the functions of the above-described embodiments related to the present invention.
  • Information handled by these devices is temporarily stored in the RAM at the time of processing, then stored in various ROMs and HDDs, read out by the CPU, and corrected and written as necessary.
  • a recording medium for storing the program a semiconductor medium (for example, ROM, nonvolatile memory card, etc.), an optical recording medium (for example, DVD, MO, MD, CD, BD, etc.), a magnetic recording medium (for example, magnetic tape, Any of a flexible disk etc. may be sufficient.
  • the processing is performed in cooperation with the operating system or other application programs.
  • the functions of the invention may be realized.
  • the program when distributing to the market, can be stored and distributed on a portable recording medium, or transferred to a server computer connected via a network such as the Internet.
  • the storage device of the server computer is also included in the present invention.
  • LSI which is typically an integrated circuit.
  • Each functional block of the mobile station apparatus and the base station apparatus may be individually made into a processor, or a part or all of them may be integrated into a processor.
  • the method of circuit integration is not limited to LSI, and may be realized by a dedicated circuit or a general-purpose processor.
  • an integrated circuit based on the technology can also be used.
  • the present invention can be used for communication devices.
  • MT terminal station

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Abstract

　複数の受信装置に対して、同一チャネル・同一時刻に信号を送信する、複数の送信アンテナを備えた送信装置であって、各受信装置宛のDRS（固有参照信号）を生成するDRS生成部と、DRSの少なくとも一部からなる第１のグループのDRSを用いて非直交DRSを生成する非線形空間多重部と、少なくとも非直交DRSを含んだ信号を送信する送信部と、を有することを特徴とする送信装置。

Description

通信システム、送信装置、受信装置
　本発明は、移動通信技術に関する。
１．THPについて
　Tomlinson Harashima Precoding (THP)は、干渉が存在する状況下で、送信装置があらかじめ干渉を把握し、送信信号から干渉をあらかじめキャンセルして受信装置に対して信号を送信する技術である。その際、送受信両装置でModulo（モジュロ、剰余）演算を行うことで、干渉をキャンセルすることによる送信電力の増加を抑圧した信号の送受信をする方法である(下記非特許文献1参照)。
　THPを用いた通信で、送受信の両側で行われるModulo演算について説明する。このModulo演算は送信信号を一定振幅以下に保つことによって送信電力を低減する処理である。具体的にいうと、Modulo演算は、送信信号のI-ch(In-phase channel), Q-ch(Qudrature channel)に対して送受信両側で既知の値τの整数倍の信号を加算することにより、当該信号が[-τ /2, τ /2]の範囲に収まる信号になるように変換する演算である。このModulo演算の一例を図２４に示した。図２４中ではModulo演算は、●で表される信号が○の位置に移動する処理で表され、●に摂動ベクトルd( =(-2) τ +j *(-1) τ)を加算することで○に移動している。jは虚数単位である。○はI-ch，Q-chともに原点から[-τ /2, τ /2]の範囲に収まっている。このようにModulo演算は信号の振幅を一定範囲内に収める効果を持つ。通常、Modulo幅τは、変調シンボルの平均電力を1に正規化した場合、変調方式に応じて、あらかじめ送受信側で既知な所定の値となる。例えば、ＱＰＳＫではτ＝２√２、１６ＱＡＭでは、τ＝８／√１０、６４ＱＡＭではτ＝１６／√４２である。
　このModulo演算により、受信側が大きな干渉を受ける環境にあっても、干渉除去による送信電力の増加を抑えながら、信号を送信することができる。またModulo演算を式で示すと、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
となる。ここで、jは虚数単位、Re(x)はxの実部を表し、Im(x)はxの虚部を表す。floor(x)はx を超えない最大の整数を表す。
　次に、THPの原理を説明する。所望信号をsとし、干渉をfとする。送信装置は、まず干渉fを所望信号sから減算する。THPは干渉fをあらかじめ把握しているのが前提だからである。しかし、減算した信号s - f は通常振幅が大きいため、このまま送信すると送信電力が増加してしまう。そこで、送信装置は、この信号s - f に対してModulo演算を行って、Modt(s - f )で示される信号を送信する。
　すると、送信装置は、送信信号をI-ch Q-chともに原点から[-τ /2, τ /2]の範囲に収めることができており、信号s - f を送るときに比べて、電力を抑圧した信号を送信できる。ここで、伝搬路の特性を１とし、雑音の影響を無視すると、受信信号はModt(s - f )+ f となる。受信装置は干渉fを受けるからである。受信装置が、この受信信号に対してModulo演算を行うと、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
となり、受信装置が所望信号を検出できる。このように受信側でもModulo演算を行うことにより、所望信号sを受信側で復元することができる。以上が、THPの仕組みである。
２．MU-MIMO THP
（全体のシステム構成）
　図２５に示すように、基地局(Base Station: BS)が同一時刻・同一周波数で複数の端末(Mobile Terminal: MT)に対して信号を送信すると、通常は、ユーザ間干渉(Multi User Interference: MUI)が発生する。THPを用いてこのMUIを電力効率良く除去して、複数のMTを多重する方法が、ダウンリンク(Downlink: DL)のMU-MIMO(Multi-User Multi Input Multi Output)である。
　DL MU-MIMO THPは、BSがMTの伝搬路状態情報(Channel State Information: CSI)を全て把握していることが前提の技術である。なぜなら、上述の通りTHPは、送信装置であるBSが、受信装置であるMTの受ける干渉を把握していることが必要であり、DL MU-MIMO THPでは、その干渉を算出するために、CSIを用いる必要があるからである。
　以降、図を参照しながら、このDL MU-MIMIO THPのBSとMTの構成を説明する。今回は簡潔に説明するためにMTが２人の場合について述べるが、任意の数のMTをMU-MIMO THPで多重する場合も同様に実現できる。(下記非特許文献２参照)
（BS構成図(2MTs)）
　BSは、各MT宛のCSIを把握しており、同時に２つのMTに同一時刻・同一周波数で信号を送信する。このとき、図２５に示したように、２つのMT（MT1、MT2）が互いに干渉を受けないようにするために、MT1宛の信号がMT2に及ぼす干渉と、MT2宛の信号がMT1に及ぼす干渉という相互に及ぼし合う２つの干渉を除去する必要がある。BSは、この２つの干渉のうち一方を、THPを用いて除去し、もう一方を、線形フィルタを乗算して除去する。２つのMTとの通信を実現するための具体的なBSの一構成例を図２６に示す。以下、図２６に示す構成例に従ってBSの構成について説明する。
（ＢＳの構成）
　まず、符号部１０１－１、２は、各MT宛の情報ビットを誤り訂正符号化し、各MT宛の符号化ビットを変調部１０３－１、２に入力する。変調部１０３－１、２は、入力された各MT宛の符号化ビットを変調し、各MT宛の変調信号を生成する。MT1宛の変調信号を生成した変調部１０３－１は、干渉算出部１１３と線形フィルタ乗算部１１５にMT1宛の変調シンボルを入力する。MT2宛の変調信号を生成した変調部１０３－２は、干渉減算部１０７にMT2宛の変調シンボルを入力する。
　線形フィルタ算出部１１７は、BSが把握しているCSIを用いて線形フィルタと干渉係数情報を算出し、それぞれ線形フィルタ乗算部１１５と干渉算出部１１３に入力する。次に、干渉算出部１１３は、MT1宛の変調信号を生成した変調部１０３－１から入力された変調信号と干渉係数情報とを用いてMT2が受ける干渉を算出し、干渉減算部１０７に入力する。干渉減算部１０７は、MT2宛の変調信号から、MT2が受ける干渉を減算した後、その減算後の信号をModulo演算部１１１に入力する。Modulo演算部１１１は、減算後の信号に対して式(１)で示したModulo演算を施し、Modulo演算後の信号を線形フィルタ乗算部１１５に入力する。図２６において、破線で囲んだ干渉減算部１０７、干渉算出部１１３、及びModulo演算部１１１を非線形空間多重部１０５と呼ぶ。
　線形フィルタ乗算部１１５は、入力されたMT1宛の信号と、MT2宛の信号に対して線形フィルタを乗算する。これにより、MT2宛の信号のNullが、MT1の方向に向き、MT2宛信号がMT1に干渉を及ぼさないようになる。
　その後、線形フィルタ乗算部１１５は、線形フィルタ乗算後の信号を送信部１２１－１、２に入力する。送信部１２１－１、２は、線形フィルタ乗算後の信号をデジタル／アナログ変換した後に、搬送波周波数にアップコンバージョンしてMT1及びMT2宛に信号を送信する。
（MT構成図(2MTs)）
　MT1, MT2は、BSから送信された信号を受信する。各MTは受信信号に対してBSと同じModulo演算を用いて受信処理を行う。図２７を参照してMTの詳細な説明を行う。
（ＭＴの構成）
　受信部１３１は、アンテナＡＴで受信した信号を搬送波周波数からベースバンドにダウンコンバージョンし、アナログ／デジタル変換を行い、ベースバンドデジタル信号を生成する。その後、受信部１３１は、ベースバンドデジタル信号を伝搬路補償部１３３に入力する。伝搬路補償部１３３は、ベースバンドデジタル信号に対して伝搬路補償を行って、伝搬路補償後の信号をModulo演算部１３５に入力する。Modulo演算部１３５は、伝搬路補償後の信号に対して式(１)で表されるModulo演算を施して復調部に信号を入力する。復調部１３７は、Modulo後の信号に対して復調を行って復調結果を復号部１４１に入力する。
（理論説明）
　図２６及び図２７を参照しながら説明したように、DL MU-MIMO THPの仕組みは、MT1宛の信号とMT2宛の信号が相互に及ぼし合う干渉のうち一方を、THPによって除去し、もう一方を線形フィルタの乗算によって除去することである。次は、このDL MU-MIMO THPの仕組みを理論的な側面から詳細に説明する。
（変数定義）
　いま、BSの持つ２本のアンテナからMT1への伝搬路の複素利得を、h11, h21とする。また同様にMT2への伝搬路の複素利得をh21, h22とする。これらの値を用いて伝搬路行列Hを、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
とおく。またMT1とMT2宛の変調信号をそれぞれs1, s2とする。
（線形フィルタの計算）
　線形フィルタ乗算部１１５は、線形フィルタを用いてMT2宛の信号をMT1に対してNullを向けることで、MT2宛の信号がMT1に及ぼす干渉を除去する。この線形フィルタは、線形フィルタ乗算部１１５が、伝搬路行列Hのエルミート共役HHをQR分解することによって求められる。QR分解は任意の行列をユニタリ行列Qと上三角行列Rの積に分解する方法であり、HHをQR分解すると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
と表される。ここではQ、R共に２行２列の行列であり、Rは２行１列成分が０となる上三角行列である。線形フィルタ乗算部１１５で乗算する線形フィルタは、この式(４)中のユニタリ行列Qである。線形フィルタQと実際の伝搬路行列Hを併せたHQを、等価的に一つの伝搬路として考えると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
となる。Rが上三角行列であることからRHは下三角行列となる。すなわち等価伝搬路RHの１行２列成分が０となる。MT1とMT2の受信信号y1, y2を雑音は０であると仮定して計算すると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
となる。ここでRのk行l列成分をrklで表している。また*は複素共役を示す。式(６)を見ると、y1はs2の成分が入っていないことがわかる。つまり、BSは、MT宛の信号に、線形フィルタQを乗算することで、MT1にはMT2宛の信号が届かないようにしている。言い換えれば、BSは、MT2宛の信号のNullをMT1に対して向けていることになる。
（干渉の算出）
　線形フィルタにより、MT2宛の信号がMT1に及ぼす干渉を除去できたので、次はMT1宛の信号がMT2に及ぼす干渉を上述のTHPを用いて除去する。
　式(２)にあるように、BSがTHPを行うためにはまず、干渉fを計算しなければならない。ここでは、MT2が伝搬路補償をした後の干渉をfとして、この値を求める。式(６)より、MT2が伝搬路補償をした後の受信信号をz2すると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
となる。ここで干渉成分fは、MT2宛の信号s2以外の項を指すので、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000009
（THP）
　BSは、干渉fとMT2宛の変調信号s2を用いて、干渉減算部１０７及びModulo演算部１１１で信号Modt(s2 - f )を算出し、この信号を線形フィルタ乗算部１１５に入力する。線形フィルタ乗算部１１５は、信号Modt(s2 - f )とMT1宛の信号s1に対して線形フィルタQを乗算して送信信号を算出する。ここで、図２６に示した干渉減算部１０７、干渉算出部１１３、及びModulo演算部１１１を非線形空間多重部１０５と呼び、変調信号から干渉除去及びModulo演算を施して線形フィルタ乗算部１１５に入力する信号を計算する処理を非線形空間多重と呼ぶ。
（受信信号）
　式(６)のs2をModt(s2 - f )に替えて受信信号を求めると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
となる。ここでMT2が受信信号y2に対して伝搬路補償を行った後、Modulo演算を行う。すると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
というように、MT2は、自分宛の変調信号s2を検出することができる。またMT1においても伝搬路補償を行った後、Modulo演算を行うことで変調信号を取り出すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　このようにMT1とMT2の両方で自分宛の信号を検出することができる。
３．複数の受信アンテナを持つMTに対するマルチストリーム通信
　上記で説明したのは、データストリームを１つずつ別のMTに送信する方法であるが、図２８に示すように、複数の受信アンテナを持ち、SU-MIMOによる複数のデータストリーム通信を行うMT同士を、さらに同一時刻・同一周波数でMU-MIMO THPによって空間多重する技術も存在する(非特許文献３参照)。この技術により、複数受信アンテナを持つMTに対しても空間リソースを有効活用することができる。このように、複数ストリーム通信を行っている時も、BSは各MT宛の各データストリームにModulo演算を施して送信している。
４． DRSについて
　DL MU-MIMO THPでは、復調用の各MT宛の固有参照信号 (Dedicated Reference Signals: DRS)　を送信するときに、直交した無線リソースに各MT宛のDRSを分割する多重方法（時間分割多重や周波数分割多重やなど）を用いており、空間多重は用いられていない(特許文献１参照)。以下、直交した無線リソースに分割して配置する各MT宛のDRSを「直交DRS」と呼ぶ。直交DRSを用いるのは、もし、BSが、情報ビットを変調した信号等で構成されるデータ信号と同様にDRSをMU-MIMO THPによる空間多重をして送信すると、MTは信号の振幅がわからないためDRSに対してModulo演算ができず、Modulo演算を施されて送信されたDRSに基づいて伝搬路推定ができないからである。
　直交した無線リソースで各MTにDRSを送信する場合、BSは、あらかじめBSとMTの両方で既知のDRS (信号点平面上において複素数qで表されるとする。) を送信する。このとき、BSは、一つの直交した無線リソースで一つのMTに対してのみDRSを送信し、他のMTに対しては信号を送信しない。そのため、MTは、干渉の影響を受けずに、BSが送信したDRSを受信でき、DRSの受信信号点yをqで除算することで、伝搬路h = y/q と求めることができる。
　一方、BSが、データ信号と同様にTHPによる空間多重をして、DRSを同時に複数MTに対して送信しても、MTは、伝搬路推定することができない。なぜなら、BSは、DRSに対してModulo演算を施してから送信するので、MTは基準となる信号がqではなく、信号qに対してModulo演算によって摂動ベクトルdが加算されているからである。つまり基準となる信号は、q+dであらわされる点であり、MTは、DRSの受信信号点yをq+dで除算すべきところ、dの値をあらかじめ知ることはできないので、 伝搬路hの値を推定できない。
　そのため、DL MU-MIMO THPは各MT宛のDRSを空間多重する方法を用いず、直交DRSを用いている (下記特許文献１参照)。
特開 2009-182894号公報
H. Harashima and H. Miyakawa, "Matched-Transmission Technique for Channels With Intersymbol Interference", IEEE Transactions On Communications, Vol. Com-20, No. 4, pp. 774-780, August 1972. J.Liu and A.Krzymien, "Improved Tomlinson-Harashima Precoding for the Dowinlink of Multiple Antenna Multi-User Systems", Proc. IEEE Wireless and Communications and Networking Conference, pp. 466-472, March 2005. V. Stankovic and M. Haardt, "Successive optimization Tomlinson-Harashima precoding (SO THP) for multi-user MIMO systems", Proc. IEEE Int. Conf. Acoust., Speech, and Signal Processing (ICASSP), Vol. III, pp.1117-1120, Philadelphia, PA,　USA, March 2005.
　直交DRSを空間多重するMT数分だけ時間分割多重して、残りのシンボルで空間多重したデータ信号を送信する。例えば、図２９（ａ）のＤＲＳ－ＭＴ１，ＤＲＳ－ＭＴ２，…，ＤＲＳ－ＭＴ４のように直交DRSを時間多重する必要がある。
　一方で、データ信号を正確に復調又は復号するためには伝搬路推定精度を向上させる必要がある。そのため、BSが各MTに対して複数回DRSを送信し、MTがその複数のDRSを合成することが理想的である。
　しかしながら、複数回にわたって直交DRSを送信すると、制御情報のオーバーヘッドが増加してしまう。例えば、図２９（ｂ）のように直交DRSの送信のために消費するシンボルの数が増加し、送信データレートが大きく低下してしまう。もちろん、図２９（ａ）と図２９（ｂ）との構成は、一例であって、この問題は、DL MU-MIMO THPによる空間多重を用いた通信システム一般に言えることである。
　そこで、本発明は、MU-MIMO THPによる空間多重を用いた通信システムにおいて、送信データレートの低下を最小限に抑えながら、伝搬路推定精度を向上する方法を提供することを目的とする。
　特開2009-182894号公報に記載されている時間多重等を行う復調用パイロットに加えて、データと同じDL MU-MIMO THPの原理により空間多重した復調用パイロットを送信する。各MTは直交した無線リソースで送信された復調用パイロットと空間多重されたパイロットを組み合わせることで二つのパイロットを所定の方法により合成して伝搬路推定する。
　本発明の一観点によれば、複数の受信装置に対して、同一チャネル・同一時刻に信号を送信する、複数の送信アンテナを備えた送信装置であって、前記各受信装置宛のDRS（固有参照信号）を生成するDRS生成部と、前記DRSの少なくとも一部からなる第１のグループのDRSを用いて非直交DRSを生成する非線形空間多重部と、少なくとも前記非直交DRSを含んだ信号を送信する送信部と、を有することを特徴とする送信装置が提供される。さらに、前記DRSの少なくとも一部からなる第２のグループのDRSを用いて直交DRSを生成する直交多重部を有し、前記送信部は、前記非直交DRSと前記直交DRSを少なくとも１つずつ含んだ信号を送信することを特徴とする。
　さらに、前記各受信装置宛のデータ信号を生成するデータ信号生成部を有し、前記非線形空間多重部は、前記データ信号に対して非線形空間多重を施し、前記送信部は、さらに前記非線形空間多重したデータ信号を前記複数の受信装置に送信することが好ましい。
　さらに、伝搬路状態情報に基づいて線形フィルタと干渉係数情報とを算出する線形フィルタ算出部を有し、前記非線形空間多重部は、前記データ信号又は前記第１のグループの一部のDRSに基づいて前記各受信装置が受ける干渉を算出する干渉算出部と、前記各受信装置に対する、前記各データ信号又は前記第１のグループのDRSから、前記干渉を減算する干渉減算部と、前記干渉減算部で前記干渉を減算した少なくとも１つの前記データ信号又は前記干渉を減算した前記第１のグループに属する少なくとも１つのDRSに対してModulo演算を施すModulo演算部と、を有することを特徴とする。
　複数の受信装置宛のDRSが空間多重されている非直交DRSを受信する受信部と、少なくとも前記非直交DRSに基づいて伝搬路推定を行う伝搬路推定部と、を有することを特徴とする受信装置であっても良い。
　さらに、前記受信部は、直交DRSを受信し、前記伝搬路推定部は、少なくとも前記直交DRSと前記非直交DRSとに基づいて伝搬路推定を行う伝搬路推定部と、を有することが好ましい。前記伝搬路推定部は、前記直交DRSに基づいて第一の伝搬路推定を行う直交DRS推定部と、前記第一の伝搬路推定結果と前記非直交DRSとに基づいて、当該非直交DRSに加算された摂動ベクトルを推定する摂動ベクトル推定部とを有することが好ましい。前記伝搬路推定部は、前記非直交DRS、前記摂動ベクトル、及び、前記直交DRSに基づいて伝搬路推定値を算出する合成DRS推定部と、を有することが好ましい。
　前記受信部は、直交DRS及び複数の非直交DRSを受信し、前記伝搬路推定部は、直交DRSに基づいて伝搬路推定値を算出する直交DRS推定部と、前記伝搬路推定値と複数の前記非直交DRSの一部に基づいて、当該非直交DRSに加算された摂動べクトルをそれぞれ推定する摂動ベクトル推定部と、前記一部の非直交DRS、前記摂動ベクトル、及び、前記直交DRSに基づいて伝搬路推定値を算出する合成DRS推定部と、を有することが好ましい。
　前記摂動ベクトル推定部は、前記一部の非直交DRS以外の非直交DRSと、前記伝搬路推定値と、に基づいて、当該前記一部の非直交DRS以外の非直交DRSに加算された摂動べクトルをそれぞれ推定することが好ましい。
　また、複数の受信装置と、前記複数の受信装置に対して、同一チャネル・同一時刻に複数の送信アンテナを用いて信号を送信する送信装置からなる通信システムであって、前記送信装置は、前記各受信装置宛のDRS（固有参照信号）を生成するDRS生成部と、前記DRSの少なくとも一部からなる第１のグループのDRSを用いて非直交DRSを生成する非線形空間多重部と、少なくとも前記非直交DRSを含んだ信号を送信する送信部と、を有し、前記受信装置は、複数の受信装置宛のDRSが空間多重されている非直交DRSを受信する受信部と、少なくとも前記非直交DRSに基づいて伝搬路推定を行う伝搬路推定部と、を有することを特徴とする通信システムであっても良い。
　また、複数の受信装置に対して、同一チャネル・同一時刻に複数の送信アンテナを用いて信号を送信する方法であって、前記各受信装置宛のDRS（固有参照信号）を生成するステップと、前記DRSの少なくとも一部からなる第１のグループのDRSを用いて非直交DRSを生成するステップと、少なくとも前記非直交DRSを含んだ信号を送信するステップと、を有する送信方法が提供される。
　直交DRS及び非直交DRSを受信するステップと、直交DRSに基づいて伝搬路推定値を算出するステップと、前記伝搬路推定値と非直交DRSに基づいて伝搬路推定するステップと、を有することを特徴とする受信方法であっても良い。
　本発明は、上記に記載の方法をコンピュータに実行させるためのプログラムであっても良く、該プログラムを記録する記録媒体でも良い。プログラムは、インターネットなどの伝送媒体によって取得されても良い。
　また、複数の受信装置に対して、同一チャネル・同一時刻に信号を送信する、複数の送信アンテナを備えた送信装置で使用されるプロセッサであって、前記各受信装置宛のDRS（固有参照信号）を生成するDRS生成部と、前記DRSの少なくとも１からなる第１のグループのDRSを用いて非直交DRSを生成する非線形空間多重部と、少なくとも前記非直交DRSを含んだ信号を送信する送信部と、を有することを特徴とするプロセッサであっても良い。
　また、受信装置に用いられるプロセッサであって、複数の受信装置宛のDRSが空間多重されている非直交DRSを受信する受信部と、少なくとも前記非直交DRSに基づいて伝搬路推定を行う伝搬路推定部と、を有することを特徴とするプロセッサでも良い。
　本明細書は本願の優先権の基礎である日本国特許出願２０１０－０４３８３０号の明細書および／または図面に記載される内容を包含する。
　空間多重された非直交ＤＲＳは、一つの無線リソースで全MTに対してパイロットを送信できるので、データ信号を配置するための無線リソースを十分確保することができる。加えて、非直交ＤＲＳと直交ＤＲＳとを送信することで、伝搬路推定精度も向上することができる。
本発明の第１の実施の形態におけるBSの一構成例を示す機能ブロック図である。 各MT宛の直交DRSをDRS-MT1, DRS-MT2などと示した図である。 データ信号、非直交DRS、及び直交DRSを用いて固有信号を構成するときのフレーム構成を例としてMT数が４のときの信号を示す図である。 本発明の第１の実施の形態におけるＭＴの一構成例を示す機能ブロック図である DRS用伝搬路推定部の一構成例を示す図である。 各MT宛のDRSを時間分割多重して送信する場合のフレーム構成例を示す図である。 図６（ａ）は、フレーム内で直交DRSを複数回以上送る場合の構成例を示す図であり、図６（ｂ）は、非直交DRSを加えた構成例を示す図である。 摂動ベクトル推定部において、MTが受信した非直交DRSynonorthとρorthを用いて、基準信号と摂動ベクトルの和q+dを推定する具体的な推定方法を示す図である。 非線形空間多重部の一構成例を示す機能ブロック図である。 非線形空間多重部の動作の流れを示すフローチャート図である。 非線形空間多重部の動作の流れを示すフローチャート図である。 本発明の第２の実施の形態において、ダウンリンクでOFDM通信を行う場合に、BSの構成に、図１の線形フィルタ乗算部と各送信部の間に設けられる機能部の構成を示す図である。 本発明の第２の実施の形態におけるデータ信号、直交DRS、及び非直交DRSのフレーム構成例を示す図である。 本発明の第２の実施の形態におけるDRS用伝搬路推定部の構成例を示す図である。 図１３に示したDRS用伝搬路推定部に対応する動作の流れを示すフローチャート図である。 直交DRS(DRS-MT1～DRS-MT4)を周波数分割多重し、さらに非直交DRSも周波数分割多重するフレーム構成例を示す図である。 周波数方向に直交DRSと非直交DRSを多重してたフレーム構成例を示す図である。 周波数と時間の両方向に多重するフレーム構成例を示す図である。 本発明の第３の実施の形態におけるBSの構成例を示す図である。 本発明の第３の実施の形態におけるＭＴの構成例を示す図である。 ＢＳとＭＴ１、ＭＴ２との関係を示す概念図である。 フレーム構成の一例を示す図である。 フレーム構成の一例を示す図である。 BSとMTがあらかじめ共有しておく表(Codebook)の一例である。 送信信号のI-ch(In-phase channel), Q-ch(Qudrature channel)に対して送受信両側で既知の値τの整数倍の信号を加算することにより、当該信号が[τ /2, τ /2]の範囲に収まる信号になるように変換するModulo演算の一例を示す図である。 基地局が同一時刻・同一周波数で複数の端末に対して信号を送信する様子を示す図である。 ２つのMTとの通信を実現するための具体的なBSの一構成例を示す図である。 ２つのMTとの通信を実現するための具体的なＭＴの一構成例を示す図である。 複数ストリームで通信するMT同士を空間多重する状況を示す図である。 直交した無線リソースに分割して配置するDRS（以下、「直交DRS」と呼ぶ。）を空間多重するMT数数分だけ時間分割多重して、残りのシンボルで空間多重したデータ信号を送信する様子を示す図である。 第１の実施の形態の処理の流れを示すフローチャート図である。
　以下、本発明の実施の形態による移動体通信技術について説明する。
　＜第１の実施の形態＞
　本発明の第１の実施の形態は、基地局（BS）が各移動局MTに対して直交DRSを送信するとともに、各MT宛のDRSを、データ信号と同様の方法で非線形空間多重して送信する。このDRSを、「非直交DRS」と呼ぶ。MTは直交DRSと非直交DRSの両方を用いて伝搬路推定する。以下、図を参照しながら本実施例の詳細な構成について説明する。
１）BSの構成
　図１は、本実施の形態におけるBSの一構成例を示す機能ブロック図である。図２６に示す従来例では、簡潔に説明するためにMT数とBSのアンテナ数とが２つの場合について説明したが、図１に示す構成例では、MT数が任意のN個存在する場合について説明する。
　図１に示すように、BS（Ａ）は、まずアンテナＡＴ－１～N毎に共通参照信号 (Common Reference Signals: CRS) を、CRS生成部２７で生成して、送信部２５－１～NにCRSを入力する。送信部２５－１～Nは、入力されたCRSに対してデジタル／アナログ変換後を行い、アップコンバージョンし、搬送波周波数の無線信号を生成して、アンテナＡＴ－１～Nを介してMTにCRSを送信する。その後、MTがCRSに基づいてBSの各アンテナからの伝搬路状態を推定し、伝搬路状態情報を含む無線信号 (伝搬路状態信号) をBS（Ａ）に送信する。
　BSの受信部２９－１～Nは、アンテナＡＴ－１～Nを介して伝搬路状態信号を受信し、伝搬路状態信号をダウンコンバージョンしてベースバンドデジタル信号を生成後、伝搬路状態情報取得部３１に当該ベースバンドデジタル信号を入力する。このベースバンドデジタル信号は、MTがBSに対して通知する伝搬路状態情報を含む信号である。伝搬路状態情報取得部３１は、当該ベースバンドデジタル信号から伝搬路状態情報を取得し、線形フィルタ算出部３３に入力する。線形フィルタ算出部３３は、伝搬路状態情報から従来例に示した方法と同様の方法で線形フィルタと干渉係数情報とを算出し、線形フィルタを線形フィルタ乗算部３３に、干渉係数情報を非線形空間多重部１１に入力する。またMT数がN個の場合に一般化したときの、この線形フィルタ算出部３３の動作を後に詳細に記述している。
　DRS生成部１５は、各MTに対するDRSを生成し、非線形空間多重部１１に入力する。ここでDRS生成部１５が非線形空間多重部１１に入力するDRSを第１のグループのDRSという。さらに、DRS生成部１５は、各MTに対するDRSをもう一度生成し、直交多重部１７に入力する。ここでDRS生成部１５が直交多重部１７に入力するDRSを第２のグループのDRSという。非線形空間多重部１１は、入力された各MTに対するDRSに対して非線形空間多重を施し、非直交DRSを生成して固有信号構成部２１に入力する。非線形空間多重部１１の動作は、従来例の図２６に示したものと同様である。但し、従来例においてはデータ信号に対して非線形空間多重をしているが、本実施の形態では、データ信号に加えてDRSにも非線形空間多重を施す。また、MT数を一般的にN個とした時の非線形空間多重部の詳細な動作を後述する。
　また、直交多重部１７は、入力されたDRSを、互いに直交する無線リソースに配置して多重し、直交DRSを生成して、固有信号構成部２１に入力する。ここで、直交する無線リソースへの配置とは、MT数が４のときを例にとると、図２に示すように、時間分割多重 (Time Division Multiplexing: TDM) でもよいし、符号分割多重(Code Division Multiplexing: CDM) などを用いても良い。図２は、各MT宛の直交DRSをDRS-MT1, DRS-MT2などと示した。また後述するように直交周波数分割多重 (Orthogonal Frequency Division Multiplexing: OFDM) などを用いたマルチキャリア通信をする場合は、TDMとCDMに加えてFDMを組み合わせた多重をしてもよい。以下、一例としてTDMで直交DRSを多重する場合について説明していく。
　符号化部５－１～Nは、各MT宛の情報ビットに誤り訂正符号化を施して符号化後のビットを変調部７－１～Nに入力する。変調部７－１～Nは、入力されたビットを変調して、変調信号を生成し、非線形空間多重部１１に入力する。ここで、符号部５－１～Nと変調部７－１～Nを合わせた構成部分をデータ信号生成部３と呼ぶ。当該変調信号をデータ信号と呼ぶこととする。非線形空間多重部１１は入力された各MTに対するデータ信号に対して非直交DRSと同様の非線形空間多重を施し、非線形空間多重が施されたデータ信号を生成して固有信号構成部２１に入力する。
　固有信号構成部２１は、データ信号、非直交DRS、及び直交DRSを用いて固有信号を構成する。このときのフレーム構成を例としてMT数が４のときの信号を図３に示した。非直交DRSは、データ信号と同様に、各MT宛の信号を多重しているので、１シンボル分の時間で全MTに信号を送信することができる。
　固有信号構成部２１は、このようにして構成した固有信号を線形フィルタ乗算部２３に入力する。線形フィルタ乗算部２３は、入力された固有信号に線形フィルタを乗算し、各アンテナに対応する信号を生成して送信部２５－１～Nに入力する。
　送信部２５－１～Nは、入力された各アンテナに対応する信号に対してデジタル／アナログ変換を行い、アップコンバージョンし、搬送波周波数の無線信号を生成して、アンテナを介してMTに各MT宛の信号を送信する。
２）MTの構成
　本実施の形態におけるMTの構成例について、図４Ａ、図４Ｂを用いて説明する。MT（Ｂ）の受信部５１は、BSが送信したCRSを含む信号を、アンテナＡＴを介して受信し、ダウンコンバージョンして、ベースバンドデジタル信号を生成後、信号分離部５３に入力する。信号分離部５３は、ベースバンドデジタル信号から、BSのアンテナ毎に対応するCRSを分離してCRS用伝搬路推定部５７に入力する。CRS用伝搬路推定部５７は受信したCRSに基づいて、BSから当該MTへの伝搬路状態を推定し、推定した伝搬路状態情報を伝搬路状態情報生成部６１に入力する。伝搬路状態情報生成部６１は、伝搬路状態情報を用いて伝搬路状態信号を送信部６３に入力する。送信部６３は、入力された伝搬路状態信号に対してデジタル／アナログ変換を行った後、アップコンバージョンして搬送波周波数の無線信号を生成して、アンテナＡＴを介してBSに伝搬路状態信号を送信する。
　また、MTの受信部５１は、直交DRS、非直交DRS、及びデータ信号を含む信号を、アンテナを介して受信し、ダウンコンバージョンしてベースバンドデジタル信号を生成後、信号分離部５３に当該ベースバンドデジタル信号を入力する。信号分離部５３は、当該ベースバンドデジタル信号を、直交DRS、非直交DRS、及びデータ信号に分離して、DRSをDRS用伝搬路推定部６５に、データ信号を伝搬路補償部５５に入力する。DRS用伝搬路推定部６５は、入力された直交DRSと非直交DRSに基づいて伝搬路を推定して、伝搬路状態を示す情報を伝搬路補償部５５に入力する。DRS用伝搬路推定部６５の詳細な原理は後述するが、このDRS用伝搬路推定部６５によって、図２９（ｂ）のように直交DRSが２つ送られてきた場合と同程度の高い精度の伝搬路推定が可能になる。
　また、伝搬路補償部５５は、伝搬路状態を示す情報を用いて、データ信号を伝搬路補償して、Modulo演算部５７に入力する。Modulo演算部５７は、データ信号に対してModulo演算を施し、Modulo演算を施されたデータ信号を復調部７１に入力する。復調部７１は、Modulo演算を施されたデータ信号を復調して、復調結果を復号部７３に入力する。復号部７３は入力された復調結果を用いて復号を行って情報ビットを出力する。
　次にMTにおけるDRS用伝搬路推定部について従来の伝搬路推定方法と比較しながら詳細に説明する。従来は、各MT宛のDRSを時間分割多重して送信していた。例えば図５（ａ）のようなフレーム構成を用いていた。ここで、伝搬路推定精度を上げるためDRSを各MTにもう一回ずつ送ろうとすると図５（ｂ）に示したようなフレーム構成例となる。
　しかし、図５（ｂ）に示すように、MT数だけ直交したシンボルが必要であるため、その分、データ信号を送信するためのシンボルが減ってしまい、結果的に送信レートが下がってしまう。
　そこで、図５（ｃ）に示したように、時間分割した直交DRSに加えて非直交DRSを送信する。非直交DRSは１シンボルで全MTにDRSを送信できる。そのためデータ信号を割り当てる領域の減少を最小限に抑えながら、全MTにDRSを２回ずつ送信することができる。
　DRS用伝搬路推定部６５の一構成例を図４Ｂに、当該部分の動作を示すフローチャートを図３０に示す。ここで、各MTが推定すべき伝搬路をρとおく。（ρは後述する式(１５)で表される等価伝搬路RHの各対角成分でrkk *と表される）。送信側では、直交DRSとして受信側でも既知の基準信号qを送信し、また非直交DRSとしてq+dを送信したとする。ここで、図２４で説明したように、dは送信側のModulo演算によって加算されたI-ch, Q-ch方向にτの整数倍の大きさを持つ摂動ベクトルであり、本実施の形態においては、送信側の非線形空間多重部内のModulo演算によって加算されたものである。
　また、直交DRSに対する受信信号をyorth、非直交DRSに対応する受信信号をynonorthとする。yorth及びynonorthに含まれる雑音をnorth及びnnonorthとする。ここで、MTは直交DRSが通った伝搬路と非直交DRSが通った伝搬路の変動は無視できるとして伝搬路推定を行う。
　DRS用伝搬路推定部６５では、まずDRS分離部８１が、入力されたDRSを直交DRSと非直交DRSに分離して、直交DRSyorthを直交DRS推定部８７に、非直交DRSynonorthを摂動ベクトル推定部８３に入力する（ステップＳ２０１）。
　その後、直交DRS推定部８７が、直交DRSのみを用いて等価伝搬路ρを推定する。推定結果をρorthとすると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
となる。すなわちρorthは雑音が起因の誤差north / qを含んでいる。直交DRS推定部８７は、このρorthを摂動ベクトル推定部８３に入力する（ステップＳ２０２）。
　摂動ベクトル推定部８３では、MTが受信した非直交DRSynonorthと直交DRS推定部８７が推定したρorthを用いて、基準信号と摂動ベクトルの和q＋dを推定する。具体的な推定方法を図７に示した。図７中の×印は、ynonorth/ ρorthの値である。また、図７中の●はq+dの候補点を示す。各々の●が格子点上に並んでいるのは、摂動ベクトルdの取り得る値が、I-ch, Q-ch方向にModulo幅τ間隔で存在するからである。摂動ベクトル推定部８３は、×で示されるynonoorth/ ρorthと最も近い候補点●を、実際BSから送信された非直交DRSであると推定する。図７では、下向きの矢印「↓」で示した●が推定結果として得られるq+dの値であり、d＝1・τ＋j・1・τとなっている。摂動ベクトル推定部８３は、この推定結果q+dと受信した非直交DRS信号ynonorthを合成DRS推定部８５に入力する（ステップＳ２０３）。
　合成DRS推定部８５では、直交DRS（基準信号: q 受信信号: yorth）と非直交DRS（基準信号: q＋d 受信信号: ynonorth）という２つのDRSを用いて伝搬路推定する。ここでは一例として、最大比合成法で２つのDRSから１つの伝搬路推定結果を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000015
　この方法を用いれば、図５（ｃ）に示したように、直交DRSに加えて非直交DRSを用いて伝搬路推定をすることができる。直交DRSしか送らない図５（ａ）と比較して伝送レートの低下を最小限にとどめながら伝搬路推定精度を大きく向上することができる。
　なお、本実施の形態では、図６（ａ）に示したように、フレーム内で直交DRSを複数回以上送る場合においても適用可能である。すなわち、図６（ｂ）のように、非直交DRSを加えることで伝送レートの低下を最小限にとどめながら伝搬路推定精度を向上することができる。このとき、各MTは、直交DRS推定部８７で、受信した複数の直交DRSを、各々で推定した伝搬路推定値を平均するなど公知の技術により合成して合成ＤＲＳ推定部８５に入力する。なお、非直交DRSをフレーム内で複数回送信する方法については、第２の実施の形態で説明する。
３）MT数がNの場合
　次に、MT数が任意のN個になった場合の線形フィルタ算出部３３と非線形空間多重部１１について詳細に説明する。MT数が任意のN個になったときでも、MT数が２のときと非線形空間多重部１１以外の部分は基本的に同じ構成を持っている。
　まず、線形フィルタ算出部３３の動作を詳細に説明する。ここでBSのq番目の送信アンテナからp番目のMTへの伝搬路の複素利得を表す行列をH (以下、「伝搬路行列」と呼ぶ。) で表す。また、BS側で生成した変調信号をsとおく。sはN次元複素数縦ベクトルであり、sの各成分は、情報ビットに対して符号化と変調を施した変調信号である。図８は、N個のMT宛の信号を計算しているが、このN個のMTを上から順番にMT1～MTNとおいて、以降の説明を行う。まず線形フィルタ算出部３３は、線形フィルタと干渉係数情報とを計算する。具体的には、伝搬路Hのエルミート共役H Hに対してQR分解を施す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　ここで求めたQを線形フィルタとして線形フィルタ乗算部２３に入力する。また、線形フィルタQと実際の伝搬路Hとを合わせたものを、一つの等価的伝搬路としてみることができる。この等価伝搬路は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
という形で表される。いま、R Hは下三角行列であり、１行目は対角成分 (１行１列成分) 以外は０となっている。また、行列AをR Hの対角成分のみを取り出した対角行列とする。線形フィルタ算出部３３が出力する線形フィルタはQで表され、干渉係数情報は A -1 R H - I (=Bとおく。) で表される。A -1はA の逆行列を表す。A -1をR Hに対して乗算したのは、式(８)と同様に、各MTが伝搬路補償した後の受信信号に含まれる干渉信号を得るための係数を算出する必要があるからである。また、単位行列Iを減算するのは、データ信号に対応する成分を取り除き、干渉成分のみを算出するためである。線形フィルタ算出部３３は、ここで説明した方法により、線形フィルタと干渉係数情報を算出して、線形フィルタQを線形フィルタ乗算部２３に入力し、干渉係数情報Bを干渉算出部４１に入力する。
　次に、非線形空間多重部１１の動作について、非線形空間多重部１１の詳細な構成を示す図８とフローチャート図である図９及び図１０を用いて詳細に説明する。まず、データ信号が入力されたときの非線形空間多重部１１の動作について説明する。最初に処理を開始し（Ｓｔａｒｔ）、干渉算出部４１が、線形フィルタ算出部３３の計算した干渉係数情報を取得する（図９中のステップＳ１）。その後、1からNまでの値を取る変数kに1を代入する（ステップＳ２）。その次に、MT1宛のデータ信号s1をv1とおく（ステップＳ３）。ここで、v1, …, vN は、固有信号構成部２１に入力する信号とし、ステップＳ４からステップＳ１０までの処理でv2, …, vN を計算する。以降、kが2～Nまでのいずれかの値をとったときの動作を、変数kを用いて一般的に説明する。
　まず、変数kに1を加算する（ｋ＝ｋ＋１：ステップＳ４）。その後、干渉算出部４１で、MTkが受ける干渉信号fkを下の式で算出する（ステップＳ５）。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　ここで、式(１５)のRのp行q列成分をrpqと表した。干渉算出部４１は、干渉信号fk をMTkに対応する干渉減算部４１－ｋに入力する。次に、干渉減算部４１－ｋは、データ信号skからfk を減算して、信号sk－fk を算出する（ステップＳ６）。また干渉減算部４１－ｋは、信号sk－fkをMTkに対応するModulo演算部４３－ｋに入力する。
　Modulo演算部４３－２～Ｎは、MT2～MTNまでの各MTに対応する干渉減算部４１－２～Ｎに接続する形で配置されいる。Modulo演算部４３－２～Ｎは、入力された信号に対して式(１)で表されるModulo演算を行って算出した信号Mod(sk－fk)をvkとおく（ステップＳ７）。また、Modulo演算部はvkを干渉算出部に入力する（ステップＳ８）。k = N であればステップＳ１０に進み、k = NでないならステップＳ４に戻って次の番号のMTのvk+1を計算する（ステップＳ９）。最終的に信号v = (v1, v2,…,vN)を固有信号構成部２１に入力する（ステップＳ１０）。
　また、ここまでは、データ信号が入力されたときの非線形空間多重部１１の動作について説明したが、非直交DRSが入力された時もフローチャート図（図１０）に示したように全く同じ動作を行う。図１０では、データ信号skが非直交DRSqkに、干渉fkが干渉gkに、固有信号構成部２１に入力する信号vが信号uに代わっている。
　尚、非直交DRSとデータ信号でModulo幅が異なることもある。例えば、非直交DRSがデータ信号の送信電力のＸ倍の送信電力で送信されるときに、Modulo演算部４３－２～Ｎは、Modulo幅を√Ｘ倍にする。またデータ信号の変調方式などによっても適応的に切り替えることが望ましい。
＜第１の実施の形態の第１変形例＞
　また、ここまでは、シングルキャリアの場合を述べてきたが、第１の実施の形態は、ダウンリンク、アップリンク、又はその両方でOFDMを行うシステムに対しても適用可能である。ダウンリンクでOFDMを行うときは、第１の実施の形態で説明した方法をサブキャリア毎、または、幾つかのサブキャリアがグループ化された単位毎に行う。
　ダウンリンクでOFDM通信を行う場合に、BSの構成には、図１の線形フィルタ乗算部２３と各送信部２５の間に、図１１（ａ）で表されるIFFT部３５とGI(Guard Interval)挿入部３７とが挿入される。また、CRS生成部２７は、CRSをIFFT部３５に入力する。このIFFT部３５とGI挿入部３７は、送信部２５の数だけ存在し、各IFFT部３５が線形フィルタ乗算部２３と接続しており、各GI挿入部３７は、各送信部２５－１～Nに接続している。IFFT部３５は、線形フィルタ乗算部２３から出力された信号とCRSに対し、IFFTを行い、ベースバンドデジタル信号を作成して、GI挿入部３７にベースバンドデジタル信号を入力する。GI挿入部３７は、ベースバンドデジタル信号に対し、GIを付加し、GIが付加された信号を送信部２５－１～Nに入力する。この２つの部分以外の動作は上に述べた方式と同様である。
　ダウンリンクでOFDM通信を行う場合に、MTの構成には、図４Ａの受信部５１と信号分離部５３との間に、図１１（ｂ）で表されるGI除去部３７ａとFFT部３５ａが挿入される。この２つの部分以外の動作は上に述べた方式と同様である。GI除去部３７ａは、受信部５１に入力されたベースバンドデジタル信号からGIを除去し、FFT部３５ａに入力する。FFT部３５ａは、GIが除去されたベースバンドデジタル信号に対してFFTを行い、周波数方向の信号を算出した後、当該周波数方向の信号を信号分離部５３に入力する。
　アップリンクでOFDM通信を行う場合に、BSの構成には、図１の受信部２９－１～Nと伝搬路情報取得部３１との間に図１１（ｂ）で表されるGI除去部３７ａとFFT部３５ａとが挿入される。このGI除去部３７ａとFFT部３５ａとは、送信部２５の数Ｎだけ存在し、各FFT部３５ａが伝搬路情報取得部３１と接続しており、各GI除去部は各受信部に接続している。GI除去部とFFT部の動作は、上記ダウンリンクでOFDM通信を行う場合のGI除去部とFFT部の動作と同じなので、省略する。
　アップリンクでOFDM通信を行う場合に、MTの構成には、図４Ａの伝搬路状態情報生成部６１と送信部６３との間に、図１１（ａ）で表されるIFFT部３５とGI挿入部３７とが挿入される。IFFT部３５とGI挿入部３７の動作は、上記アップリンクでOFDM通信を行う場合のIFFT部とGI挿入部の動作と同じであり、その説明を省略する。
　また、図５（ｃ）では、時間方向に各DRSとデータ信号を配置したが、OFDM通信を行う場合は、時間方向だけでなく、周波数方向に各DRSとデータ信号を配置しても良いし、時間と周波数方向の両方に配置しても良い。
　尚、本実施の形態で示した線形フィルタ算出方法以外にも、上記非特許参考文献２に記載されているMMSE規範に基づく線形フィルタを用いたMU-MIMO THPに対して本実施の形態を適用しても良いし、同じく、非特許参考文献２に記載されているようにオーダリングを用いた方法でもよい。
　また、最初に信号を算出するMT (フローチャート図（図９）及び図（図１０）におけるMT1)は、他のMTから干渉を受けないため、BSが当該MT宛の信号に図８のようにModulo演算を行うこともない。そのため、当該MTにおいては、全てのDRSが直交DRSであるとみなして、各々推定した伝搬路推定値を平均するなど公知の技術により合成してもよい。
　また、MTがCRSに基づいて推定した情報をBSに通知する時に、伝搬路状態を行列で表したHの各成分を示す値を量子化したものをBSに通知しても良い。もしくは、BSとMTが、図２３に示したような表 (以下、「Codebook」という。) をあらかじめ共有しておき、MTがCRSに基づいて図２３の８個の伝搬路情報の値の中から自分宛の伝搬路に対する０～７の番号の１つを選択し、BSに選択した番号を通知する方法を用いても良い。もちろん図２３に示したCodebookはこれに限られるものではなく、他のCodebookを用いてもよい。
　また、本発明でいう「フレーム」とは、（１）DRSと、（２）当該DRSから推定した伝搬路推定結果を利用して復調・復号処理を行う信号を少なくとも含むものであって、時間方向若しくは周波数方向又はその両方で一定の幅を持った単位のことをいう。また、必ずしも一般的な意味の「フレーム」や、仕様書などに定義されている「フレーム」と一致することを必要としない。
　また、上記方法のBSに係る機能は図１に示したように、プロセッサ１内で実行されてもよい。当該プロセッサ１は本願発明の方法を実行するDRS生成部、直交多重部、非線形空間多重部、及び送信部以外に、受信部、伝搬路情報取得部、CRS生成部、データ信号生成部を持っているがこれに限定されず、DRS生成部、非線形空間多重部、直交多重部、及び送信部のみからなっていてもよく、これらや他の機能を併せ持つような構成でもよく、限定されない。また、上記方法のMTに係る機能は図４Ａに示したようにプロセッサ２内で実行されてもよい。当該プロセッサは本願の方法を実行する受信部及びDRS用伝搬路推定部以外に、信号分離部、伝搬路補償部、CRS用伝搬路推定部、伝搬路状態情報生成部、送信部、Modulo演算部、復調部、復号部を持っているがこれに限定されず、受信部及びDRS用伝搬路推定部のみからなっていてもよく、これらや他の機能を併せ持つような構成でもよく、限定されない。
　また、プロセッサは、半導体等のチップにより構成されても良く、その場合に、モノリシックＩＣ又はハイブリッドＩＣの形態又はそれらの組み合わせであっても良い。
＜第２の実施の形態＞
　上記第１の実施の形態では、非直交DRSを１つ用いて伝搬路推定を行う方法について説明した。本実施の形態では、複数の非直交DRSを合成して伝搬路推定を行う方法について説明する。
　本実施の形態におけるデータ信号、直交DRS、及び非直交DRSのフレーム構成は、第１の実施の形態と異なり、例えば図１２のように表される。また、本実施の形態のBSの構成は、第１の実施の形態と同様に図１で表すことができる。MTの構成は、第１の実施の形態と同様に図４Ａで表される。但し、DRS用伝搬路推定部６５の構成が、図１３に示した構成に置き換わる。図１３は、図４Ｂと異なり、合成DRS推定部８５ａと摂動ベクトル推定部８３ａとの間で伝搬路推定を繰り返し行う（符号Ｌ）。このプロセスは、具体的にはフローチャート図（図１４）で示される。以下、図１３に示したDRS用伝搬路推定部に対応する図１４の動作を、第１の実施の形態のフローチャート図（図３０）と比較しながら説明する。まずDRS分離部８１ａが、入力されたDRSを直交DRSと非直交DRSに分離して、直交DRSを直交DRS推定部８７ａに、非直交DRSを摂動ベクトル推定部８３ａに入力する（ステップＳ３０１）。その後、直交DRS推定部８７ａが先に伝搬路推定を行い、直交DRSのみを用いて等価伝搬路ρを推定する（ステップＳ３０２）。ステップＳ３０１とステップＳ３０２は、第１の実施の形態におけるステップＳ２０１とステップＳ２０２の動作と同様である。次に、摂動ベクトル推定部８３ａは、受信した非直交DRS信号のうちの１つ（以下、「非直交DRS1」と呼ぶ。）と等価伝搬路ρを用いて、第１の実施の形態におけるステップＳ２０３と同様に、非直交DRS1の摂動ベクトルを推定して、基準信号と摂動ベクトルとの和（第１の実施の形態においてq+dという形で表したもの）、及び、実際の非直交DRS1の受信信号を合成DRS推定部８５ａに入力する（ステップＳ３０３）。その後、合成DRS推定部８５ａでは、直交DRSと非直交DRS1という２つのDRSを用いてステップＳ２０４と同様に伝搬路推定する。合成DRS推定部８５ａは、この値ρを出力して、再び摂動ベクトル挿入部８３ａに入力する（ステップＳ３０４）。
　次に、摂動ベクトル推定部８３ａは、ステップＳ３０４で推定したρを用いて、先ほど推定した非直交DRS1以外の非直交DRSのうち１つ（以下、「非直交DRS2」と呼ぶ。）の摂動ベクトルを推定し、基準信号と摂動ベクトルの和及び非直交DRS2の受信信号を合成DRS推定部に入力する（ステップＳ３０３）。
　合成DRS推定部８５ａでは、直交DRS、非直交DRS1、非直交DRS2の３つを合成して伝搬路推定を行い、新たに伝搬路推定値ρを算出する（ステップＳ３０４）。このときのrは、非直交DRS1と直交DRSのみから推定した時よりも伝搬路推定精度は向上している。以降、図１４に示すように、非直交DRSの数だけステップＳ３０３とステップＳ３０４を繰り返すことで徐々に伝搬路推定精度を向上させることができる。
　上記方法により、推定する順番が後に行くほど、高い伝搬路推定精度で摂動ベクトルの推定ができるため、摂動ベクトル推定部で摂動ベクトルの推定を誤ってしまう可能性を最小限に抑えることができる。
＜第１の変形例＞
　上記第２の実施の形態では、ここまでは、シングルキャリアの場合を述べてきたが、第１の実施の形態と同様にはダウンリンク、アップリンク、又はその両方でOFDMを行うシステムに対しても適用可能である。ダウンリンクでOFDMを行うときは、実施例１で説明した方法をサブキャリア毎に行う。
　ダウンリンクでOFDM通信を行う場合に、BSの構成には、図１の線形フィルタ乗算部２３と各送信部２５の間に、図１１（ａ）で表されるIFFT部３５とGI(Guard Interval)挿入部３７が挿入される。またCRS生成部２７は、CRSをIFFT部３５に入力する。このIFFT部３５とGI挿入部３７は、送信部２５の数だけ設けられ、各IFFT部３５が線形フィルタ乗算部２３と接続しており、各GI挿入部３７は各送信部２５に接続している。IFFT部３５は、線形フィルタ乗算部２３から出力された信号とCRSに対し、IFFTを行い、ベースバンドデジタル信号を作成して、GI挿入部３７にベースバンドデジタル信号を入力する。GI挿入部３７は、ベースバンドデジタル信号に対し、GIを付加し、GIが付加された信号を送信部２５に入力する。この２つの部分以外の動作は上に述べた方式と同様である。
　ダウンリンクでOFDM通信を行う場合に、MTの構成には、図４Ａの受信部５１と信号分離部５３との間に、図１１（ｂ）で表されるGI除去部３７ａとFFT部３５ａが挿入される。この２つの部分以外の動作は、上に述べた方式と同様である。GI除去部３７ａは、受信部５１に入力されたベースバンドデジタル信号からGIを除去し、FFT部３５ａに入力する。FFT部３５ａはGIが除去されたベースバンドデジタル信号に対してFFTを行い、周波数方向の信号を算出した後、当該周波数方向の信号を信号分離部５３に入力する。
　アップリンクでOFDM通信を行う場合に、BSの構成には、図１の受信部２９と伝搬路情報取得部３１との間に図１１（ｂ）で表されるGI除去部３７ａとFFT部３５ａが挿入される。このGI除去部３７ａとFFT部３５ａは受信部２９の数だけ存在し、各FFT部３５ａが信号分離部５３と接続しており、各GI除去部３７ａは各受信部２９に接続している。GI除去部３７ａとFFT部３５ａの動作は、上記ダウンリンクでOFDM通信を行う場合のGI除去部とFFT部の動作と同じであるため、説明を省略する。
　アップリンクでOFDM通信を行う場合に、MTの構成には、図４Ａの伝搬路状態情報生成部６１と送信部６３との間に図１１（ａ）で表されるIFFT部３５とGI挿入部３７とが挿入される。IFFT部３５とGI挿入部３７の動作は、上記アップリンクでOFDM通信を行う場合のIFFT部３５とGI挿入部３７の動作と同じであり、説明を省略する。
　また、図５（ｃ）では、時間方向に各DRSとデータ信号を配置したが、OFDM通信を行う場合は、時間方向だけでなく、周波数方向に各DRSとデータ信号を配置しても良いし、時間と周波数方向の両方に配置しても良い。
　例えば、図１５から図１７までに示したようなフレーム構成でもよい。図１５から図１７までは、横軸に時間方向に連続なOFDMシンボル、縦軸に周波数方向に並べたサブキャリアを示している。図１５のように、直交DRS(DRS-MT1～DRS-MT4)を周波数分割多重し、さらに非直交DRSも周波数分割多重するフレーム構成を用いても良いし、図１６のように、周波数方向に直交DRSと非直交DRSを多重しても良いし、図１７のように周波数と時間の両方向に多重する方法でもよい。なお、図１６(a)や図１７(b)では、非直交DRSは、全MTから参照される信号となるので、フレームの中心部分に配置することで全体として伝搬路推定精度を向上している。尚、本実施の形態で示した線形フィルタ算出方法以外にも、非特許参考文献２記載されているMMSE規範に基づいた線形フィルタ算出方法を用いるMU-MIMO THPに対して本実施の形態を適用しても良いし、同じく、上記非特許参考文献２記載されているようにオーダリングを用いた方法でもよい。
　また、MTがCRSに基づいて推定した情報をBSに通知する時に、伝搬路状態を行列で表したHの各成分を示す値を量子化したものをBSに通知しても良い。もしくは、BSとMTが、図２３に示したような表(以下、「Codebook」という。)をあらかじめ共有しておき、MTがCRSに基づいて図２３の８個の伝搬路情報の値の中から自分宛の伝搬路に対する０～７の番号の１つを選択し、BSに選択した番号を通知する方法を用いても良い。もちろん図２３に示したCodebookはこれに限られるものではなく、他のCodebookを用いてもよい。
　また、上記方法のMTに係る機能は図４Ａに示したようにプロセッサ２内で実行されてもよい。当該プロセッサは、本願の方法を実行する受信部及びDRS用伝搬路推定部以外に、信号分離部、伝搬路補償部、CRS用伝搬路推定部、伝搬路状態情報生成部、送信部、Modulo演算部、復調部、復号部を持っているがこれに限定されず、受信部及びDRS用伝搬路推定部のみからなっていてもよく、これらや他の機能を併せ持つような構成でもよく、限定されない。
＜第３の実施の形態＞
　第１の実施の形態と第２の実施の形態においては、各MTが１つのデータ信号を同一時刻・同一周波数で受信する単一ストリーム通信の場合について説明した。本発明は、図２８に示すような、複数ストリームで通信するMT同士を空間多重する状況にも適用できる。
　以下、この場合についてBS、MTの構成例を、図面を参照しながら説明する。第１の実施の形態、第２の実施の形態と同様に、先に基本的なシングルキャリア通信について説明した後に、変形例においてOFDMに拡張する場合を説明する。また、本実施の形態では、一例として各MTがMストリームずつ通信する場合について説明するが、これに限られるものではなく、各MTの通信ストリーム数が異なっていても良い。
　本実施の形態のBS及びMTの動作は、第１の実施の形態及び第２の実施の形態と比較して、以下の４点が異なる。
　(i)線形フィルタの算出方法
　(ii)Mストリーム毎に逐次的に干渉除去する点
　(iii)BSが受信フィルタをMTに通知する点
　(iv)MTが受信フィルタを取得して受信信号に対して乗算する点
(i)線形フィルタの算出方法について
　本実施の形態におけるBSの構成例を図１８に示した。図１８は、第１の実施の形態における図１と同様に、線形フィルタと干渉係数情報を算出する線形フィルタ算出部３３を有している。本実施の形態における線形フィルタ算出部３３は、線形フィルタと干渉係数情報に加えて、受信フィルタを算出して受信フィルタ情報生成部３２ａに入力する。この線形フィルタ算出部３３の動作は第１の実施の形態と異なるため、後に詳細に記述する。
(ii)Mストリーム毎に逐次的に干渉除去する点について
　第１の実施の形態と第２の実施の形態に示した非線形空間多重部においては、１ストリーム単位で干渉除去していたものを、Mストリーム単位（すなわちMT単位）で干渉除去する。そのため、干渉算出部、干渉減算部、Modulo演算部はそれぞれMストリーム単位で信号を算出する。
　図８に示した非線形空間多重部を使ってMストリーム単位での信号を算出方法を説明する。第１、第２の実施の形態では、図８の結線すべて１つのデータストリームが通ることを示していたが、本実施の形態では、各結線でM本ずつのデータストリームが通る。図１８では、データ信号生成部３から入力されるデータストリームの数がMN本になっている。そのデータ信号生成部３から信号の入力を受ける非線形空間多重部（図８）の結線はN本である。これはM本ずつデータストリームが通っているからである。
　本実施の形態では、非線形空間多重部は、MT1宛のM本のデータストリームをまとめて、干渉算出部４１に入力した後、干渉算出部が、MT2のM本の各ストリームそれぞれに対応するM個の干渉信号を算出して、干渉減算部４１－２に入力する。その後、干渉減算部４１－２はMT2宛のM本のデータストリームから、各ストリームそれぞれに対応するM個の干渉信号を減算して、減算したM本の信号をModulo演算部４３－２に入力する。Modulo演算部４３－２は、M本それぞれに対して式(1)で表されるModulo演算を施す。Modulo演算部４３－２は、算出したM本のModulo演算後信号を干渉算出部に入力するとともに、線形フィルタ乗算部２３ａに入力する。
　このように、第１、第２の実施の形態は、順番に干渉を除去していく処理を１ストリームずつ行うが、本実施の形態はM本ずつまとめて行う。このようにM本ずつ処理することが、第３の実施の形態の特徴である。
(iii)受信フィルタを通知する点について
　また、BSはMストリーム毎に各MT宛に同時に信号を送信するため、MTが受信したM本のストリームを分離できるようにする必要がある。そのため、BSが算出した受信フィルタを、各MTに通知する。MTは、この受信フィルタを、受信した自分宛の信号に対して乗算する。
　また、図１８において、受信フィルタ情報生成部３２ａが新たに追加されていることがわかる。受信フィルタ情報生成部３２ａは、受信フィルタ情報を生成し、固有信号構成部２１に入力する。固有信号構成部２１は、非直交データ信号、非直交DRS、及び直交DRSを用いて固有信号を構成していたところにおいて、さらに受信フィルタ情報も含む固有信号を構成し、構成した固有信号を線形フィルタ乗算部２３ａに入力する。
　固有信号の構成は、例えば、図２１のようになる。図２１に示した固有信号には、各MT宛の受信フィルタ情報、各MT宛の直交DRS、非直交DRS、及びデータ信号が含まれる。各直交DRSは、受信フィルタを乗算することで分離できるため、同一MTに送信するものは空間多重できる。また、非直交DRSも同様に、受信フィルタを乗算することで分離できるため、データ信号と同様に、全てのMT宛の全ストリームに対応するDRSを空間多重できる。
(iv)MTが受信フィルタを取得して受信信号に対して乗算する点
　本実施の形態におけるMTの構成を図１９に示した。図１９は、M本のアンテナを持つMTの構成について示している。本実施の形態におけるMTは、第１の実施の形態のMTの構成と比較して、アンテナ数、受信部、及び送信部がＭ個に増えて、受信フィルタ乗算部５２ａと受信フィルタ取得部５２ｂが新たに設けられている。
　データ信号、非直交DRS、直交DRS、及び受信フィルタ情報からなるMストリームの信号を受信したMTは、まず、受信フィルタ取得部５２ｂで受信フィルタ情報から受信フィルタを取得する。受信フィルタ取得部５２ｂは、取得した受信フィルタを受信フィルタ乗算部５２ａに入力する。受信フィルタ乗算部５２ａは、受信信号のうち、データ信号、非直交DRS、及び直交DRSに対して受信フィルタを乗算することで、Mストリームの信号を全て分離することができる。また、受信フィルタ乗算部５２ａは、分離したMストリームの信号を信号分離部５３に入力する。以後、MTは各ストリームを完全に独立したものとして扱うことができる。
　信号分離部５３以降の動作は、第１の実施の形態又は第２の実施の形態と同様である。ただし、分離したMストリーム毎に信号分離、伝搬路推定などの処理を行う。また、CRSを受信するフレームに対しては、伝搬路状態を推定するため、受信フィルタ乗算部５２ａは何のフィルタも乗算せずにそのままCRSを信号分離部５３に入力する。
　以上の４点が、本実施の形態における、第１の実施の形態と第２の実施の形態からの変更点である。以下に線形フィルタ算出部５２ａの線形フィルタ、干渉係数情報、受信フィルタの算出方法について説明する。
　本実施の形態に係る線形フィルタ算出部３３は、i）Null Spaceの算出、ii）MT個別フィルタの算出、iii）線形フィルタの算出、iv）干渉係数フィルタの算出の４つのプロセスを実行する。最終的に、線形フィルタ算出部３３は、線形フィルタ乗算部３３に線形フィルタを、干渉算出部４１に干渉係数情報を、受信フィルタ情報生成部３２ａに受信フィルタを入力する。
　ここで、線形フィルタ算出部３３の動作を簡単に説明するため、まず２本のアンテナを持つMTが２つ（M=2, N=2）、BSの送信アンテナが４つ（MN=4）のときについて説明する。
i）Null Spaceの算出
　MT2の信号に対して乗算する線形フィルタであって、図２０に示したように、MT2宛の信号がMT1に届かない状態にするフィルタを、Null Spaceという。BSの各送信アンテナからk番目のMTの受信アンテナまでの伝搬路の複素利得を2×4行列Hkで表す。ここでkはオーダリング後におけるMTの番号である。ここでは、全体の伝搬路行列は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000020
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　ここで、式(１８)の右辺の左から１つ目の行列、及び３つ目の行列はそれぞれユニタリ行列である。また２つ目の行列は１行１列成分と２行２列成分だけが正の実数となる。３つ目の行列の３行目と４行目に相当する行列のエルミート共役を、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000023
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000025
ii）MT個別フィルタの算出
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000026
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000028
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000030
iii）線形フィルタの算出
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000031
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000032
とする。この線形フィルタPを乗算することでMT1宛の信号に対して、BSからMT1のSU-MIMOと考えた時の最適なMT個別フィルタを乗算し、同時にMT2宛の信号に対して、MT1にNullが向いているという制限下で最適なMT個別フィルタを乗算することができる。このPは実施例１におけるQに相当し、フィルタ乗算部は線形フィルタ乗算部にこのPを入力する。
iv）干渉係数フィルタの算出
　HPを等価的伝搬路とすると
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000033
とおくことができる。ここでT11, T21, T22は２×２行列である。T11, T22はBSがMT1,2に送信した信号がそれぞれ正しいMTに届くときの伝搬路状態を表している。またT21はBSがMT1宛に送信した信号がMT2に干渉として届くときの伝搬路を表す。式(２４)の右上の成分が０というのはMT2宛の信号がMT1に干渉として届かないことを示している。
　BSはこの等価伝搬路Tを用いて干渉係数フィルタを算出する。干渉係数フィルタは、等価伝搬路Tを用いてMT2が伝搬路を補償した後に残留する干渉成分を、算出するためのフィルタてある。等価伝搬路Tの一部分のT21は、MT1宛の信号がMT2に及ぼす干渉となる信号が通る伝搬路を示している。しかし、TはMT2が伝搬路を補償する前の干渉成分を示しているため、本方式では、伝搬路補償した後の干渉信号の伝搬路を、算出することが必要である。
　いま、データ信号の伝搬路のみを取り出すと、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000034
と表すことができる。これは実施例１のAを複数受信アンテナの場合に拡張したものに相当する。伝搬路を補償するにはBの逆行列を乗算すればよいので、これに伴って干渉成分は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000035
となる。式(２６)の左辺で単位行列Iを引いているのはデータ信号に対する成分を消すためである。
　以上の計算により、干渉係数情報B－1T－Iと線形フィルタPを求めることができる。また受信フィルタは式(2-6)と式(2-7)の右辺の左から１つ目の行列のエルミート共役である。すなわち、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000036
となる。線形フィルタ算出部は、この受信フィルタを受信フィルタ情報生成部に入力する。
　ここまでは、２本のアンテナを持つMTが２つ、BSの送信アンテナが４つのときについて説明したが、次に、線形フィルタ算出部の動作を、M本のアンテナを持つMTがN個有る場合について一般化して説明する。
i）Null Spaceの算出
　BSの各アンテナからk番目のMTのアンテナまでの伝搬路の複素利得をM×MN行列Hkで表す。ここでkはオーダリング後におけるMTの番号である。つまりH1に対応するMTがTHP非対応MTであり、残りのMTはTHP対応MTである。全体の伝搬路行列は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000037
で表される。いま、この伝搬路行列の1～k-1番目までの伝搬路を取り出した行列を、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000038
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000039
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000040
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000041
ii）MT個別フィルタの算出
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000042
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000043
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000044
iii）線形フィルタの算出
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000045
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000046
とする。このPが実施例1におけるQに相当し、フィルタ乗算部は線形フィルタ乗算部にこのPを入力する。
iv）干渉係数フィルタの算出
　HPを等価的伝搬路とすると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000047
とおくことができる。ここでTikはM×M行列であり、k番目のMT宛の信号がi番目のMTに届くときに通ると見做せる伝搬路行列である。Tik(i＝k)はBS側で各MT宛に送信した信号が正しいMTに届くときの伝搬路を表しており、Tik (i≠k)は異なるMT宛の信号が干渉として届くときの伝搬路を表している。この等価伝搬路は実施例１のRHに相当するものであるが、実施例１のRHは完全に下三角行列であったのに対応して、本実施例の場合Tはデータ信号の伝搬路を示す対角上の行列Tiiを除けば下三角行列となっている。つまりTはM×M行列ブロック単位で三角化されていると言える。またデータ信号の伝搬路のみを取り出すと、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000048
と表すことができる。これは実施例１のAを複数受信アンテナの場合に拡張したものに相当する。実施例１と同様に、データ信号が式(３３)で表される伝搬路を通った後に、MTが受ける干渉を相殺できる信号を計算するため、以下のように干渉係数フィルタを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000049
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000050
　また、受信フィルタの乗算を含めた等価的な伝搬路は、式(３０)と式(３１)より、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000051
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000052
＜第１変形例＞
　上記第３の実施の形態では、ここまでは、シングルキャリアの場合を述べてきたが、実施例１と同様にダウンリンク、アップリンク、又はその両方でOFDMを行うシステムに対しても適用可能である。
　ダウンリンクでOFDM通信を行う場合に、BSの構成には、図１８の線形フィルタ乗算部２３ａと各送信部２５の間に図１１（ａ）で表されるIFFT部３５とGI(Guard Interval)挿入部３７が挿入される。またCRS生成部２７は、CRSをIFFT部３５に入力する。このIFFT部３５とGI挿入部３７は送信部２５の数ＭＮだけ存在し、各IFFT部３５が線形フィルタ乗算部２３ａと接続しており、各GI挿入部３７は各送信部２５に接続している。IFFT部３５は、線形フィルタ乗算部２３ａから出力された信号とCRSに対し、IFFTを行い、ベースバンドデジタル信号を作成して、GI挿入部３７にベースバンドデジタル信号を入力する。GI挿入部３７は、ベースバンドデジタル信号に対し、GIを付加し、GIが付加された信号を送信部２５に入力する。この２つの部分以外の動作は上に述べた方式と同様である。
　ダウンリンクでOFDM通信を行う場合に、MTの構成には、図１９の受信部５１と受信フィルタ乗算部５２ａの間に図１１（ｂ）で表されるGI除去部３７ａとFFT部３５ａが挿入される。この２つの部分以外の動作は上に述べた方式と同様である。GI除去部３７ａは、受信部５１に入力されたベースバンドデジタル信号からGIを除去し、FFT部３５ａに入力する。FFT部３５ａはGIが除去されたベースバンドデジタル信号に対してFFTを行い、周波数方向の信号を算出した後、当該周波数方向の信号を受信フィルタ乗算部５２ａに入力する。
　アップリンクでOFDM通信を行う場合に、BSの構成には、図１８の受信部２９と伝搬路情報取得部３１の間に図１１（ｂ）で表されるGI除去部３７ａとFFT部３５ａが挿入される。このGI除去部３７ａとFFT部３５ａは、受信部２５の数ＭＮだけ存在し、各FFT部３５ａが伝搬路情報取得部３１と接続しており、各GI除去部３７ａは各受信部２９に接続している。GI除去部３７ａとFFT部３５ａの動作は、上記ダウンリンクでOFDM通信を行う場合のGI除去部３７ａとFFT部３５ａの動作と同じであるため、説明を省略する。
　アップリンクでOFDM通信を行う場合に、MTの構成には、図１９の伝搬路状態情報生成部６１と送信部６３の間に図１１（ａ）で表されるIFFT部３５とGI挿入部３７が挿入される。IFFT部３５とGI挿入部３７の動作は、上記アップリンクでOFDM通信を行う場合のIFFT部とGI挿入部の動作と同じであるため、その説明を省略する。
　また、図２１では、時間方向に各DRSとデータ信号を配置したが、OFDM通信を行う場合は、時間方向だけでなく、周波数方向に各DRSとデータ信号を配置しても良いし、時間と周波数方向の両方に配置しても良い。例えば、直交DRS(DRS-MT1～DRS-MT4)を周波数分割多重し、さらに非直交DRSも周波数分割多重するフレーム構成用いても良いし、に周波数と時間の両方向に多重する方法でもよい。
＜第２の変形例＞
　本実施の形態においては、(iii)に述べたように、BSが受信フィルタを送信し、MTがこの受信フィルタを用いてDRS及びデータ信号を各々のストリームに分離する方法ついて説明した。本第２の変形例は、BSがこの受信フィルタに関する情報を送らずに、MTがデータ信号を各々のストリームに分離する方法について説明する。
　まず、フレーム構成を図２２に示したものとする。図２１と比較すると、図２２に示した本変形例では、BSが受信フィルタを送信しないかわりに、各MT宛のDRSを、ストリーム毎に直交する無線リソースで送信している。図２２では、MT1宛のストリーム１とストリーム２に対応する直交DRS(DRS-MT1、DRS-MT2)を送信し、同様にMT2宛のストリーム３と４に対応する直交DRSを送信する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000053
　尚、本実施形態で示した線形フィルタ算出方法以外にも、MMSE規範に基づいた線形フィルタ算出方法を用いるMU-MIMO THPに対して、本実施例を適用しても良いし、非特許参考文献３記載されているようにオーダリングを用いた方法でもよい。
　また、MTがCRSに基づいて推定した情報をBSに通知する時に、伝搬路状態を行列で表したHの各成分を示す値を量子化したものをBSに通知しても良い。もしくは、BSとMTが、図２３に示したような表(以下、「Codebook」という。)をあらかじめ共有しておき、MTがCRSに基づいて図２３の８個の伝搬路情報の値の中から自分宛の伝搬路に対する０～７の番号の１つを選択し、BSに選択した番号を通知する方法を用いても良い。もちろん図２３に示したCodebookはこれに限られるものではなく、他のCodebookを用いてもよい。
　また、上記方法のBSに係る機能は図１８に示したようにプロセッサ１内で実行されてもよい。当該プロセッサ１は本願の方法を実行するDRS生成部、非線形空間多重部、及び送信部以外に、受信部、伝搬路情報取得部、CRS生成部、受信フィルタ情報生成部、及びデータ信号生成部を持っているがこれに限定されず、DRS生成部、非線形空間多重部、及び送信部のみからなっていてもよく、これらや他の機能を併せ持つような構成でもよく、限定されない。
　また、上記方法のMTに係る機能は、図１９に示したようにプロセッサ２内で実行されてもよい。当該プロセッサは本願の方法を実行する受信部及びDRS用伝搬路推定部以外に、信号分離部、伝搬路補償部、CRS用伝搬路推定部、伝搬路状態情報生成部、送信部、Modulo演算部、復調部、復号部、受信フィルタ乗算部、及び受信フィルタ取得部を持っているがこれに限定されず、受信部及びDRS用伝搬路推定部のみからなっていてもよく、これらや他の機能を併せ持つような構成でもよく、限定されない。なお、ここでいう、送信モード判別部とは、送信モード取得部のことを示すが、これ以外のものでもよい。
　以下に、上記の実施の形態において共通の点について説明する。
＜全実施形態における共通の説明＞
　上記の各実施の形態において示した基地局装置（BS）及び移動局装置（MT）が備えるアンテナの本数は、説明の便宜上、MTが通信するデータストリーム数と一致させているが、示した本数と、物理的には異なった本数のアンテナを持つMTであってもよい。例えば、あるMTが、物理的に２本のアンテナで信号を受信するが、受信した信号を１つの信号に合成する設計である場合、本発明の記載では、便宜的にアンテナが１本として扱っている。
　尚、本発明は、必ずしもTHPを用いたDL MU-MIMO通信の全てにおいて用いる必要はなく、受信SNRが高いMTにのみに限って本発明に基づいた方法でDRSを送信するなど、受信品質に応じて部分的に本発明を用いても良い。また、受信品質だけでなく、MTの移動速度や変調方式、符号化率等に応じて部分的に用いても良い。
　例えば、受信SNRが高いMTは、適応変調符号化(AMC: Adaptive Modulation and Coding)を用いて16QAMや64QAM等の高多値数の変調方式を用いていることが多く、高多値数の変調方式は、信号点間距離が短いため、伝搬路推定精度も要求される。そのため、受信SNRが高いとき、又は高多値数の変調方式で通信を行っている時に、直交DRSに加えて非直交DRSを用いて伝搬路推定精度を高める目的で本発明を用いると有効である。また、高SNRのときに直交DRSにおいて摂動ベクトルの推定誤りが減少するため、本発明がより有効に機能すると考えられる。
　さらに、変調方式が64QAM以上の多値数のときは本発明を用いて、多値数が64QAMより少ないときは、直交DRSのみを送信するなどの従来技術を用いると、本発明と従来技術による二つのDRS送信方法からどの方法を用いているという制御情報を新たに送る必要もない。MTは変調方式さえわかれば、どのDRS送信方法を用いるか判別できるからである。
　本発明に関わる移動局装置および基地局装置で動作するプログラムは、本発明に関わる上記実施形態の機能を実現するように、ＣＰＵ等を制御するプログラム（コンピュータを機能させるプログラム）である。そして、これら装置で取り扱われる情報は、その処理時に一時的にＲＡＭに蓄積され、その後、各種ＲＯＭやＨＤＤに格納され、必要に応じてＣＰＵによって読み出し、修正・書き込みが行なわれる。プログラムを格納する記録媒体としては、半導体媒体（例えば、ROM、不揮発性メモリカード等）、光記録媒体（例えば、DVD、MO、MD、CD、BD等）、磁気記録媒体（例えば、磁気テープ、フレキシブルディスク等）等のいずれであってもよい。また、ロードしたプログラムを実行することにより、上述した実施形態の機能が実現されるだけでなく、そのプログラムの指示に基づき、オペレーティングシステムあるいは他のアプリケーションプログラム等と共同して処理することにより、本発明の機能が実現される場合もある。
　また市場に流通させる場合には、可搬型の記録媒体にプログラムを格納して流通させたり、インターネット等のネットワークを介して接続されたサーバコンピュータに転送したりすることができる。この場合、サーバコンピュータの記憶装置も本発明に含まれる。また、上述した実施形態における移動局装置および基地局装置の一部、または全部を典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現してもよい。移動局装置および基地局装置の各機能ブロックは個別にプロセッサ化してもよいし、一部、または全部を集積してプロセッサ化してもよい。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限らず専用回路、または汎用プロセッサで実現しても良い。また、半導体技術の進歩によりＬＳＩに代替する集積回路化の技術が出現した場合、当該技術による集積回路を用いることも可能である。
　以上、この発明の実施形態を、図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も特許請求の範囲に含まれる。
　本発明は、通信装置に利用可能である。
　本明細書で引用した全ての刊行物、特許および特許出願をそのまま参考として本明細書にとり入れるものとする。
Ａ…基地局、１…プロセッサ、３…データ信号生成部、５…符号部、７…変調部、１１…非線形空間多重部、１５…ＤＲＳ生成部、１７…直交多重部、２１…固有信号構成部、２３…線形フィルタ乗算部、２５…送信部、ＡＴ…アンテナ、２７…ＣＲＳ生成部、２９…受信部、３１…伝搬路情報取得部、３３…線形フィルタ算出部、Ｂ…端末局（ＭＴ）、５１…受信部、５３…信号分離部、５５…伝搬路補償部、５７…Ｍｏｄｕｌｏ演算部、６１…伝搬路状態情報生成部、６３…送信部、６５…ＤＲＳ用伝搬路推定部、７１…復調部、７３…復号部。

Claims (16)

  1. 　複数の受信装置に対して、同一チャネル・同一時刻に信号を送信する、複数の送信アンテナを備えた送信装置であって、
    　前記各受信装置宛のDRS（固有参照信号）を生成するDRS生成部と、
    　前記DRSの少なくとも一部からなる第１のグループのDRSを用いて非直交DRSを生成する非線形空間多重部と、
    　少なくとも前記非直交DRSを含んだ信号を送信する送信部と、
    を有することを特徴とする送信装置。
  2. 　さらに、
    　前記DRSの少なくとも一部からなる第２のグループのDRSを用いて直交DRSを生成する直交多重部を有し、前記送信部は、前記非直交DRSと前記直交DRSを少なくとも１つずつ含んだ信号を送信すること
    を特徴とする請求項１に記載の送信装置。
  3. 　さらに、前記各受信装置宛のデータ信号を生成するデータ信号生成部を有し、
    　前記非線形空間多重部は、前記データ信号に対して非線形空間多重を施し、
    　前記送信部は、さらに前記非線形空間多重したデータ信号を前記複数の受信装置に送信することを特徴とする請求項２に記載の送信装置。
  4. 　さらに、伝搬路状態情報に基づいて線形フィルタと干渉係数情報とを算出する線形フィルタ算出部を有し、
    　前記非線形空間多重部は、
    　前記データ信号又は前記第１のグループの一部のDRSに基づいて前記各受信装置が受ける干渉を算出する干渉算出部と、
    　前記各受信装置に対する、前記各データ信号又は前記第１のグループのDRSから、前記干渉を減算する干渉減算部と、
    　前記干渉減算部で前記干渉を減算した少なくとも１つの前記データ信号又は前記干渉を減算した前記第１のグループに属する少なくとも１つのDRSに対してModulo演算を施すModulo演算部と、
    を有することを特徴とする請求項３に記載の送信装置。
  5. 　複数の受信装置宛のDRSが空間多重されている非直交DRSを受信する受信部と、少なくとも前記非直交DRSに基づいて伝搬路推定を行う伝搬路推定部と、を有することを特徴とする受信装置。
  6. 　さらに、前記受信部は、直交DRSを受信し、
    　前記伝搬路推定部は、少なくとも前記直交DRSと前記非直交DRSとに基づいて伝搬路推定を行う伝搬路推定部と、を有することを特徴とする請求項５に記載の受信装置。
  7. 　前記伝搬路推定部は、前記直交DRSに基づいて第一の伝搬路推定を行う直交DRS推定部と、前記第一の伝搬路推定結果と前記非直交DRSとに基づいて、当該非直交DRSに加算された摂動ベクトルを推定する摂動ベクトル推定部とを有することを特徴とする請求項６に記載の受信装置。
  8. 　前記伝搬路推定部は、
    　前記非直交DRS、前記摂動ベクトル、及び、前記直交DRSに基づいて伝搬路推定値を算出する合成DRS推定部と、
    を有することを特徴とする請求項７に記載の受信装置。
  9. 　前記受信部は、直交DRS及び複数の非直交DRSを受信し、
    　前記伝搬路推定部は、
    　直交DRSに基づいて伝搬路推定値を算出する直交DRS推定部と、
    　前記伝搬路推定値と複数の前記非直交DRSの一部に基づいて、当該非直交DRSに加算された摂動べクトルをそれぞれ推定する摂動ベクトル推定部と、
    　前記一部の非直交DRS、前記摂動ベクトル、及び、前記直交DRSに基づいて伝搬路推定値を算出する合成DRS推定部と、
    を有することを特徴とする請求項７に記載の受信装置。
  10. 　前記摂動ベクトル推定部は、
    　前記一部の非直交DRS以外の非直交DRSと、前記伝搬路推定値と、に基づいて、当該前記一部の非直交DRS以外の非直交DRSに加算された摂動べクトルをそれぞれ推定することを特徴とする請求項９に記載の受信装置。
  11. 複数の受信装置と、前記複数の受信装置に対して、同一チャネル・同一時刻に複数の送信アンテナを用いて信号を送信する送信装置からなる通信システムであって、
    　前記送信装置は、
    　前記各受信装置宛のDRS（固有参照信号）を生成するDRS生成部と、
    　前記DRSの少なくとも一部からなる第１のグループのDRSを用いて非直交DRSを生成する非線形空間多重部と、
    　少なくとも前記非直交DRSを含んだ信号を送信する送信部と、を有し、
    　前記受信装置は、
    　複数の受信装置宛のDRSが空間多重されている非直交DRSを受信する受信部と、少なくとも前記非直交DRSに基づいて伝搬路推定を行う伝搬路推定部と、
    を有することを特徴とする通信システム。
  12. 　複数の受信装置に対して、同一チャネル・同一時刻に複数の送信アンテナを用いて信号を送信する方法であって、
    　前記各受信装置宛のDRS（固有参照信号）を生成するステップと、
    　前記DRSの少なくとも一部からなる第１のグループのDRSを用いて非直交DRSを生成するステップと、
    　少なくとも前記非直交DRSを含んだ信号を送信するステップと、
    を有する送信方法。
  13. 　直交DRS及び非直交DRSを受信するステップと、
    　直交DRSに基づいて伝搬路推定値を算出するステップと、
    　前記伝搬路推定値と非直交DRSに基づいて伝搬路推定するステップと、
    を有することを特徴とする受信方法。
  14. 　請求項１２又は１３に記載の方法をコンピュータに実行させるためのプログラム。
  15. 　複数の受信装置に対して、同一チャネル・同一時刻に信号を送信する、複数の送信アンテナを備えた送信装置で使用されるプロセッサであって、
    　前記各受信装置宛のDRS（固有参照信号）を生成するDRS生成部と、
    　前記DRSの少なくとも１からなる第１のグループのDRSを用いて非直交DRSを生成する非線形空間多重部と、
    　少なくとも前記非直交DRSを含んだ信号を送信する送信部と、
    を有することを特徴とするプロセッサ。
  16. 　受信装置に用いられるプロセッサであって
    　複数の受信装置宛のDRSが空間多重されている非直交DRSを受信する受信部と、少なくとも前記非直交DRSに基づいて伝搬路推定を行う伝搬路推定部と、
    を有することを特徴とするプロセッサ。
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