JP2015164257A - 無線基地局、ユーザ端末、無線通信方法及び無線通信システム - Google Patents

Abstract

【課題】ＦＴＮを用いる無線通信システムにおいて、所定の信号への干渉を低減すること。【解決手段】本発明の一態様に係る無線基地局（１０）は、ユーザ端末（２０）と通信する無線基地局であって、ナイキストレート以下のレートでシンボルを多重する第１の無線リソース領域と、ナイキストレートより高速なレートでシンボルを多重する第２の無線リソース領域と、に信号を時間分割多重するように制御する制御部（５０１）と、前記第１の無線リソース領域及び前記第２の無線リソース領域に時間分割多重された信号を前記ユーザ端末に送信する送信部（１０３）と、を有することを特徴とする。【選択図】図１３

Description

本発明は、次世代の通信システムに適用可能な無線基地局、ユーザ端末、無線通信方法及び無線通信システムに関する。

ＵＭＴＳ（Universal Mobile Telecommunications System）ネットワークにおいて、さらなる高速データレート、低遅延などを目的としてロングタームエボリューション（ＬＴＥ：Long Term Evolution）が仕様化された（非特許文献１）。ＬＴＥではマルチアクセス方式として、下り回線（下りリンク）にＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access）をベースとした方式を用い、上り回線（上りリンク）にＳＣ−ＦＤＭＡ（Single Carrier Frequency Division Multiple Access）をベースとした方式を用いている。

ＬＴＥシステムにおいては、さらなるセルスループット向上のための技術が検討されている。例えば、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）による空間多重（ＳＤＭ：Spatial Division Multiplexing）や、基地局間協調（ＣｏＭＰ：Coordinated Multi-Point）送受信などが検討されている。

3GPP TS 36.300 "Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA) and Evolved Universal Terrestrial Radio Access Network (E-UTRAN); Overall description; Stage 2"

セルスループット向上の手法として、情報シンボル間の干渉を許容して、無線リソースを高密度多重する非直交マルチアクセスの検討が行われている。非直交マルチアクセスを実現する方法として、ナイキストレート（Nyquist Rate）より早いレートでシンボルを多重する方式であるＦＴＮ（Faster-Than-Nyquist）が提案されている。

しかしながら、ＦＴＮを適用する場合には、所定のサブキャリア位置のシンボルが、他のシンボルに対して大きなサブキャリア（搬送波）間の干渉（キャリア間干渉（ＩＣＩ：Inter Carrier Interference）ともいう）を与える恐れがある。

このため、ＦＴＮを適用する場合、チャネル推定に用いる参照信号が他のシンボルから大きなＩＣＩを受けると、セルスループットが劣化する恐れがある。例えば、ＦＴＮを適用する場合には、リソースブロックにわたって分散配置されるセル固有参照信号（ＣＲＳ）へのＩＣＩの影響が大きくなる。一方で、参照信号がＩＣＩの影響を受けないように無線リソースの割り当てを調整すると、ＦＴＮを適用できる情報シンボルが極めて限定され、ＦＴＮによる周波数利用効率の増大効果が得られない。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、ＦＴＮを用いる無線通信システムにおいて、所定の信号への干渉を低減することができる無線基地局、ユーザ端末、無線通信方法及び無線通信システムを提供することを目的とする。

本発明の一態様に係る無線基地局は、ユーザ端末と通信する無線基地局であって、ナイキストレート以下のレートでシンボルを多重する第１の無線リソース領域と、ナイキストレートより高速なレートでシンボルを多重する第２の無線リソース領域と、に信号を時間分割多重するように制御する制御部と、前記第１の無線リソース領域及び前記第２の無線リソース領域に時間分割多重された信号を前記ユーザ端末に送信する送信部と、を有することを特徴とする。

本発明によれば、ＦＴＮを適用する無線通信システムにおいて、所定の信号への干渉を低減することができる。

ナイキストレート以下の信号伝送及びＦＴＮの信号伝送の説明図である。 ＯＦＤＭシンボル及びＦＴＮシンボルの概念図である。 ＦＴＮ信号の生成法の特徴を説明する図である。 ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭの信号点の配置の一例を示す説明図である。 複数のアンテナポートの参照信号を無線リソースにＳｔａｇｇｅｒｅｄ配置で割り当てる一例を示す説明図である。 第１の実施の形態に係る、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭにＦＴＮを適用した信号の送信処理部の一例を示す図である。 第１の実施の形態に係るＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルへのＦＴＮシンボルのマッピング処理の概念説明図である。 p=3及びq=3の場合のＦＴＮマッピングの構成の一例を示す図である。 ＩＯＴＡフィルタの時間応答の一例を示す図である。 ＩＯＴＡ及び矩形波（rectangular）の窓関数を用いた場合のそれぞれの周波数応答の一例を示す図である。 第１の実施の形態に係る、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭにＦＴＮを適用した信号の受信処理部の一例を示す図である。 所定のサブキャリア位置のＦＴＮシンボルが、各サブキャリア位置のＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルに与える干渉の一例を示す図である。 第２の実施の形態に係る参照信号多重の一例を示す図である。 第２の実施の形態に係る参照信号多重の具体的なシンボル配置の一例を示す図である。 第２の実施の形態に係る参照信号多重の具体的なシンボル配置の一例を示す図である。 本発明の一実施の形態に係る無線通信システムの一例を示す概略図である。 本発明の一実施の形態に係る無線基地局の全体構成の説明図である。 本発明の一実施の形態に係る無線基地局の機能構成の説明図である。 本発明の一実施の形態に係るユーザ端末の全体構成の説明図である。 本発明の一実施の形態に係るユーザ端末の機能構成の説明図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

無線通信システムにおいては、セルスループット（セル内全ユーザ端末の総スループット）の一層の増大が求められている。ユーザ端末当たりの最大スループットは、主に無線基地局による各ユーザ端末へのスケジューリングの方法（範囲）に依存する。ＬＴＥシステムでは、様々なスループット向上技術が検討されている。

ＬＴＥシステムにおいてスループット及び周波数利用効率の増大に最も有効な技術の１つとして、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）による空間多重（ＳＤＭ：Spatial Division Multiplexing）がある。ＭＩＭＯ ＳＤＭは、複数の送受信アンテナを用いて空間的に信号(ストリーム)を多重化して伝送する方式である。例えば、ＬＴＥ（Ｒｅｌ． ８ ＬＴＥ）では、最大４アンテナのＭＩＭＯ ＳＤＭにより、３００Ｍｂｐｓ以上のピークデータレートを実現することができる。また、ＬＴＥ−Ａ（Ｒｅｌ． １０ ＬＴＥ）では、最大８アンテナのシングルユーザ／マルチユーザＭＩＭＯ ＳＤＭにより、１Ｇｂｐｓ以上のピークデータレートを実現することができる。

また、ＬＴＥシステムでは、基地局間協調（ＣｏＭＰ：Coordinated Multi-Point）送受信も検討されている。ＣｏＭＰ送受信では、ユーザ端末に対して複数の送受信ポイントが協調して信号の送受信を行う。つまり、複数ノード（セルサイト）の無線リソース（時間、周波数、電力リソースなど）を利用することで、特にセル端ユーザ端末のスループットを増大することが可能である。ただし、１つのユーザ端末に対して複数のセルの無線リソースを用いるため、セルスループットとのトレードオフを考慮すべきであるとともに、セル間の高速スケジューリングが重要となる。

ピークデータレートを増大するには、物理チャネルの高密度多重も効果的である。物理チャネルの高密度化の方針としては、空間方向、周波数方向、時間方向などが考えられる。

空間方向の無線リソースを高密度化する場合は、アンテナ空間又は信号空間を増やせばよい。アンテナ空間の増大は、上述のＭＩＭＯ多重のアンテナ数を増大させれば可能である。例えば、ＬＴＥ−Ａでは、最大８アンテナのＭＩＭＯ ＳＤＭが採用されているが、さらにアンテナ数を増大させる（例えば、２４個−３６個）ことが考えられる。また、アンテナに偏波アンテナを導入し、送受信する信号に垂直偏波及び水平偏波を適用することも考えられる。

一方、信号空間の増大は、変調多値数を増やすことで可能である。例えば、ＬＴＥ−Ａでは最大で６４ＱＡＭであるが、さらに変調多値数を増大する（例えば、２５６ＱＡＭ、５１２ＱＡＭ）ことで、信号空間を増大することができる。

周波数方向の無線リソースを高密度化する場合は、非直交マルチアクセス（ＮＯＭＡ：Non-Orthogonal Multiple Access）方式を用いることが考えられる。ＮＯＭＡでは、例えばチャネルゲイン（例えば、ＲＳＲＰ（Reference Signal Received Power））やパスロスなどに応じて送信電力を異ならせることで、同一の無線リソースに対して複数のユーザ端末への信号が非直交多重される。そのため、ＯＦＤＭＡのような直交多重方式と異なり、サブキャリア（搬送波）間の干渉（キャリア間干渉（ＩＣＩ：Inter Carrier Interference）ともいう）が発生し得る。

なお、周波数方向については、無線リソースを増大させることでデータレートを向上することも可能である。例えば、キャリアアグリゲーション（Carrier Aggregation）、デュアルコネクティビティ（Dual Connectivity）などのスペクトルアグリゲーション（Spectrum Aggregation）技術により、複数の周波数帯を統合して用いることができる。

時間方向の無線リソースを高密度化する場合には、上記とは別の非直交マルチアクセスを用いることが考えられる。例えば、非直交マルチアクセス方式としてＦＴＮ（Faster-Than-Nyquist）の原理を適用する。ＦＴＮとは、ナイキストレート（Nyquist rate）より早いシンボルレートでシンボルを多重することをいう。ナイキストレートとは、有限の帯域（例えば、ＬＴＥのシステム帯域）において伝送したシンボルが一義的に復号できるシンボルレートの上限である。この場合、情報シンボル間の干渉（シンボル間干渉（ＩＳＩ：Inter Symbol Interference）ともいう）が発生し得る。

既存の移動通信方式（直交マルチアクセス）では、ナイキストレート以下の速度で、時間及び周波数領域で直交するリソースに情報シンボルを多重することにより、情報シンボル間の干渉（シンボル間干渉（ＩＳＩ：Inter Symbol Interference）ともいう）やＩＣＩを発生させない構成としていた。一方、ＦＴＮを適用した通信方式は非直交マルチアクセス方式となるため、直交マルチアクセスに比べて時間当たりの情報シンボル数を増大させることができるが、ＩＳＩ（時間領域の干渉）やＩＣＩ（周波数領域の干渉）の影響を受けてしまう。なお、情報シンボルは、所定のビット列に対して変調を行ったシンボルのことであり、データシンボル、制御情報シンボルなどを含む。

図１は、ナイキストレート以下の信号伝送及びＦＴＮの信号伝送の説明図である。図１Ａの波形Ｗ１及びＷ２は、ナイキストレート以下の速度で多重される（例えば、ナイキスト間隔をあけて多重される）シンボルを表している。各波形の強度が最大となる時間でサンプリングすれば、他方の信号の強度はほぼ無視できるため、干渉しない。一方、図１Ｂの波形Ｗ１−Ｗ４は、ＦＴＮで多重される（例えば、ナイキスト間隔の１／２の間隔をあけて多重される）シンボルを表している。この場合、Ｗ１のサンプリング時刻（例えば、信号強度が最大となる時刻）において、Ｗ３及びＷ４のシンボルによってＩＳＩ及び／又はＩＣＩが発生する。

より概念的な例を用いて、この問題を説明する。図２は、ＯＦＤＭシンボル及びＦＴＮシンボルの概念図である。ここで、ＦＴＮシンボルは、ナイキストレートより高速なシンボルレートで多重されるシンボルである。なお、図２においては、サイクリックプレフィックス（ＣＰ：Cyclic Prefix）を各シンボルに付与しない場合を示している。

ＯＦＤＭの場合は、ＯＦＤＭシンボル長はＦＦＴブロック長と等しく、ＯＦＤＭシンボル間隔とも等しい。したがって、伝送路のマルチパスを考慮しなければ、ＩＳＩは発生しない。また、基本的にＩＣＩも発生しない。

ＦＴＮの場合は、ＦＴＮシンボル長はＦＦＴブロック長と等しいが、ＦＴＮシンボル間隔はＯＦＤＭシンボル間隔より短い。そのため、ＩＳＩが発生する。また、前後のＩＳＩの発生により、所定のシンボル区間でキャリア周波数の不連続性に起因してＩＣＩが生じる。

以上を鑑みると、ＦＴＮ信号を受信処理するＦＴＮ受信機には、ＩＳＩ及びＩＣＩを除去する干渉キャンセラが必須である。例えば干渉キャンセラとして、線形平均２乗誤差最小（ＬＭＭＳＥ：Linear Minimum Mean-Square Error）干渉抑圧フィルタと、復号器出力の各ビットの対数尤度比（ＬＬＲ：Log-Likelihood Ratio）と、から干渉を与えるシンボルの軟判定推定値を生成して受信信号から差し引く繰り返し処理を行うターボソフト干渉キャンセラ（ＳＩＣ：Soft Interference Canceller）が性能及び演算量の観点から適している。

一方、ＦＴＮ信号の生成法としては、例えば図３に示すような手法が検討されている。図３は、ＦＴＮ信号の生成法の特徴を説明する図である。

図３の逆高速非整数次フーリエ変換（ＩＦＦｒＦＴ：Inverse Fast Fractional Fourier Transform）を用いる方法は、シンボル間干渉を受けたＦＴＮシンボルを直接生成する方法である。当該生成法は１つのＩＦＦｒＦＴ部で実現できるが、ＩＦＦｒＦＴの計算はカーネル関数を利用するため、演算量は若干複雑（中程度）である。ＦＴＮ多重効率（各ＦＴＮシンボルを時間的にどの程度重畳して多重するか）の変更は、カーネル関数を変更する必要がある。また、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform）でなくＩＦＦｒＦＴを用いるため、通常のＯＦＤＭ信号とＦＴＮ信号との切り替えを柔軟に行うことができない。

図３の複数のＩＦＦＴを用いる方法は、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ（又はＯＦＤＭ）シンボルに、ＩＦＦＴを行った時間領域信号を加算して生成する方法である。当該生成法は、ＦＴＮ多重効率の増大に従いＩＦＦＴ数が増大することと、シンボル（サブキャリア）シフトの前処理（pre-processing）が必要なため、演算量は比較的大きい。ＦＴＮ多重効率の変更は、ＩＦＦＴ数を変更する必要がある。また、複数のＩＦＦＴを用いるため、通常のＯＦＤＭ信号とＦＴＮ信号との切り替えを柔軟に行うことができない。なお、通常のＯＦＤＭ信号（通常のＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ信号）とは、ナイキストレート以下のシンボルレートでシンボルが多重された信号を表す。

ここで、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ（Offset Quadrature Amplitude Modulation）は、シンボル周期（シンボル間隔）ＴのＯＦＤＭシンボルの同相（In-phase）成分及び直交（Quadrature）成分を、ＯＦＤＭのシンボル周期の半分の間隔（＝Ｔ／２）で同相成分のみに多重（マッピング）する方法である。このため、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭは、ＯＦＤＭの２倍のシンボルレートを達成するが、２つのＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルを用いて１つのＯＦＤＭシンボル分の情報を伝送することから、情報ビットレートはＯＦＤＭと同じとなる。

図４は、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭの信号点の配置の一例を示す説明図である。図４には周波数及び時間リソースが示されており、ＯＦＤＭのシンボル周期Ｔ（ＯＦＤＭシンボル間隔）の半分の間隔（＝Ｔ／２）で配置される同相成分が示されている。図４は、元々のＯＦＤＭシンボルの同相成分（黒円）及び直交成分（白円）を交互に、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルの同相成分にマッピングする方法を示している。

また、図３のＦＴＮシンボルをＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルにマッピング変換する方法は、ＦＴＮシンボルをＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルに射影してＩＦＦＴを施す方法である。当該生成法は、ＦＴＮ多重効率の増大に従い、ＦＴＮマッピング／デマッピング処理が増大するため、演算量は若干複雑（中程度）である。ＦＴＮ多重効率の変更は、射影係数テーブルを変更する必要がある。一方、ＦＴＮマッピングを適用しないことで通常のＯＦＤＭを実現できるため、通常のＯＦＤＭ信号とＦＴＮ信号との切り替えを柔軟に行うことができる。

ところで、既存のＬＴＥシステムや無線ＬＡＮでは、伝送路推定用の参照信号（ＲＳ：Reference Signal）を互い違いに配列するＳｔａｇｇｅｒｅｄ配置が用いられる。参照信号としては、例えば、ＣＲＳ（Cell-specific Reference Signal）、ＣＳＩ−ＲＳ（Channel State Information Reference Signal）、ＤＭ−ＲＳ（Demodulation Reference Signal）などが利用される。Ｓｔａｇｇｅｒｅｄ配置によれば、マルチパスによる周波数選択性フェージングや、ユーザ端末の移動速度で決まる時間選択性のチャネル変動（ドップラーシフト）を高精度に推定することが可能である。

図５は、複数のアンテナポートの参照信号を無線リソースにＳｔａｇｇｅｒｅｄ配置で割り当てる一例を示す説明図である。図５は、周波数スケジューリングを行う無線リソースの最小単位である１ＲＢ（リソースブロック）が示されている。１ＲＢは、１２サブキャリア×１４シンボルから構成される。また、１サブキャリア×１シンボルの無線リソース領域を１ＲＥ（リソースエレメント）という。

図５では、参照信号ＲＳ＃１が、サブキャリア＃１、＃７のシンボル＃１、＃８及びサブキャリア＃４、＃１０のシンボル＃５、＃１２に配置されている。また、参照信号ＲＳ＃２が、サブキャリア＃４、＃１０のシンボル＃１、＃８及びサブキャリア＃１、＃７のシンボル＃５、＃１２に配置されている。また、参照信号ＲＳ＃３及びＲＳ＃４についても、他の参照信号と異なるリソースにＳｔａｇｇｅｒｅｄ配置されている。

既存の無線通信システムでは、ＯＦＤＭＡなどの直交多重アクセスが用いられるため、参照信号は、Ｓｔａｇｇｅｒｅｄ配置が好適であった。しかしながら、ＦＴＮを適用する場合、所定のサブキャリア位置のＦＴＮシンボルは、両側の多くのサブキャリア位置のＦＴＮシンボルに大きなＩＣＩを与えてしまう。

このため、ＦＴＮにＳｔａｇｇｅｒｅｄ型ＲＳ多重を用いた場合、参照信号は他のＦＴＮシンボルから大きなＩＣＩを受けて、チャネル推定誤差の増大を招く。また、Ｓｔａｇｇｅｒｅｄ型ＲＳにＩＣＩを与えないように、シンボル配置を調整すると、ＦＴＮを適用できる情報シンボルが極めて限定され、ＦＴＮによる周波数利用効率の増大効果が得られない。

以上から、ＦＴＮにＳｔａｇｇｅｒｅｄ型ＲＳ多重を用いる場合には、参照信号への干渉が課題となっている。

この課題を解決するため、本発明者らは、ＦＴＮを適用する無線通信システムにおいて、所定のシンボルを、ＦＴＮシンボルからのＩＳＩ及びＩＣＩを受けないように直交多重することを着想した。具体的には、本発明者らは、送信信号を、ナイキストレート以下のレートでシンボルを多重する第１の無線リソース領域と、ナイキストレートより高速なレートでシンボルを多重する第２の無線リソース領域と、に時間分割多重（ＴＤＭ：Time Division Multiplexing）することを着想した。

この構成によれば、第１の無線リソース領域のシンボルへの干渉（ＩＣＩ、ＩＳＩなど）を低減することができる。また、第１の無線リソース領域にシンボルとして参照信号シンボルを多重することで、参照信号が割り当てられる無線リソース位置への干渉の影響を低減することが可能である。

以下、第１の実施の形態として、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭにＦＴＮを適用する場合の送受信処理を説明し、第２の実施の形態として、第１の無線リソース領域及び第２の無線リソース領域のＴＤＭを説明する。なお、以下では、第１の無線リソース領域を直交多重部とも表し、第２の無線リソース領域を非直交多重部とも表す。

（第１の実施の形態）
第１の実施の形態は、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭにＦＴＮを適用する場合の送受信処理である。以下では、説明の簡単のため、ＦＴＮ送信処理部３００を有する送信側（ＦＴＮ送信機）が、ＦＴＮ受信処理部４００を有する受信側（ＦＴＮ受信機）にＦＴＮを適用した信号を送信する場合について説明する。例えば、ＦＴＮ送信機として無線基地局を、ＦＴＮ受信機としてユーザ端末を用いる構成としてもよい。ただし、上記構成に限られず、無線通信方法として、ＦＴＮ送信処理部３００及びＦＴＮ受信処理部４００が実現する処理の工程を有していればよい。例えば、ユーザ端末がＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ信号を送信できる場合には、ユーザ端末がＦＴＮ送信処理部３００を、無線基地局がＦＴＮ受信処理部４００を具備する構成としてもよい。

（ＦＴＮ送信処理部）
図６に、第１の実施の形態に係る、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭにＦＴＮを適用した信号の送信処理部の一例を示す。ＦＴＮ送信処理部３００は、チャネル符号化部３０１と、インタリーバ３０２と、変調マッピング部３０３と、ＯＱＡＭマッピング部３０４と、ＦＴＮマッピング部３０５と、マルチキャリア変調（ＩＦＦＴ）部３０６と、送信フィルタ（ＩＯＴＡフィルタ）３０７と、を少なくとも有する。なお、各部は複数具備されて並列処理を実施できる構成としてもよい。また、複数の送信信号を並列に送信できる構成としてもよい。

チャネル符号化部３０１は、入力された送信ビットを誤り訂正符号化（チャネル符号化）して、インタリーバ３０２に出力する。チャネル符号化には、例えばターボ符号を用いることができる。

インタリーバ３０２は、チャネル符号化部３０１により符号化されたビットを、バーストロスの発生を抑制するために、ビットインタリーブして変調マッピング部３０３に出力する。

変調マッピング部３０３は、インタリーバ３０２によりインタリーブされたビットを変調マッピング（データ変調）する。変調方式としては、例えばＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）、６４ＱＡＭなどのデジタル変調を用いることができる。本実施の形態では、ＱＰＳＫを用いるものとするが、これに限られない。

なお、チャネル符号化部３０１及び変調マッピング部３０３は、ＦＴＮ受信機からフィードバックされたチャネル状態情報（ＣＳＩ）などに基づいて、チャネル符号化率及び変調方式を決定し、当該チャネル符号化率及び変調方式に従ってチャネル符号化処理、変調処理を行うことができる。

ＯＱＡＭマッピング部３０４は、変調マッピング部３０３からの入力にＯＱＡＭマッピング（ＯＱＡＭ変換）を行い、ＦＴＮマッピング部３０５に出力する。本実施の形態において、ＯＱＡＭ変換されたシンボルは、ＦＴＮにより高密度多重される（ナイキストレートより高速なシンボルレートで配置される）ため、ＦＴＮシンボルともいう。

ＦＴＮマッピング部３０５は、ＯＱＡＭマッピング部３０４から入力されたＦＴＮシンボルに対して、ＦＴＮマッピングを行い、ＩＦＦＴ部３０６に出力する。ＦＴＮマッピングにより、実際に伝送されるＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルが生成される。つまり、各ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルには、複数のＦＴＮシンボル信号が重畳される。ＦＴＮマッピングの詳細な処理については、後述する。

ＩＦＦＴ部３０６は、ＦＴＮマッピング部３０５によりＦＴＮマッピングされたＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルに、ＩＦＦＴを適用して時間領域の信号に変換し、送信フィルタ３０７に出力する。

送信フィルタ３０７は、ＩＦＦＴ部３０６で変換された信号に対して、送信フィルタによる帯域制限を適用し、送信信号として出力する。本実施の形態では当該送信フィルタとしては、ＩＯＴＡ（Isotropic Orthogonal Transform Algorithm）フィルタを用いるが、これに限られない。送信フィルタによる帯域制限については、後述する。

（ＦＴＮマッピング）
以下、図６のＦＴＮマッピング部３０５について、図７を参照して詳細に説明する。図７は、第１の実施の形態に係るＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルへのＦＴＮシンボルのマッピング処理の概念説明図である。第１の実施の形態においては、ＦＴＮシンボルをＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボル間隔の直交基底関数で表すことにより、従来のＩＦＦＴを適用可能としている。

図７に示すように、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭでは一般的に、ＯＦＤＭのシンボル周期Ｔの半分の周期（＝Ｔ／２）の同相成分のみに、ＯＦＤＭの同相成分及び直交成分をマッピングする。ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭによる送信信号s(t)を（式１）で表すことができる。

（式１）において、k及びlは、それぞれサブキャリアインデックス及びシンボルインデックスを示す。x_k,lは、j^k+lで位相オフセットされた同相成分のみを有する実数値のデータシンボルを示す。p(t)は、ＯＦＤＭ信号の場合には、周期Tの矩形波信号を示す。

一方、ＦＴＮが適用された送信信号は、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭを用いるＦＴＮシンボルについて、シンボル間隔がＴ_DＴ／２で、サブキャリア間隔がＦ_D／Ｔとなる。ここで、Ｔ_DはＦＴＮ信号の時間領域のシンボルの圧縮ファクタであり、Ｆ_DはＦＴＮ信号の周波数領域のシンボルの圧縮ファクタである。なお、ＦＴＮシンボルのシンボル間隔とサブキャリア間隔の積は、Ｔ_DＦ_D／２となる。Ｔがナイキスト間隔とすると、Ｔ_DＦ_D＝１の場合に通常のＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ信号となり、Ｔ_DＦ_D＜１の場合にＦＴＮ信号となる。

また、本実施の形態では、時間及び周波数の局所性を高めるために、ＦＴＮ信号にガウスフィルタを適用して波形整形（帯域制限）を行う。

以上から、ガウスフィルタg(t)で帯域制限を行ったＦＴＮシンボル波形g_k,l(t)は、（式２）で表すことができる。

（式１）及び（式２）から、ガウスフィルタg(t)で帯域制限されたＦＴＮ信号は、（式３）で表すことができる。

（式３）のＦＴＮ信号に従来のＩＦＦＴを適用可能とするため、第１の実施の形態のＦＴＮマッピングでは、ＦＴＮシンボル波形g_k,l(t)を、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボル間隔の直交基底関数で表す。当該直交基底関数の時間波形{j_m,n(t)}を（式４）で定義する。

（式４）において、m及びnは、それぞれ直交基底関数のサブキャリアインデックス及びシンボルインデックスを表す。

（式２）のガウスフィルタで帯域制限されたＦＴＮシンボル波形は、射影係数（ＦＴＮマッピング係数）C_k,l,m,nを用いて（式４）の直交基底関数に射影することができる。（式５）に示すように、C_k,l,m,nは（式２）のg_k,l(t)及び（式４）のj_m,n(t)の内積で計算できる。

言い換えると、射影係数C_k,l,m,nは、サブキャリアk及びシンボルlの位置に配置されるＦＴＮシンボルが、直交基底関数j_m,n(t)のサブキャリアm及びシンボルnに与える干渉ファクタを示す。

射影係数C_k,l,m,nを用いると、（式３）のＦＴＮ信号は、（式６）で表すことができる。

以上から、ＦＴＮマッピング部３０５は、シンボル間隔Ｔ_DＴ／２、サブキャリア間隔Ｆ_D／ＴのＦＴＮシンボルx_k,lに（式７）を適用して、シンボル間隔Ｔ／２、サブキャリア間隔Ｆ_D／ＴのＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルx’_m,nに変換する。つまり、シンボル間隔及びサブキャリア間隔の積（Ｔ_DＦ_D／２）が１／２未満のシンボル（ＦＴＮシンボル）を、シンボル間隔及びサブキャリア間隔の積が１／２のＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access/Offset Quadrature Amplitude Modulation）シンボルにマッピングする。

（式７）において、p及びqは、それぞれ射影に用いるシンボルの時間方向及び周波数方向の数を示す。

（式６）及び（式７）から、ＦＴＮ信号は、さらに（式８）で表すことができる。

図８に、p=3及びq=3の場合のＦＴＮマッピングの構成の一例を示す。この例では、x_k+1,l+1、 x_k,l+1、 x_k-1,l+1、 x_k+1,l、 x_k,l、 x_k-1,l、 x_k+1,l-1、 x_k,l-1、 x_k-1,l-1の計９個のＦＴＮシンボルから、１個のＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルx’_m,nを生成している。図８では、遅延素子、乗算器及び加算器により（式７）の変換を行う構成としているが、当該構成に限られない。

（送信フィルタによる帯域制限）
以下、図６の送信フィルタ３０７による帯域制限について、詳細に説明する。第１の実施の形態においては、上述の直交基底関数j_m,n(t)として、通常のＯＦＤＭで用いられる矩形窓ではなく、ＦＴＮシンボルの基底関数への射影の局在化のために、ＩＯＴＡパルス（ＩＯＴＡ窓関数）を用いる。この場合、ＩＦＦＴ波形にＩＯＴＡフィルタを適用することで実現が可能である。

直交基底関数にＯＦＤＭと同様の矩形窓の正弦波を用いた場合、つまりj(t)=rect(t)（rect(t)は矩形関数）の場合の送信信号s(t)は、（式９）で表される。

矩形窓の正弦波の周波数領域波形は、ｓｉｎｃ関数になるため、ＦＴＮシンボルをＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルへ射影した場合のサブキャリア干渉（ＩＣＩ）が広範囲に広がることになる。

（式７）のp及び／又はqを大きくすることでＦＴＮマッピングの周波数及び時間領域を広くすると、ＩＣＩを低減することができるが、演算量が増大する。また、ＦＴＮマッピングの周波数及び時間領域が広くなると、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボル位置に多重される各ＦＴＮシンボルの電力が非常に小さくなる。このため、ＦＴＮ受信機でＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルを用いて実際にチャネル推定を行う場合には、ターボＳＩＣに係る軟判定シンボル推定値の精度が劣化する恐れがある。

一方、直交基底関数にＩＯＴＡパルスを用いた場合の送信信号s(t)は、（式１０）で表される。

ＩＯＴＡフィルタは基本的にはガウス関数であり、同一の形状の時間応答及び周波数応答を実現できる。図９は、ＩＯＴＡフィルタの時間応答の一例を示す図である。図９において、t₀はＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボル長を表す。図９に示すように、ＩＯＴＡフィルタは時間領域で良好な収束特性を有する。

図１０は、ＩＯＴＡ及び矩形波（rectangular）の窓関数を用いた場合のそれぞれの周波数応答の一例を示す図である。この例では、ＬＴＥの無線パラメータを仮定しており、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭのサブキャリア間隔は３０ｋＨｚである（基となったＯＦＤＭのサブキャリア間隔は１５ｋＨｚである）。図１０に示すように、ＩＯＴＡ関数を適用する場合、矩形波関数を適用する場合に比較して、隣接サブキャリアへの漏洩電力を低くすることができる。

以上説明したように、ＩＯＴＡフィルタを適用することで、時間及び周波数領域で良好な収束特性を実現できる。このため、ＦＴＮマッピング部の（式７）の演算量低減、ターボＳＩＣの軟判定シンボル推定値の高精度化などの観点から、第１の実施の形態では、ＩＯＴＡフィルタを適用することにより、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルに対するＦＴＮシンボルの分散を狭くして干渉電力を局在化する。

ＩＦＦＴ／ＦＦＴのサンプリング点数をN、ＩＦＦＴ／ＦＦＴのサンプリング周期をT_s（=T/N）とおくと、（式１０）は整数pを用いて（式１１）のように変形することができる。

（式１１）は、ＩＦＦＴ後の信号部分を示すX’_n(pT_s)に対して、ＩＯＴＡフィルタを適用することを表している。

（ＦＴＮ受信処理部）
図１１に、第１の実施の形態に係る、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭにＦＴＮを適用した信号の受信処理部の一例を示す。ＦＴＮ受信処理部４００は、受信フィルタ（ＩＯＴＡフィルタ）４０１と、マルチキャリア復調／分離（ＦＦＴ）部４０２と、ＦＴＮデマッピング部４０３と、ＯＱＡＭデマッピング部４０４と、ＬＬＲ計算部４０５と、デインタリーバ４０６と、チャネル復号部４０７と、インタリーバ４１２と、軟判定シンボル推定値生成部４１４と、ＯＱＡＭマッピング部４１５と、干渉シンボルの軟判定シンボル推定値生成部４２１と、ＦＴＮマッピング部４２２と、合成部４２３と、を少なくとも有する。なお、各部は複数具備されて並列処理を実施できる構成としてもよい。例えば、図１１では、ＦＦＴ部４０２などが並列処理可能となっている。また、ＦＴＮ受信処理部４００は、チャネル応答を推定する機能を有してもよい。

受信フィルタ４０１は、入力された受信信号にＩＯＴＡフィルタ処理を行い、ＦＦＴ部４０２に出力する。

ＦＦＴ部４０２は、ＦＦＴによるマルチキャリア復調／分離を適用して、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換し、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭの各サブキャリア位置のシンボルを合成部４２３に出力する。

合成部４２３は、ＦＦＴ部４０２によるＦＦＴ処理後の受信信号から、後述する干渉シンボルの軟判定シンボル推定値を減算して、ＦＴＮデマッピング部４０３に出力する。なお、合成部４２３は、ターボＳＩＣの１周目の処理など、干渉シンボルの軟判定シンボル推定値が算出されていない場合については、０を減算する又は何も処理しないことで、ＦＦＴ処理後の受信信号をそのまま出力するように構成してもよい。

ＦＴＮデマッピング部４０３は、合成部４２３から入力されたＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルに対して、マッチトフィルタ（ＭＦ：Matched Filter）を用いて、ＦＴＮシンボルを再生するデマッピング処理を行い、当該ＦＴＮシンボルをＯＱＡＭデマッピング部４０４に出力する。ＦＴＮデマッピングには、ＦＴＮ送信機のＦＴＮマッピング部３０５で用いたのと同じ射影係数C_k,l,m,nを用いることが好ましい。ＦＴＮデマッピング後のサブキャリアk及びシンボルlの位置のＦＴＮシンボルは、（式１２）で表される。

（式１２）に示すように、複数のＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボル位置にマッピングされたＦＴＮシンボルをかき集めることにより、着目するＦＴＮシンボルを再生する。（式７）を用いると、（式１２）のサブキャリアk₁におけるシンボルl₁の位置のＦＴＮシンボルは（式１３）で表される。

（式１３）において、右辺の括弧内第１項は着目する(k₁、l₁)位置のＦＴＮシンボルを示す。また、括弧内第２項はＦＴＮシンボル(k₁、l₁)位置における他のＦＴＮシンボルからのＩＳＩ及びＩＣＩを示す。（式１３）から理解されるように、所定の位置のＦＴＮシンボルは、デマッピング処理の過程で、他のＦＴＮシンボルからのＩＳＩ及びＩＣＩの影響を受ける。

ＯＱＡＭデマッピング部４０４は、ＦＴＮデマッピング部４０３から入力されるＦＴＮシンボルに対して、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭデマッピングにより変調シンボルを取得する。また、変調シンボルに復調処理を行って、ＬＬＲ計算部４０５に出力する。

ＬＬＲ計算部４０５は、ＯＱＡＭデマッピング部４０４から入力される復調シンボルに基づいて、事後対数尤度比（事後ＬＬＲ）を計算し、デインタリーバ４０６に出力する。例えば、Ｍａｘ−Ｌｏｇ−ＭＡＰ復号器によって事後ＬＬＲを算出することが可能である。なお、ＬＬＲ計算の前に、入力に対して線形平均２乗誤差最小（ＬＭＭＳＥ：Linear Minimum Mean-Square Error）干渉抑圧フィルタを適用することが好ましい。

デインタリーバ４０６は、ＬＬＲ計算部４０５により復調されたシンボルをデインタリーブして、チャネル復号部４０７に出力する。

チャネル復号部４０７は、デインタリーバ４０６によるデインタリーブ後のシンボルから、情報ビット及びパリティビットの事後ＬＬＲを算出し、出力する。

第１の実施の形態では、各変調シンボルを分離するために、ターボＳＩＣによる干渉除去を適用する。具体的には、事後ＬＬＲに基づいて干渉を与えるシンボルの軟判定推定値を生成して、受信信号から差し引く繰り返し処理を行う。ターボＳＩＣの構成として、受信ダイバーシチブランチ数分のシンボルを同相合成後、合成した信号を全ての送信信号の組み合わせの受信シンボルレプリカとの２乗ユークリッド距離を計算することで、各ビットの事後ＬＬＲを計算してもよい。

ターボＳＩＣにより繰り返し復号を行うため、チャネル復号部４０７により出力された情報シンボルを用いてＦＴＮ送信処理部３００と同様な処理を行って送信信号を生成し、干渉シンボルの軟判定シンボル推定値を生成する。インタリーバ４１２及びＯＱＡＭマッピング部４１５は、上述した送信側の処理（インタリーバ３０２及びＯＱＡＭマッピング部３０４）と同様の構成であってよいため、説明を省略する。

また、図１１では、軟判定シンボル推定値生成部４１４は、インタリーバ４１２の出力する各情報ビット及びパリティビットのＬＬＲに基づいて、全てのサブキャリアの全てのＯＦＤＭシンボル（又はＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボル）位置の軟判定シンボルの推定値を生成する。

また、干渉シンボルの軟判定シンボル推定値生成部４２１は、ＯＱＡＭマッピング部４１５の出力するＦＴＮシンボルに基づいて、干渉シンボルの軟判定シンボル推定値を生成する。干渉シンボルの軟判定シンボル推定値とは、着目する所定の情報シンボルに干渉を与える全てのサブキャリアのシンボル位置の情報シンボルの軟判定推定値のことをいう。具体的には、干渉シンボルの軟判定シンボル推定値生成部４２１は、軟判定シンボル推定値生成部４１４で生成した全ての軟判定シンボル推定値から、着目するシンボルの軟判定シンボル推定値を差し引いた信号を算出する。

ターボＳＩＣの最終繰り返し以外のループでは、各送信ストリームの軟判定シンボル推定値の生成に、符号化ビットの事後ＬＬＲを用いる。なお、通常は、軟判定シンボル推定値の生成には外部ＬＬＲを用いるが、第１の実施の形態では事後ＬＬＲを用いることが好ましい。干渉レベルが高い場合には、外部ＬＬＲを用いる場合に比べて事後ＬＬＲを用いる方が、良好な誤り率を実現することができる。

ＦＴＮマッピング部４２２は、干渉シンボルの軟判定シンボル推定値に基づいて、着目するシンボルに対して干渉を及ぼすサブキャリア位置のシンボル推定値を、（式７）に従ってマッピングを行う。ＦＴＮマッピングの構成に関しては、ＦＴＮマッピング部３０５と同様とすることができる。

そして、合成部４２３は、ＦＦＴ部４０２によるＦＦＴ処理後の受信信号から、ＦＴＮマッピング部４２２から出力された干渉シンボルの軟判定シンボル推定値を減算する。これにより、着目するシンボルに影響するＩＳＩ及びＩＣＩを低減することができる。

全ての情報シンボルに対して干渉シンボルの軟判定シンボル推定値を減算する処理を行って、繰り返し工程の１周が完了する。次周の繰り返し工程では、前の繰り返し工程から出力された信号に対して、再びＦＴＮデマッピング部４０３以降の処理を実行していく。

ターボＳＩＣの最終繰り返しループでは、Ｍａｘ−Ｌｏｇ−ＭＡＰ復号器出力の事後ＬＬＲを硬判定することにより、送信ビット系列（復号ビット）を再生する。ＦＴＮ受信処理部４００は、所定の受信信号に対して繰り返しが所定の回数（例えば、N_itr回）行われたときに、最終繰り返しループであると判断して復号ビットを出力してもよい。

以上、第１の実施の形態によれば、ＦＴＮをＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルで実現することにより、通常のＯＦＤＭに比較してスループットを向上することができる。

（第２の実施の形態）
第２の実施の形態は、ナイキストレート以下のレートでシンボルを多重する第１の無線リソース領域（直交多重部）と、ナイキストレートより高速なレートでシンボルを多重する第２の無線リソース領域（非直交多重部）と、に時間分割多重（ＴＤＭ：Time Division Multiplexing）し、直交多重部に参照信号を割り当てる。

第２の実施の形態によれば、直交多重部が設定される時間（シンボル）には通常のＯＦＤＭ（又はＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ）が適用され、非直交多重部が設定される時間（シンボル）にはＦＴＮが適用される。これにより、参照信号が割り当てられる無線リソースに対して、ＦＴＮシンボルからのＩＳＩ及びＩＣＩの影響を低減することができる。

以下、第１の実施の形態の方式に第２の実施の形態を適用する場合について説明する。なお、第２の実施の形態を適用する無線通信方式は、ＦＴＮを適用する無線通信方式であればよく、第１の実施の形態の方式に限られない。

図１２は、所定のサブキャリア位置のＦＴＮシンボルが、各サブキャリア位置のＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルに与える干渉の一例を示す図である。図１２の下部のようにＦＴＮシンボルが配置される場合、例えば図中央のＦＴＮシンボルは、幅広いＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルにＦＴＮマッピングされ得る。

図１２の上部は、図中央のＦＴＮシンボルが他のＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルに与える干渉を示している。ここで、干渉ファクタは、例えば第１の実施の形態の射影係数C_k,l,m,nで表すことができる。このように、ＦＴＮマッピングによって、多くのサブキャリア位置のＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルにＩＣＩが発生し得る。

図１３は、第２の実施の形態に係る参照信号多重の一例を示す図である。図１３においては、各サブフレームの先頭シンボルであるシンボル＃１が直交多重部として設定されており、参照信号シンボルは当該直交多重部の領域内で割り当てられる。一方、各サブフレームのシンボル＃２−＃１４は、ＦＴＮを適用する非直交多重部として設定されており、参照信号以外のシンボル（例えば、データシンボル、制御情報シンボル）が多重される。このように、各サブフレームの先頭シンボルを直交多重部とする構成によれば、ＦＴＮ多重効率の低減を抑制しつつ、直交多重部内のシンボルへの干渉を低減することができる。

なお、直交多重部が設定されるシンボル位置は、先頭シンボルに限られず、サブフレーム内の所定の位置であればよい。また、参照信号が所定の周期で多重されるように直交多重部が設定されることが好ましい。ただし、サブフレームごとに直交多重部のシンボル位置を異ならせる構成としてもよい。また、サブフレーム内に複数の直交多重部が設定されてもよい。例えば、サブフレーム内の先頭シンボルであるシンボル＃１及びサブフレーム内の最終シンボルであるシンボル＃１４が直交多重部として設定されてもよい。また、サブフレーム内の中央に位置するシンボルであるシンボル＃７及び／又はシンボル＃８が直交多重部として設定されてもよい。

また、サブフレームごとに直交多重部内の参照信号シンボルが配置されるサブキャリア位置を異ならせる構成としてもよい。図１４は、第２の実施の形態に係る参照信号多重の具体的なシンボル配置の一例を示す図である。図１４においては、各サブフレームのシンボル＃１に割り当てられる直交多重部に、参照信号又は制御情報のシンボルを割り当てるとともに、参照信号シンボルのサブキャリア位置がサブフレーム間で異なる構成が示されている。

また、直交多重部には、同一の送信アンテナに係る参照信号シンボルを多重してもよいし、異なる複数の送信アンテナに係る参照信号シンボルを多重（例えば、周波数分割多重（ＦＤＭ））してもよい。後者の構成は、直交多重部にマルチアンテナ送受信（ＭＩＭＯ多重）又は送信ダイバーシチのための複数の送信アンテナのＲＳシンボルを多重する場合に利用することができる。

図１５は、第２の実施の形態に係る参照信号多重の具体的なシンボル配置の一例を示す図である。図１５においては、各サブフレームの先頭シンボルであるシンボル＃１に割り当てられる直交多重部に、送信アンテナ＃１−＃４にそれぞれ対応した参照信号ＲＳ＃１−ＲＳ＃４が、異なるサブキャリア位置に多重される構成が示されている。

第２の実施の形態では、参照信号が直交多重部の少なくとも一部に配置されるため、他の周波数及び時間リソースでのチャネル推定を実施する必要がある。まず、直交多重部について周波数方向に各サブキャリア位置のチャネル推定を行う。例えば、周波数領域の各サブキャリア位置のチャネル応答を内挿補間（例えば、重み付き同相加算）して各サブキャリア位置のチャネル応答（チャネル状態）を推定する。補間に用いる重みとしては、所定のシミュレーションにより求めた固定の重み係数を用いてもよいし、平均２乗誤差最小（ＭＭＳＥ：Minimum Mean Squared Error）規範に従う重み係数を用いてもよい。

直交多重部のチャネル推定が完了したら、所定のサブフレームの直交多重部と、当該所定のサブフレームの次サブフレームの直交多重部と、の各サブキャリア位置のチャネル応答を内挿補間して、時間領域の各ＦＦＴブロック位置のチャネル応答を推定する。重み付き方法は、周波数領域と同様の方法を適用してもよい。なお、各ＦＦＴブロック位置のチャネル推定の方法は上記に限られない。

以上、第２の実施の形態によれば、参照信号シンボルを多重する直交多重部と、ＦＴＮシンボルを配置する非直交多重部と、をＴＤＭする。これにより、参照信号が割り当てられる無線リソースに対して、ＦＴＮシンボルからのＩＳＩ及びＩＣＩの影響を低減することができる。

（無線通信システムの構成）
以下、本発明の一実施の形態に係る無線通信システムの構成について説明する。この無線通信システムでは、上記第１の実施の形態、第２の実施の形態に係る無線通信方法が用いられる。

図１６は、本発明の一実施の形態に係る無線通信システムの一例を示す概略構成図である。図１６に示すように、無線通信システム１は、複数の無線基地局１０（１１及び１２）と、各無線基地局１０によって形成されるセル内にあり、各無線基地局１０と通信可能に構成された複数のユーザ端末２０と、を備えている。無線基地局１０は、それぞれ上位局装置３０に接続され、上位局装置３０を介してコアネットワーク４０に接続される。

図１６において、無線基地局１１は、例えば相対的に広いカバレッジを有するマクロ基地局で構成され、マクロセルＣ１を形成する。無線基地局１２は、局所的なカバレッジを有するスモール基地局で構成され、スモールセルＣ２を形成する。なお、無線基地局１１及び１２の数は、図１６に示す数に限られない。また、無線基地局１１又は１２のいずれかが配置されていない構成としてもよい。

マクロセルＣ１及びスモールセルＣ２では、同一の周波数帯が用いられてもよいし、異なる周波数帯が用いられてもよい。また、無線基地局１１及び１２は、基地局間インターフェース（例えば、光ファイバ、Ｘ２インターフェース）を介して互いに接続される。

なお、マクロ基地局１１は、ｅＮｏｄｅＢ（ｅＮＢ）、無線基地局、送信ポイント（transmission point）などと呼ばれてもよい。スモール基地局１２は、ＲＲＨ（Remote Radio Head）、ピコ基地局、フェムト基地局、Ｈｏｍｅ ｅＮｏｄｅＢ、送信ポイント、ｅＮｏｄｅＢ（ｅＮＢ）などと呼ばれてもよい。

ユーザ端末２０は、ＬＴＥ、ＬＴＥ−Ａなどの各種通信方式に対応した端末であり、移動通信端末だけでなく固定通信端末を含んでいてもよい。ユーザ端末２０は、無線基地局１０を経由して他のユーザ端末２０と通信を実行できる。また、ユーザ端末２０は、無線基地局１０を経由せずに、他のユーザ端末２０と直接通信（Ｄ２Ｄ：Device to Device）を実行してもよい。すなわち、ユーザ端末２０はＤ２Ｄ発見、Ｄ２Ｄ同期、Ｄ２Ｄ通信などのための端末間信号（Ｄ２Ｄ信号）を直接送受信する機能を有してもよい。なお、Ｄ２Ｄ信号はＳＣ−ＦＤＭＡ（Single Carrier−Frequency Division Multiple Access）を基本の信号フォーマットとするが、これに限られない。

上位局装置３０には、例えば、アクセスゲートウェイ装置、無線ネットワークコントローラ（ＲＮＣ）、モビリティマネジメントエンティティ（ＭＭＥ）などが含まれるが、これに限定されるものではない。

無線通信システム１では、下りリンクのチャネルとして、各ユーザ端末２０で共有される下り共有チャネル（ＰＤＳＣＨ：Physical Downlink Shared Channel）、下り制御チャネル（ＰＤＣＣＨ：Physical Downlink Control Channel、ＥＰＤＣＣＨ：Enhanced Physical Downlink Control Channel）、報知チャネル（ＰＢＣＨ：Physical Broadcast Channel）などが用いられる。ＰＤＳＣＨにより、ユーザデータ、上位レイヤ制御情報、報知信号としてのＳＩＢ（System Information Block）などが伝送される。ＰＤＣＣＨ、ＥＰＤＣＣＨにより、下り制御情報（ＤＣＩ）が伝送される。また、ＰＢＣＨにより、同期信号や、ＭＩＢ（Master Information Block）などが伝送される。

無線通信システム１では、上りリンクのチャネルとして、各ユーザ端末２０で共有される上り共有チャネル（ＰＵＳＣＨ：Physical Uplink Shared Channel）、上り制御チャネル（ＰＵＣＣＨ：Physical Uplink Control Channel）などが用いられる。ＰＵＳＣＨにより、ユーザデータや上位レイヤ制御情報が伝送される。また、無線通信システム１では、上りリンクリソースを用いて、ユーザ端末２０間で互いを検出するためのＤ２Ｄ発見用信号が送信されてもよい。

図１７は、本発明の一実施の形態に係る無線基地局１０の全体構成図である。無線基地局１０は、ＭＩＭＯ伝送のための複数の送受信アンテナ１０１と、アンプ部１０２と、送受信部（送信部）１０３と、ベースバンド信号処理部１０４と、呼処理部１０５と、伝送路インターフェース１０６とを備えている。

下りリンクにより無線基地局１０からユーザ端末２０に送信されるユーザデータは、上位局装置３０から伝送路インターフェース１０６を介してベースバンド信号処理部１０４に入力される。

ベースバンド信号処理部１０４では、ＰＤＣＰレイヤの処理、ユーザデータの分割・結合、ＲＬＣ（Radio Link Control）再送制御の送信処理などのＲＬＣレイヤの送信処理、ＭＡＣ（Medium Access Control）再送制御（例えば、ＨＡＲＱ（Ｈｙｂｒｉｄ ＡＲＱ）の送信処理）、スケジューリング、伝送フォーマット選択、チャネル符号化、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform）処理、プリコーディング処理が行われて各送受信部１０３に転送される。また、下り制御信号に関しても、チャネル符号化や逆高速フーリエ変換などの送信処理が行われて、各送受信部１０３に転送される。

各送受信部１０３は、ベースバンド信号処理部１０４からアンテナごとにプリコーディングして出力された下り信号を無線周波数帯に変換する。また、送受信部１０３は、本実施の形態に係る送信部を構成する。アンプ部１０２は、周波数変換された無線周波数信号を増幅して送受信アンテナ１０１により送信する。

一方、上り信号については、各送受信アンテナ１０１で受信された無線周波数信号がそれぞれアンプ部１０２で増幅され、各送受信部１０３で周波数変換されてベースバンド信号に変換され、ベースバンド信号処理部１０４に入力される。

ベースバンド信号処理部１０４では、入力された上り信号に含まれるユーザデータに対して、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）処理、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ：Inverse Discrete Fourier Transform）処理、誤り訂正復号、ＭＡＣ再送制御の受信処理、ＲＬＣレイヤ、ＰＤＣＰレイヤの受信処理がなされ、伝送路インターフェース１０６を介して上位局装置３０に転送される。呼処理部１０５は、通信チャネルの設定や解放などの呼処理や、無線基地局１０の状態管理や、無線リソースの管理を行う。

伝送路インターフェース１０６は、基地局間インターフェース（例えば、光ファイバ、Ｘ２インターフェース）を介して隣接無線基地局と信号を送受信（バックホールシグナリング）する。また、伝送路インターフェース１０６は、所定のインターフェースを介して、上位局装置３０と信号を送受信する。

図１８は、本発明の一実施の形態に係る無線基地局１０が有するベースバンド信号処理部１０４の主な機能構成図である。図１８に示すように、無線基地局１０が有するベースバンド信号処理部１０４は、制御部５０１と、送信信号生成部５０２と、ＦＴＮ送信処理部（送信処理部）５０３と、参照信号送信処理部５０４と、を少なくとも含んで構成されている。

制御部５０１は、ＰＤＳＣＨで送信される下りユーザデータ、ＰＤＣＣＨと拡張ＰＤＣＣＨ（ＥＰＤＣＣＨ）の両方、又はいずれか一方で伝送される下り制御情報、下り参照信号などのスケジューリングを制御する。また、制御部５０１は、ユーザ端末２０からＰＲＡＣＨで伝送されるＲＡプリアンブル、ＰＵＳＣＨで伝送される上りデータ、ＰＵＣＣＨ又はＰＵＳＣＨで伝送される上り制御情報、上り参照信号のスケジューリングの制御も行う。下り信号、上り信号などのスケジューリング（割り当て制御）に関する情報は、下り制御信号（ＤＣＩ）を用いてユーザ端末２０に通知される。

制御部５０１は、伝送路インターフェース１０６を介して取得した上位局装置３０からの指示情報や、送受信部１０３を介して取得した各ユーザ端末２０から送信されたフィードバック情報（例えば、ＣＳＩ）に基づいて、下りリンク信号及び上りリンク信号に対する無線リソースの割り当てを制御する。つまり、制御部５０１は、スケジューラとしての機能を有している。なお、別の無線基地局１０又は上位局装置３０が、複数の無線基地局１０に対して統括的なスケジューラとして機能する場合、制御部５０１は、スケジューラとしての機能を省略してもよい。

制御部５０１は、送信信号を、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルを多重する第１の無線リソース領域（直交多重部）と、ＦＴＮシンボルを配置する第２の無線リソース領域（非直交多重部）と、に時間分割多重（ＴＤＭ）するように、送信信号生成部５０２と、ＦＴＮ送信処理部５０３と、参照信号送信処理部５０４と、を制御する（第２の実施の形態）。制御部５０１は、直交多重部に、高品質に伝送すべき信号をマッピングするように制御することが好ましい。例えば、制御部５０１は、直交多重部に、参照信号シンボルを割り当てるように制御することが好ましい。

送信信号生成部５０２は、制御部５０１により割り当てが決定された下り制御信号や下りデータ信号、下り参照信号などを生成して、ＦＴＮ送信処理部５０３及び参照信号送信処理部５０４に適宜出力する。例えば、送信制御信号生成部５０２は、制御部５０１からの指示に基づいて、下り信号の割り当て情報を通知するＤＬアサインメント、上り信号の割り当て情報を通知するＵＬグラントなどを生成して、ＦＴＮ送信処理部５０３に出力する。

また、送信信号生成部５０２は、制御部５０１からの指示に基づいて、時間分割多重で割り当てるリソースに関する情報を、下り制御チャネル（ＰＤＣＣＨ、ＥＰＤＣＣＨ）で送信する下り制御情報（ＤＣＩ）として生成してもよいし、上位レイヤシグナリング（例えば、ＲＲＣシグナリング、報知信号）で通知する情報として生成してもよい。送信信号生成部５０２は、時間分割多重で割り当てるリソースに関する情報として、例えば、直交多重部のシンボル位置、直交多重部内で参照信号を多重するサブキャリア位置、複数のアンテナ（又はアンテナポート）それぞれに対する直交多重部のサブキャリア位置などを、生成してもよい。

ＦＴＮ送信処理部５０３は、制御部５０１から通知される非直交多重部に関する情報に基づいて、送信信号生成部５０２から出力された情報シンボルにＦＴＮを適用して、ナイキストレートより高速なレートで情報シンボルを多重した送信信号（ＦＴＮ信号）を、非直交多重部にマッピングして出力する。

なお、ＦＴＮ送信処理部５０３は、ＦＴＮ信号を生成して出力できる構成であればよく、第１の実施の形態で述べたＦＴＮ送信処理部３００を用いてもよい。また、ＦＴＮ送信処理部５０３は、ＦＴＮを適用しないことで、通常のＯＦＤＭ信号（ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ信号）を出力できる構成としてもよい。

参照信号送信処理部５０４は、制御部５０１から通知される直交多重部に関する情報に基づいて、送信信号生成部５０２から出力された参照信号を直交多重部にマッピングして、通常のＯＦＤＭ信号（ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ信号）として出力する。

ＦＴＮ送信処理部５０３及び参照信号送信処理部５０４から出力されたＦＴＮ信号及び参照信号は、送受信部１０３によってユーザ端末２０に送信される。

なお、ＦＴＮ送信処理部５０３がＦＴＮ信号及び通常のＯＦＤＭ信号（ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ信号）の出力を切り替え可能な構成を有する場合には、ＦＴＮ送信処理部５０３が、制御部５０１から通知される直交多重部に関する情報に基づいて、送信信号生成部５０２から出力された参照信号を直交多重部にマッピングする構成としてもよい。この場合、参照信号送信処理部５０４を省略する構成とすることができる。

また、ＦＴＮ送信処理部５０３は、送信信号生成部５０２から出力されたデータ信号や制御信号などを、情報シンボル（データシンボル、制御情報シンボルなど）として直交多重部にマッピングする構成としてもよい。

図１９は、本発明の一実施の形態に係るユーザ端末２０の全体構成図である。図１９に示すように、ユーザ端末２０は、ＭＩＭＯ伝送のための複数の送受信アンテナ２０１と、アンプ部２０２と、送受信部（受信部）２０３と、ベースバンド信号処理部２０４と、アプリケーション部２０５と、を備えている。

下りリンクのデータについては、複数の送受信アンテナ２０１で受信された無線周波数信号がそれぞれアンプ部２０２で増幅され、送受信部２０３で周波数変換されてベースバンド信号に変換される。このベースバンド信号は、ベースバンド信号処理部２０４でＦＦＴ処理や、誤り訂正復号、再送制御の受信処理などがなされる。この下りリンクのデータのうち、下りリンクのユーザデータは、アプリケーション部２０５に転送される。アプリケーション部２０５は、物理レイヤやＭＡＣレイヤより上位のレイヤに関する処理などを行う。また、下りリンクのデータのうち、報知情報もアプリケーション部２０５に転送される。

一方、上りリンクのユーザデータについては、アプリケーション部２０５からベースバンド信号処理部２０４に入力される。ベースバンド信号処理部２０４では、再送制御の送信処理（例えば、ＨＡＲＱの送信処理）や、チャネル符号化、プリコーディング、離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Discrete Fourier Transform）処理、ＩＦＦＴ処理などが行われて各送受信部２０３に転送される。送受信部２０３は、ベースバンド信号処理部２０４から出力されたベースバンド信号を無線周波数帯に変換する。その後、アンプ部２０２は、周波数変換された無線周波数信号を増幅して送受信アンテナ２０１により送信する。

図２０は、本発明の一実施の形態に係るユーザ端末２０が有するベースバンド信号処理部２０４の主な機能構成図である。図２０に示すように、ユーザ端末２０が有するベースバンド信号処理部２０４は、制御部６０１と、ＦＴＮ受信処理部（受信処理部）６０２と、チャネル状態推定部６０３と、を少なくとも含んで構成されている。

制御部６０１は、無線基地局１０から送信された下り制御信号（ＤＣＩ）又は上位レイヤシグナリング（例えば、ＲＲＣシグナリング、報知信号）から、無線基地局が時間分割多重で割り当てるリソースに関する情報を取得する。ただし、時間分割多重で割り当てるリソースに関する情報の取得方法はこれに限られず、予めユーザ端末２０に保持されていてもよいし、他のユーザ端末２０から通知される構成としてもよい。

また、制御部６０１は、当該時間分割多重で割り当てるリソースに関する情報に基づいて、直交多重部及び非直交多重部を判断（認識）する。具体的には、制御部６０１は、直交多重部及び非直交多重部のシンボル位置、サブキャリア位置などを判断して、ＦＴＮ受信処理部６０２に対して、受信信号をＦＴＮ信号として受信処理（デマッピング、干渉除去など）を実施するか否かを制御する（第２の実施の形態）。例えば、直交多重部に該当する信号は、ＦＴＮ信号ではなくＯＦＤＭ信号（ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ信号）と判断して受信処理を行う構成としてもよい。

ＦＴＮ受信処理部６０２は、制御部６０１の制御に従って、送受信部２０３から入力された受信信号のうち、直交多重部に割り当てられた信号をＦＴＮ信号として受信処理し、非直交多重部に割り当てられた信号を通常のＯＦＤＭ信号（ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ信号）として受信処理する。

なお、ＦＴＮ受信処理部６０２は、ＦＴＮ信号に受信処理を適用して情報シンボルを取得できる構成であればよく、第１の実施の形態で述べたＦＴＮ受信処理部４００を用いてもよい。また、ＦＴＮ受信処理部６０２は、ＦＴＮを適用しないことで、通常のＯＦＤＭ信号（ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ信号）を復号できる構成としてもよい。

また、ＦＴＮ受信処理部６０２は、非直交多重部に配置される参照信号について、マルチキャリア復調（ＦＦＴ）後の信号をチャネル状態推定部６０３に出力する。

チャネル状態推定部６０３は、ＦＴＮ受信処理部６０２から入力された参照信号に基づいて、チャネル状態（チャネル応答）を推定する。なお、制御部６０１から、複数の送信アンテナに係る送信アンテナごとの参照信号多重位置に関する情報を取得した場合には、当該情報に基づいて各アンテナのチャネル状態を推定することができる。

また、チャネル状態推定部６０３は、参照信号によるチャネル推定結果に基づいて、参照信号が割り当てられた無線リソース以外のチャネル推定を実施する。例えば、直交多重部について周波数方向に各サブキャリア位置のチャネル推定を行った後、非直交多重部について時間方向に各サブキャリア及び各シンボル位置のチャネル推定を行う。

具体的には、チャネル状態推定部６０３は、例えば、周波数領域の各サブキャリア位置のチャネル応答を内挿補間（例えば、重み付き同相加算）して各サブキャリア位置のチャネル応答を推定する。そして、所定のサブフレームの直交多重部と、当該所定のサブフレームの次サブフレームの直交多重部と、の各サブキャリア位置のチャネル応答を内挿補間して、時間領域の各シンボル位置に係るチャネル状態を推定する。

チャネル状態推定部６０３は、チャネル推定結果をＦＴＮ受信処理部６０２に出力する。チャネル推定結果は、例えば第１の実施の形態に係るＦＴＮデマッピング部４０３において、（式１２）を用いてＦＴＮシンボルのデマッピング処理に利用することができる。

以上、上述の実施形態を用いて本発明について詳細に説明したが、当業者にとっては、本発明が本明細書中に説明した実施形態に限定されるものではないということは明らかである。本発明は、特許請求の範囲の記載により定まる本発明の趣旨及び範囲を逸脱することなく修正及び変更態様として実施することができる。したがって、本明細書の記載は、例示説明を目的とするものであり、本発明に対して何ら制限的な意味を有するものではない。

１…無線通信システム
１０、１１、１２…無線基地局
２０…ユーザ端末
３０…上位局装置
４０…コアネットワーク
１０１…送受信アンテナ
１０２…アンプ部
１０３…送受信部（送信部）
１０４…ベースバンド信号処理部
１０５…呼処理部
１０６…伝送路インターフェース
２０１…送受信アンテナ
２０２…アンプ部
２０３…送受信部（受信部）
２０４…ベースバンド信号処理部
２０５…アプリケーション部
３００…ＦＴＮ送信処理部
３０１…チャネル符号化部
３０２…インタリーバ
３０３…変調マッピング部
３０４…ＯＱＡＭマッピング部
３０５…ＦＴＮマッピング部
３０６…マルチキャリア変調（ＩＦＦＴ）部
３０７…送信フィルタ（ＩＯＴＡフィルタ）
４００…ＦＴＮ受信処理部
４０１…受信フィルタ（ＩＯＴＡフィルタ）
４０２…マルチキャリア復調／分離（ＦＦＴ）部
４０３…ＦＴＮデマッピング部
４０４…ＯＱＡＭデマッピング部
４０５…ＬＬＲ計算部
４０６…デインタリーバ
４０７…チャネル復号部
４１２…インタリーバ
４１４…軟判定シンボル推定値生成部
４１５…ＯＱＡＭマッピング部
４２１…干渉シンボルの軟判定シンボル推定値生成部
４２２…ＦＴＮマッピング部
４２３…合成部
５０１…制御部
５０２…送信信号生成部
５０３…ＦＴＮ送信処理部（送信処理部）
５０４…参照信号送信処理部
６０１…制御部
６０２…ＦＴＮ受信処理部（受信処理部）
６０３…チャネル状態推定部

Claims (10)

1. ナイキストレート以下のレートでシンボルを多重する第１の無線リソース領域と、ナイキストレートより高速なレートでシンボルを多重する第２の無線リソース領域と、に信号を時間分割多重するように制御する制御部と、
   前記第１の無線リソース領域及び前記第２の無線リソース領域に時間分割多重された信号をユーザ端末に送信する送信部と、を有することを特徴とする無線基地局。
2. 前記制御部は、各サブフレームの先頭シンボルを、前記第１の無線リソース領域として制御することを特徴とする請求項１に記載の無線基地局。
3. 前記制御部は、前記第１の無線リソース領域に参照信号シンボルを割り当てるように制御することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の無線基地局。
4. 前記制御部は、前記第１の無線リソース領域の一部に制御情報シンボルを割り当てるように制御することを特徴とする請求項３に記載の無線基地局。
5. 複数の送信アンテナを有し、
   前記制御部は、前記第１の無線リソース領域に各送信アンテナに係る参照信号シンボルを周波数分割多重して割り当てるように制御することを特徴とする請求項３に記載の無線基地局。
6. ナイキストレート以下のレートでシンボルを多重する第１の無線リソース領域と、ナイキストレートより高速なレートでシンボルを多重する第２の無線リソース領域と、に時間分割多重された信号を受信する受信部と、
   前記第１の無線リソース領域に多重された参照信号シンボルに基づいて、チャネル状態を推定するチャネル状態推定部と、を有することを特徴とするユーザ端末。
7. 前記チャネル状態推定部は、前記参照信号シンボルが割り当てられた複数のサブキャリア位置のチャネル応答に基づいて、前記第１の無線リソース領域の各サブキャリア位置のチャネル応答を推定することを特徴とする請求項６に記載のユーザ端末。
8. 前記チャネル状態推定部は、所定のサブフレームの前記第１の無線リソース領域と、当該所定のサブフレームの次サブフレームの前記第１の無線リソース領域と、の各サブキャリア位置のチャネル応答に基づいて、前記第２の無線リソース領域の各サブキャリア位置及び各シンボル位置のチャネル応答を推定することを特徴とする請求項７に記載のユーザ端末。
9. ユーザ端末と通信する無線基地局における無線通信方法であって、
   ナイキストレート以下のレートでシンボルを多重する第１の無線リソース領域と、ナイキストレートより高速なレートでシンボルを多重する第２の無線リソース領域と、に信号を時間分割多重するように制御する工程と、
   前記第１の無線リソース領域及び前記第２の無線リソース領域に時間分割多重された信号を前記ユーザ端末に送信する工程と、を有することを特徴とする無線通信方法。
10. 無線基地局とユーザ端末が通信する無線通信システムであって、
    前記無線基地局は、ナイキストレート以下のレートでシンボルを多重する第１の無線リソース領域と、ナイキストレートより高速なレートでシンボルを多重する第２の無線リソース領域と、に信号を時間分割多重するように制御する制御部と、
    前記第１の無線リソース領域及び前記第２の無線リソース領域に時間分割多重された信号を前記ユーザ端末に送信する送信部と、を有することを特徴とする無線通信システム。
    

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