CN102783059A - 峰值功率抑制电路以及具有峰值功率抑制电路的通信设备 - Google Patents

Abstract

本发明的目的在于提供一种能够更加准确地抑制IQ基带信号的峰值功率的峰值功率抑制电路（9）。本发明涉及对IQ基带信号执行限幅的峰值功率抑制电路（9）。峰值功率抑制电路（9）包括：功率计算部（13），功率计算部（13）计算IQ基带信号的瞬时功率（P）；脉冲保持部（22），脉冲保持部（22）保持抵消脉冲（S），抵消脉冲（S）具有IQ基带信号的频带（B）中的频率分量以及该频带外的频率分量；以及限幅处理部（17），限幅处理部（17）从已经计算的瞬时功率（P）大于预定阈值（Pth）的IQ基带信号中减去抵消信号（Ic和Qc），其中通过将IQ基带信号相对于阈值（Pth）的增量（ΔI和ΔQ）与抵消脉冲（S）相乘获得抵消信号。

Description

峰值功率抑制电路以及具有峰值功率抑制电路的通信设备

技术领域

本发明涉及一种对IQ基带信号执行限幅处理的峰值功率抑制电路以及具有该电路的通信设备。更具体地，本发明涉及对适当地限制要输入到无线电发射机中的功率放大电路的IQ基带信号的幅度的限幅方法的改进。

背景技术

例如，在诸如OFDM（正交频分复用）和W-CDMA（宽带码分多址）的通过使用多个载波对传输信号进行调制的方法中，可能存在载波相位彼此重叠的情况，从而引起传输信号具有大峰值功率。

另一方面，尽管功率放大器需要良好的线性度，但是当输入具有超过最大输出水平的功率的信号时，输出饱和并且非线性失真增加。

因此，当在非线性放大器中输入具有大峰值功率的信号时，在输出信号中出现非线性失真，这引起接收机侧的接收特性的降低以及带外辐射。

为了防止关于峰值功率的非线性失真增加，功率放大器需要具有宽动态范围。然而，如果为了不经常出现的峰值功率而加宽放大器的动态范围，那么短时间内的峰值功率与时间轴上波形的平均功率的比率（PAPR：峰均功率比）增加，并且因此，功率效率降低。

因此，关于具有不经常出现的大峰值功率的信号，更加合理的是在信号输入到放大器之前抑制峰值功率，而不是直接将该信号输入到放大器。因此，为了在IQ基带信号的功率被放大之前抑制其峰值功率，存在执行对具有超过预定阈值的峰值功率的IQ基带信号在反向上即时施加振幅的限幅处理的设备。

由于这种限幅处理是在时间轴上反向施加冲激形状的信号的处理，因此该限幅处理等同于在频率轴上施加宽频带噪声。这造成了下述问题：在仅简单地执行限幅处理的情况下，在频带外出现噪声。

因此，为了应对带外辐射的问题，已知被称为NS-CFR（噪声整形-波峰因数降低）和PC-CFR（峰值抵消-波峰因数降低）的峰值功率抑制电路。

在这些之中，对于具有超过阈值的瞬时功率的IQ基带信号的峰值分量（相对于阈值的增量），NS-CFR电路通过使用低通滤波器、FIR（有限冲激响应）滤波器等执行滤波来限制频带，并且在已经限制了频带之后从原始IQ基带信号中减去峰值分量（见专利文献1）。

在PC-CFR电路中，预先设定抵消脉冲（基本函数波形），即使执行限幅处理，该抵消脉冲也能防止带外辐射，并且从原始IQ基带信号减去抵消信号，该抵消信号是通过使瞬时功率超过阈值的IQ基带信号的峰值分量乘以抵消脉冲来获得的（见专利文献2和3）。

引文列表

[专利文献]

[PTL 1]专利No.3954341

[PTL 2]专利No.3853509

[PTL 3]日本特开专利公布No.2004-135087（图1至图6）

发明内容

本发明要解决的问题

通过CFR电路进行限幅处理的本质是在超过阈值的IQ基带信号的峰值功率出现的时刻，通过对IQ基带信号施加抵消信号来将峰值抑制到阈值程度。

因此，在通过使用使抵消脉冲与增量相乘所获得的抵消信号来抵消峰值的PC-CFR电路中，抵消脉冲的脉冲宽度越窄，可以仅抵消目标时刻的峰值的准确度越高，从而可以执行不影响限幅处理之后的信号波形的理想限幅处理。

然而，在常规PC-CFR电路中，由于通过仅使用在传输使用的频带中的信号分量来生成抵消脉冲，因此脉冲宽度不能过多地缩窄。

因此，当使用抵消脉冲通过抵消信号来抵消IQ基带信号时，抵消信号与峰值之后的信号波形发生干扰，造成新的峰值波形。因此，可能无法准确地抑制IQ基带信号的峰值功率。

鉴于上述常规问题，本发明的目的在于提供能够更加准确地抑制IQ基带信号的峰值功率的峰值功率抑制电路等。

技术方案

（1）本发明的峰值功率抑制电路是对IQ基带信号执行限幅处理的峰值功率抑制电路，该峰值功率抑制电路包括：功率计算部，该功率计算部计算IQ基带信号的瞬时功率；脉冲保持部，该脉冲保持部保持抵消脉冲，抵消脉冲具有IQ基带信号的频带中的频率分量以及所述频带外的频率分量；以及限幅处理部，该限幅处理部从已经计算的瞬时功率大于预定阈值的IQ基带信号中减去抵消信号，抵消信号是通过使IQ基带信号相对于阈值的增量与抵消脉冲相乘而获得的。

根据本发明的峰值功率抑制电路，限幅处理部从IQ基带信号中减去抵消信号，通过将IQ基带信号相对于阈值的增量与抵消脉冲相乘获得抵消信号，抵消信号不仅具有IQ基带信号的频带中的频率分量，而且具有该频带外的频率分量。

因此，具有频带外的频率分量的抵消信号变为可以在短时间段内改变的尖脉冲形信号。因此，通过从IQ基带信号中减去此抵消信号，可以防止出现新的峰值波形并且可以更加准确地抑制IQ基带信号的峰值功率。

（2）具体地，在本发明的峰值功率抑制电路中，抵消脉冲可以被配置为通过合成基本脉冲与辅助脉冲而获得的合成脉冲，所述基本脉冲具有所述频带内的频率分量并且集中在主瓣区中的能量的比率是85%至99%，所述辅助脉冲具有所述频带外的频率分量，所述辅助脉冲在基本脉冲处于峰值的时间段中急剧上升，与所述基本脉冲相比，所述辅助脉冲具有更窄的脉冲宽度和较低的峰值水平。

（3）辅助脉冲的频率分量处于包括IQ基带信号的频带的宽频带。因此，当从IQ基带信号中减去通过使用包括辅助脉冲的合成脉冲确定的抵消信号时，等同于在宽频带上施加噪声。因此，除非适当地设置基本脉冲和辅助脉冲的水平，否则频带内的误差向量幅度（EVM）可能会降低，且由于到IQ基带信号的频带之外的频带的泄漏功率会导致出现不必要的噪声。

因此，在本发明的峰值功率抑制电路中，优选的是，设置基本脉冲和辅助脉冲的峰值水平，以满足IQ基带信号的频带中的期望EVM且满足期望的相邻信道泄漏比（ACLR）。

（4）更具体地，优选的是，在基本脉冲的峰值水平被定义为α且辅助脉冲的峰值水平被定义为β的情况下，峰值水平α和β之间的比率被设置为满足0.03≤β/α≤0.1。

这是因为，如后续实施例中所描述，由于β/α=0.1是同时满足通常要求的EVM和ACLR的最大比，当满足β/α的辅助脉冲与基本脉冲合成时，可以获得最大的峰值抑制效果。

设置β/α≥0.03是因为：当β/α小于0.03时，辅助脉冲的水平可能太小而不能适当地抵消由于减去抵消信号造成的新峰值波形。

（5）优选地，本发明的峰值功率抑制电路还包括阈值更新部，该阈值更新部针对每个控制周期来更新要在限幅处理部中使用的阈值，在每个控制周期中，存在IQ基带信号的平均功率随时间波动的可能性。

在此情况下，阈值更新部针对每个控制周期来更新要在限幅处理部中使用的阈值。因此，例如，即使在IQ基带信号的平均功率相对小的时间段，也能够准确地抑制瞬时功率。

（6）优选地，本发明的峰值功率抑制电路还包括脉冲生成部，该脉冲生成部生成抵消脉冲以便能够根据每个频带的平均功率来抵消IQ基带信号。

在此情况下，通过使用脉冲生成部生成的抵消脉冲，通过减去抵消信号，具有较小平均功率的频带的传输功率也不会过度减小。因此，即使在对于各个频带IQ基带信号具有不同平均功率的情况下，也能够在不降低SNR的情况下适当地执行限幅处理。

（7）本发明的通信设备包括：发射机，该发射机包括本发明的峰值功率抑制电路；以及功率放大电路，该功率放大电路布置在下一级，并且本发明的通信设备具有如本发明的峰值功率抑制电路中那样的有益效果。

有益效果

如上所述，根据本发明，通过使用不仅具有IQ基带信号的频带中的频率分量而且具有该频带外的频率分量的抵消脉冲，执行限幅处理。因此，可以更加准确地抑制IQ基带信号的峰值功率。

附图说明

图1示出根据第一实施例的无线电通信系统的整体配置。

图2是示出基站的OFDM发射机的主要部件的功能框图。

图3是根据第一实施例的峰值功率抑制电路的功能框图。

图4是示出如何产生抵消脉冲的波形图。

图5是指示IQ基带信号与阈值之间关系的IQ平面的坐标图。

图6是示出LTE下行链路帧的配置的示图。

图7是根据第二实施例的峰值功率抑制电路的功能框图。

图8是示出IQ基带信号的瞬时功率和连续更新的阈值的时间变化的图形。

图9示出根据第三实施例的无线电通信系统的整体配置。

图10是示出基站的OFDM发射机的主要部件的功能框图。

图11是根据第三实施例的峰值功率抑制电路的功能框图。

图12是脉冲生成部的功能框图。

图13示出根据第四实施例的无线电通信系统的整体配置。

图14是根据第四实施例的峰值功率抑制电路的功能框图。

图15示出时域中各种基本脉冲的图形。

具体实施方式

以下，将参照附图描述本发明的实施例。

[第一实施例]

[无线电通信系统]

图1示出根据第一实施例的无线电通信系统的整体配置，本发明可以适当地应用于该系统。

如图1所示，本发明的无线电通信系统包括基站（BS）1和多个移动终端（MS）2，在基站1的小区内移动终端2与基站1执行无线电通信。

在此无线电通信系统中，使用OFDM作为基站1与移动终端2之间的调制方法。此方法是多载波数字调制方法，其中由多个载波（子载波）承载传输数据。由于子载波彼此正交，因此该方法的优点在于：数据片段可以沿频率轴彼此重叠地密集排列。

此外，本发明的无线电通信系统是应用了LTE（长期演进）的移动电话系统，在基站1与每个移动终端2之间执行遵循LTE的通信。

注意，本发明所适用的无线电通信系统不限于LTE，并且可以是W-CDMA.。然而，下面将在本发明应用于采用LTE的基站1的假设下给出描述。

[LTE下行链路帧]

图6是示出LTE下行链路帧的配置的示图。在图6中，垂直轴方向表示频率，水平轴表示时间。

如图6所示，总共10个子帧（子帧#0至#9）构成下行链路（DL）帧。每个子帧包括两个时隙（时隙#0和时隙#1）。每个时隙包括7个OFDM符号（在普通循环前缀的情况下）。

参照图6，作为用于发送数据的基本单元的资源块（RB）在频率轴方向由12个子载波来限定，在时间轴方向由7个OFDM符号（1个时隙）来限定。

因此，例如，在将DL帧的频带宽度设定为5MHz的情况下，排列300个子载波，因此，在频率轴方向排列25个资源块。

注意，一个子帧的传输时间周期是1ms，在当前实施例中，构成一个子帧的两个时隙中的每一个都包括7个OFDM符号，因此，一个OFDM符号的传输周期（符号周期）是1/14ms（=大约0.071ms）。

如图6所示，在每个子帧的开始，分配控制信道，基站1使用该控制信道向移动终端2发送下行链路通信所需的信息。

在控制信道中存储DL控制信息、子帧的资源分配信息、响应于混合自动重传请求（HARQ）的应答（ACK）和否定应答（NACK）等。

在图6所示的DL帧中，PBCH是物理广播信道，用于通过广播传输将系统的带宽等通知给终端设备，并且主同步信道（P-SCH）和辅同步信道（S-SCH）被分配给第0（#0）子帧和第6（#5）子帧，主同步信道（P-SCH）和辅同步信道（S-SCH）是标识基站1和小区的信号。

没有分配上述信道的其他区域（图6中的非填充区域）中的资源块用作物理下行链路共享信道（PDSCH），用来存储用户数据等。

通过在每个子帧的开始处分配的上述控制信道中的资源分配信息来限定将被存储在PDSCH中的用户数据的分配。通过使用资源分配信息，移动终端2可以确定是否将自身相关的数据存储在子帧中。

[发射机的配置]

图2是示出基站1的OFDM发射机3的主要部件的功能框图。

发射机3包括传输处理器4和功率放大电路5，并且传输处理器4例如包括FPGA（现场可编程门阵列），FPGA包括一个或多个存储器和CPU。

FPGA允许在处理器发货或制造基站1之前设置各种类型逻辑电路的配置信息。通过这些设置操作，配置图2所示的功能部6至10。

也就是说，当前实施例的传输处理器4按照从左到右的顺序包括：S/P转换部6、映射部7、IFFT（快速傅里叶逆变换）部8、信号处理部9和正交调制部10。

输入到传输处理器4的串行信号序列在S/P（串并）转换部6中被转换成多个信号序列，并且得到的并行信号序列在映射部7中被转换成多个子载波信号f1、f2，…和fn，每个子载波信号具有预定幅度和相位的组合。

通过IFFT部8将子载波信号f1、f2，…和fn转换成I信号和Q信号，I信号和Q信号用作在时间轴上彼此正交的基带信号。

在随后的阶段，此IQ信号（Iin，Qin）在信号处理部（当前实施例的峰值功率抑制电路）9中经过预定信号处理。信号处理之后的IQ信号（Iout，Qout）在正交调制部10经过正交调制，成为调制的波信号，并且在随后的阶段，将此调制的波信号输入到功率放大电路5。

注意，当前实施例的峰值功率抑制电路9对IQ基带信号执行限幅处理，使得IQ基带信号的瞬时功率P不超过预定阈值Pth。稍后将描述限幅处理的细节。

功率放大电路5包括：D/A转换电路，该D/A转换电路将从正交调制部10输入的调制的波信号转换成模拟信号；转换器，改转换器将得到的模拟信号转换为具有RF的模拟信号；以及功率放大器，该功率放大器放大RF模拟信号的功率。从天线发射放大的RF信号。

当前实施例的功率放大电路5可以采用固定电压系统，其中，功率放大器的漏电压是恒定的。然而，从实现高效高频放大器的角度，优选地是，功率放大电路5采用ET（包络跟踪）系统。

采用ET系统的功率放大电路5从将被输入到功率放大器的调制的波信号提取幅度信息（包络），并且将与幅度信息对应的漏电压施加到功率放大器，从而使得在基本饱和的状态下操作功率放大器。因此，减小了在固定电压操作的情况下出现的功率损失，并且可以实现高效功率放大器。

[峰值功率抑制电路的配置]

图3是根据第一实施例的峰值功率抑制电路9的功能框图。

如图3所示，本发明的峰值功率抑制电路9包括功率计算部13、限幅处理部17以及延迟部18和19。

在这些之中，功率计算部13计算瞬时功率P，瞬时功率P是IQ基带信号的I分量和Q分量的平方和。

当前实施例的限幅处理部17包括PC-CFR电路，其中，当IQ基带信号的瞬时功率P超过预定阈值Pth时，从原始IQ基带信号中减去将预定抵消脉冲S与IQ基带信号相对于阈值Pth的增量ΔI和ΔQ相乘获得的抵消信号Ic和Qc。

限幅处理部17包括增量比计算部20、比较部21、脉冲保持部22以及加法器-减法器23和24。

使用功率计算部13计算的瞬时功率P和预先设置的预定阈值Pth，增量比计算部20计算瞬时功率P与阈值Pth的增量比{1-SQRT(Pth/P)}，并且通过使用乘法器将IQ基带信号的每个分量（I，Q）与增量比{1-SQRT(Pth/P)}相乘。

因此，基于下面的等式计算IQ基带信号超过阈值Pth的增量ΔI和ΔQ。注意到，在此情况下，SQRT(·)是获得括号中变量的平方根的函数（以下同）。

ΔI={1–SQRT(Pth/P)}×I

ΔQ={1–SQRT(Pth/P)}×Q

比较部21将功率计算部13计算的瞬时功率P与阈值Pth进行比较，并且当瞬时功率P大于阈值Pth时向脉冲保持部22发出指令以输出抵消脉冲S。

脉冲保持部22具有存储器，存储器被实现为双口RAM等，在存储器中，临时保持下文描述的作为合成脉冲（见图4）的抵消脉冲S。当从比较部21接收到指令时，脉冲保持部22将上述增量ΔI和ΔQ与此时保持的抵消脉冲S相乘，以计算抵消信号Ic和Qc。

当没有从比较部21接收到指令时，脉冲保持部22将增量ΔI和ΔQ与0相乘。

因此，关于其瞬时功率P超过阈值Pth的IQ基带信号，通过下面的等式计算的抵消信号Ic和Qc输入到加法器-减法器23和24。

Ic=ΔI×S={1-SQRT(Pth/P)}×I×S

Qc=ΔQ×S={1-SQRT(Pth/P)}×Q×S

加法器-减法器23和24前一级的延迟部18和19将IQ基带信号延迟一时间段，用于功率计算部13和限幅处理部17中执行的算术处理。加法器-减法器23和24分别从延迟的IQ信号的分量I和分量Q中减去抵消信号Ic和Qc，并且输出Iout和Qout，Iout和Qout构成信号处理后的IQ信号。

通过这种减法运算，瞬时功率P超过阈值Pth的IQ基带信号被校正为瞬时功率等于阈值Pth的信号。瞬时功率P小于或等于阈值Pth的IQ基带信号不经过校正直接输出。

图5是指示已经执行限幅处理时IQ基带信号与阈值之间关系的IQ平面的坐标图。

如图5所示，当前实施例的峰值功率抑制电路9执行的信号处理是限幅处理，切掉IQ基带信号的瞬时功率P的外围部分。因此，功率放大器的功率放大电路5的PAPR减小，因此，提高了功率放大器的功率效率。

[抵消脉冲]

图4是示出如何产生抵消脉冲S的波形图。如图4所示，抵消脉冲S是将基本脉冲Sa与辅助脉冲Sb合成而获得的合成脉冲。

在图4中，在左上框示出基本脉冲Sa的时间波形和频率谱，在左下框示出辅助脉冲Sb的时间波形和频率谱。在右侧框示出抵消脉冲S的时间波形和频率谱。

基本脉冲Sa是通过下述方式获得的Sinc波形：在下行链路信号传输中使用的频带（以下，可以被称为“工作频带”）B中包括的多个（例如，N个）载波输入到IFFT部8，多个载波的幅度为1/N且相位为0，如专利文献3中所述（日本专利特开No.2004-135078）。在此情况下，在IFFT部8的输出中仅出现实部I而虚部Q为0。

因此，基本脉冲Sa是由IQ基带信号的频带B中包括的多个子载波在同一IFFT部8中经过傅里叶逆变换而获得的实部I构成的波形（Sinc波形），IFFT部8也用于传输信号。

因此，基本脉冲Sa的频带与工作频带B一致。因此，即便使用将IQ信号超过阈值Pth的增量与基本脉冲Sa相乘获得抵消信号对IQ信号进行限幅，也能防止工作频带B外的不必要频率分量出现。

然而，由于基本脉冲Sa仅使用用于传输的频带B中的信号分量，因此，在时间轴上其脉冲宽度不能如图4的左上框中的时间波形所示的非常窄。

因此，在仅基本脉冲Sa用作抵消脉冲S，并且通过使用将增量ΔI和ΔQ与抵消脉冲S相乘获得的抵消信号Ic和Qc抵消IQ基带信号的情况下，抵消信号Ic和Qc可能干扰峰值之后的信号波形，引起新的峰值波形，因此，不能准确地抑制IQ基带信号的峰值功率。

因此，在当前实施例中，为了即使在工作频带B之外的频带中也将峰值功率适当地抑制到一定程度，除了基本脉冲Sa外，还定义辅助脉冲Sb，并且采用通过将辅助脉冲Sb合成到基本脉冲Sa获得的脉冲作为抵消脉冲S。

如图4中左下框的时间波形所示，辅助脉冲Sb具有与delta函数接近的脉冲波形，在基本脉冲Sa处于峰值的时间段中辅助脉冲Sb急剧上升，并且与基本脉冲Sa的脉冲宽度相比，辅助脉冲Sb具有非常窄的脉冲宽度。

因此，辅助脉冲Sb的频谱具有非常宽的频带（以下，可以被称为“宽频带”）Bw，其包括工作频带B。

如上所述，当前实施例的抵消脉冲S是通过将辅助脉冲Sb合成到常规基本脉冲Sa获得的合成脉冲。因此，如图4的右侧框中的频谱所示，抵消脉冲S不仅包括IQ基带信号的频带B的频率分量，而且包括频带B外的宽频带Bw的频率分量。

[每个脉冲的峰值水平]

此外，在当前实施例中，在基本脉冲Sa的峰值水平被定义为α，辅助脉冲Sb的峰值水平被定义为β的情况下，水平α和β之间的比率被设置为满足0.03≤β/α≤0.1。下面将描述这样做的理由。

如上所述，辅助脉冲Sb的频率分量处于宽频带Bw之中IQ基带信号的工作频带B之外。因此，当从IQ基带信号中减去通过使用包括辅助脉冲Sb的合成脉冲确定的抵消信号Ic和Qc时，等同于在宽频带Bw上施加了噪声。

因此，除非适当地设置基本脉冲Sa和辅助脉冲Sb的水平，否则工作频带B内的误差向量幅度（EVM）可能会降低，且在工作频带B之外的频带出现高水平噪声。

在此，假设关于LTE，无线电法规要求，例如，对于工作频带B内的EVM，40dB是安全的，且对于相邻信道泄漏比，60dB是安全的。

因此，通过合成辅助脉冲Sb引起的工作频带B中的可允许功率降低最大为20dB，就电压而言为0.1。因此，辅助脉冲Sb与基本脉冲Sa的可允许峰值水平（电压）比率β/α最大为0.1。

另一方面，当辅助脉冲Sb的峰值水平太低时，通过减去抵消信号Ic和Qc而得到的新峰值波形可能无法适当地抵消。然而，已知只要辅助脉冲Sb与基本脉冲Sa的峰值水平（电压）比率β/α最小约为0.03，新峰值波形就能够被抵消。

结论是：设置脉冲S1和S2的峰值水平α和β，以满足0.03≤β/α≤0.1。

[第一实施例的效果]

根据当前实施例的峰值功率抑制电路9，限幅处理部17从IQ基带信号中减去通过将IQ基带信号相对于阈值Pth的增量ΔI和ΔQ与抵消信号S（见图4）相乘获得的抵消信号Ic和Qc，其中抵消信号S不仅具有IQ基带信号的工作频带B中的频率分量，而且具有该频带外的频率分量。

因此，可以防止由于减去抵消信号Ic和Qc而出现的新峰值波形影响频带外的频率分量，并且可以更准确地抑制IQ基带信号的峰值功率。

[第二实施例]

图7是根据第二实施例的峰值功率抑制电路的功能框图。

如图7所示，当前实施例的峰值功率抑制电路9（图7）与第一实施例的峰值功率抑制电路9（图3）的不同之处在于：当前实施例的峰值功率抑制电路9（图7）还包括平均计算部33和阈值更新部34。

以下，用相同的附图标记表示当前实施例和第一实施例中的共同的组件和功能，并且将省略其描述。将主要描述当前实施例和第一实施例之间的差异。

平均计算部33获得OFDM符号的符号周期，其为传输功率能够大幅波动的最小时间单元，将符号周期作为计算IQ基带信号的平均功率Pave的控制周期。

也就是说，平均计算部33从功率计算部13获得IQ基带信号的瞬时功率P，并且在符号周期内对瞬时功率P求平均，以针对每个符号周期计算IQ基带信号的平均功率Pave，并且将平均功率Pave输出到阈值更新部34。

阈值更新部34采用通过将从平均计算部33获得的每个符号周期的平均功率Pave与预定倍率相乘获得的值作为符号周期的阈值Pth。例如，当峰值功率Ppeak与IQ基带信号的平均功率Pave的比率缩小到6dB时，上述预定倍率加倍。

通过如上所述计算每个符号周期的阈值Pth，阈值更新部34动态地更新阈值Pth，并且向增量比计算部20和比较部21输出更新的阈值Pth。

然后，比较部21将从阈值更新部34获得的阈值Pth与功率计算部计算的瞬时功率P比较。当瞬时功率P超过更新的阈值Pth时，比较部21向脉冲保持部22发出输出抵消脉冲S的指令。

图8是示出IQ基带信号的瞬时功率和连续更新的阈值的时间变化的图形。

如图8所示，在当前实施例中，基于为每个符号周期（1/14ms）计算的平均功率Pave来连续计算在峰值功率抑制电路9的限幅处理中使用的阈值Pth，并且对于每个符号周期进行更新。

因此，例如，即使IQ基带信号的平均功率Pave由于移动终端2的通信业务的波动而波动，峰值功率抑制电路9也总是执行限幅处理。因此，可以有效地保证通过减小PAPR提高功率放大器的功率效率。

此外，根据当前实施例的峰值功率抑制电路9，采用作为传输功率可能波动的最小时间单元的OFDM符号的符号周期作为更新阈值Pth的控制周期。另一优点是：可以准确且快速地更新阈值Pth。

然而，在第一实施例的情况下，由于资源块（见图6）是LTE中用户配置的最小单元，可以采用与资源块的传输周期对应的7个OFDM符号（1个时隙）作为更新阈值Pth的控制周期。

[第三实施例]

图9示出根据第三实施例的无线电通信系统的整体配置。图10是示出无线电通信系统中基站1的OFDM发射机3的主要部件的功能框图。

另外，在当前实施例中，采用基于LTE的无线电通信系统。在基于LTE的基站1中，例如，可以将下行链路帧的频带设置为以5MHz为单位，在向小区中的移动终端2发送下行链路信号的情况下，对于每个频带可以改变传输功率。

关于当前实施例的基站1，示出以两个频带B1和B2发送下行链路帧的示例。作为较低频带的第一频带B1的传输功率被设置为较大值，且作为较高频带的第二频带B2的传输功率被设置为较小值。

因此，如图9的虚线所示，与具有较低传输功率的第二频带B2的下行链路信号到达的通信区域A2相比，具有较高传输功率的第一频带B1的下行链路信号到达的通信区域A1覆盖更远且更宽的区域。

在通信区域A1和通信区域A2彼此重叠的区域中，移动终端2可以在第一频带B1和第二频带B2中执行通信，因此即使在大通信业务的情况下也可以保证移动终端2的通信。

在当前实施例中，假设基站1在两个频带B1和B2中发送下行链路信号。因此，如图10所示，从IFFT部8输出其子载波包括在第一频带B1中的第一信号I1和Q1，以及其子载波包括在第二频带B2中的第二信号I2和Q2。

第一信号I1和Q1以及第二信号I2和Q2被输入到下一级的信号处理部（当前实施例的峰值功率抑制电路）9中，并且在处理部9中经过预定信号处理。

[峰值功率抑制电路的配置]

图11是根据第三实施例的峰值功率抑制电路的功能框图。

如图11所示，当前实施例的峰值功率抑制电路9（图11）与第一实施例的峰值功率抑制电路9（图3）的不同之处在于：当前实施例的峰值功率抑制电路9（图11）还包括功率计算部14和15以及脉冲生成部16。

以下，用相同的附图标记表示当前实施例和第一实施例中的共同的组件和功能，并且将省略其描述。将主要描述当前实施例和第一实施例之间的差异。

以下，第一信号I1和Q1与第二信号I2和Q2的合成信号将被简单地称为“IQ基带信号”或“IQ信号”。

此外，第一信号I1和Q1的瞬时功率被定义为P1，第二信号I2和Q2的瞬时功率被定义为P2，IQ基带信号的瞬时功率被定义为P（=P1+P2）。

在当前实施例的峰值功率抑制电路9中，功率计算部14计算第一信号I1和Q1的瞬时功率P1（=I1²+Q1²），即，第一信号I1和Q1的I分量（I1）和Q分量（Q1）的平方和。功率计算部15计算第二信号I2和Q2的瞬时功率P2（=I12²+Q2²），即，第二信号I2和Q2的I分量（I2）和Q分量（Q2）的平方和。

[脉冲生成部的配置]

图12是脉冲生成部16的功能框图。

脉冲生成部16以这样的方式生成抵消脉冲S：将为相应的第一频带B1和第二频带B2预先确定的合成脉冲S1和S2分别与第一频带B1和第二频带B2的平均功率的相对比C1和C2相乘，然后对得到的值求和。脉冲生成部16包括比率计算部26、波形存储部27以及乘法和加法部28。

波形存储部27被实现为存储设备，诸如存储器，在其中存储用于相应的第一频带B1和第二频带B2的合成脉冲S1和S2。如第一实施例中的情况，通过合成基本脉冲Sa和辅助脉冲Sb（图4）获得每个合成脉冲S1和S2。

通过将辅助脉冲Sb合成到基本脉冲Sa获得用于第一频带B1的合成脉冲S1，其中，基本脉冲Sa由通过将包括在第一频带B1中的多个子载波在IFFT部8中经过傅里叶逆变换而获得的实部I波形构成，IFFT部8也用于传输信号。

通过将辅助脉冲Sb合成到基本脉冲Sa获得用于第二频带B2的合成脉冲S2，其中，基本脉冲Sa由通过将包括在第二频带B2中的多个子载波在IFFT部8中经过傅里叶逆变换而获得的实部I波形构成，IFFT部8也用于传输信号。

同时，将功率计算部14计算的第一信号I1和Q1的瞬时功率P1和功率计算部15计算的第二信号I2和Q2的瞬时功率P2输入到比率计算部26。使用这些瞬时功率P1和P2，比率计算部26计算相应的频带B1和B2的平均功率的相对比C1和C2。

C1=Σ√P1/(Σ√P1+Σ√P2)

C2=Σ√P2/(Σ√P1+Σ√P2)

如等式所示，通过下面的方式确定相应的频带B1和B2的平均功率的相对比C1和C2：分别对于预定采样周期累计频带B1和B2的瞬时功率P1和P2的平方根√P1和√P2，并且累计值Σ√P1和Σ√P2的每一个除以频带B1和B2的累计值求和（Σ√P1+Σ√P2）。

比率计算比26获得OFDM符号的符号周期作为控制周期，其为传输功率可能大幅波动的最小时间单元，并且比率计算部26被配置为在此符号周期中执行相对比C1和C2的上述计算。

因此，可以在IQ基带信号的平均功率不是非常波动的稳定情况下计算相对比C1和C2，因此，可以获得准确的相对比C1和C2。

然而，在LTE的情况下，由于资源块（见图6）是用于用户分配的最小单元，因此可以采用与资源块的传输周期对应的7个OFDM符号（1个时隙）作为计算相对比C1和C2的控制周期。

乘法和加法部28包括两个乘法器29和30以及一个加法器31。乘法器29将与第一频带B1对应的相对比C1和用于第一频带B1的合成脉冲S1相乘。乘法器30将与第二频带B2对应的相对比C2和用于第二频带B2的合成脉冲C2相乘。

此外，加法器31将相应的乘法器29和30执行乘法的结果相加，以产生抵消脉冲S，并且将此脉冲S输出到限幅处理部17中的脉冲保持部22。也就是说，乘法器-累加器16基于下面的等式产生抵消脉冲S。

S=C1×S1+C2×S2

当前实施例的乘法和加法部28将比率计算部26中计算的相应的相对比C1和C2与阈值进行比较，并且确定其波动。仅当相对比C1或C2波动到超出阈值的程度时，乘法和加法部28使用波动后的相对比C1和C2执行乘法和加法，并且将得到的抵消脉冲S输出到脉冲保持部22。

因此，除非相对比C1或C2波动到一定程度，否则乘法和加法部28不执行乘法和加法，并且脉冲保持部22维持现有抵消脉冲S。因此，与每次相对比C1或C2波动时就产生抵消脉冲S的情况相比，可以减少电路的计算负荷。

[第三实施例的效果]

抵消脉冲S是通过将如下两项相加获得的脉冲：与第一频带B1对应的第一信号I1和Q1的平均功率的相对比C1与用于第一频带B1的合成脉冲S1相乘获得的结果值；与第二频带B2对应的第二信号I2和Q2的平均功率的相对比C2与用于第二频带B2的合成脉冲S2相乘获得的结果值。

因此，即使当从原始IQ基带信号中减去通过将增量ΔI和ΔQ与抵消脉冲S相乘获得的抵消信号Ic和Qc时，也将根据相应的第一频带B1和第二频带B2的平均功率抵消IQ基带信号的幅度。

因此，根据当前实施例的峰值功率抑制电路9，即使第一频带B1和第二频带B2中的频率功率之间存在差异，通过减去抵消信号Ic和Qc，具有较小平均功率的第二频带B2的传输功率也不会过度减小。因此，即使对于相应的第一频带B1和第二频带B2，IQ基带信号具有不同平均功率，也可以在不降低SNR的情况下对IQ基带信号适当地执行限幅处理。

[第四实施例]

图13示出根据第四实施例的无线电通信系统的整体配置。

如图13所示，在当前实施例的无线电通信系统中，RRH（远程无线电头端）36经由CPRI（通用公共无线电接口）连接到基站1。RRH36配备有根据第四实施例的图14所示的峰值功率抑制电路9和如上所述的功率放大电路5。

此外，在当前实施例中，基站1经由光纤向RRH 36发送用于与RRH 36建立同步的同步信号38。同步信号38是周期为1ms的时钟信号，与OFDM的符号周期同步。

如图14所示，当前实施例的峰值功率抑制电路9配备有周期生成部37，将同步信号38输入到周期生成部37。

周期生成部37基于从作为外部设置的基站1获得的同步信号38生成符号周期，并且将生成的符号周期输出到脉冲生成部16和平均计算部33。图14的其他组件与第二实施例的峰值功率抑制电路9（图7）的组件相同，因此，用与图7所示的相同的附图标记表示，并且将省略其描述。

如上所述，在当前实施例中，从基站1获得与OFDM的符号周期同步的同步信号38，并且基于同步信号38生成符号周期。因此，本发明的峰值功率抑制电路9可以安装在RRH 36。

[基本脉冲的变形]

图15示出时域中各种基本脉冲Sa的图形。在图15中，（a）是Sinc波形，（b）是切比雪夫波形，（c）是泰勒波形。

所有这些波形在数学上可以通过下面的等式（1）表示，并且在Sinc波形的情况下，a_n=nπ。

[等式1]

$y=f\left(x\right)=\underset{n=1}{\mathrm{\Π}}[1-{\left(\frac{x}{a_n}\right)}^2]---\left(1\right)$

在Sinc波形的情况下，a_n=nπ。

在此，当包括最大绝对幅度到0幅度的区（图15中的阴影区域）被称为主瓣区时，Sinc波形在旁瓣具有相对大的幅度，因此，集中在主瓣区中的能量比不能改善很多。

相比之下，在切比雪夫波形的情况下，通过调整包括在x的解之中的序列a_n的值使幅度值为0，可以减小旁瓣的幅度。然而，在此情况下，幅度不衰减。

在泰勒波形的情况下，对于序列a_n开始的若干点（例如，a1和a2），使用切比雪夫波形的值，对于之后的点，使用Sinc波形的值。因此，泰勒波形实现了幅度抑制以及旁瓣的衰减特性。

因此，当在Sinc波形、切比雪夫波形、泰勒波形之中，比较集中在主瓣区的能量与定义基本脉冲Sa的预定时间段T内的整体能量（平方幅度）的比率时，在Sinc波形的情况下，比率是91%，在切比雪夫波形的情况下，比率是93%，在泰勒波形的情况下，比率是95%，因此，泰勒波形是最优的。

注意，上述预定时间段T是存储器中存储的波形采样时间周期，并且是与采样点的上限数对应的时间周期。例如，在LTE的情况下，由于1个符号周期（1/14ms）中包括的采样数是2048，因此如果假设在时域中执行4倍过采样，那么定义基本脉冲Sa的波形所需的采样点的上限数是2048×4=8192。

当通过预定时间段T中主瓣区中集中的能量的比率的数值范围指定本发明中使用的基本脉冲Sa时，集中的能量的比率优选为85%至99%。

这是因为当集中的能量的比率为100%时，基本脉冲Sa变为冲激（delta函数），并且不再适用于具有频带限制的本发明，并且当集中的能量的比率小于85%时，脉冲的形状变得不锋利且不能再使用。

因此，本发明中使用的基本脉冲Sa的技术特征如下：

特征1：可以根据预定时间段T（例如，1个符号周期）内集中在主瓣区中的能量与整体能量（平方幅度）的比率为85%至99%的波形形成基本脉冲Sa。

特征2：当以数学方式描述基本脉冲Sa时，通过上述等式（1）表达的波形形成基本脉冲Sa，其在时域对称。

特征3：更具体地，由Sinc波形、切比雪夫波形、泰勒波形形成基本脉冲Sa。当然，Sinc波形是由频带中的多个子载波经过傅里叶逆变换而获得的实部（I信号）构成的波形，其中多个子载波幅度彼此相同且相位为0。

[其他变形]

本发明公开的实施例均为说明性而非限制性的。由所附权利要求限定本发明的范围，并且旨在涵盖落入权利要求的等同物的范围和含义内的所有改变。

例如，在第二实施例中，已经描述了基站1使用两个频带B1和B2的示例性情况。然而，即使在使用两个或更多个频带的情况下，也可以配置本发明的峰值功率抑制电路9。

此外，本发明的峰值功率抑制电路9不仅可以应用于遵循LTE的通信设备，而且可以应用于遵循W-CDMA的通信设备。

在W-CDMA中，基站1的传输功率被配置为由闭环传输功率控制来控制，并且此控制周期用作控制传输的最小时间单元。具体地，控制周期是一个无线电帧周期10ms的十五分之一（大约0.667ms）。

因此，在本发明的峰值功率抑制电路9用于符合W-CDMA的发射机中的情况下，可以采用闭环传输功率控制的控制周期作为计算相对比C1和C2以及更新阈值Pth的控制周期。

此外，在上述实施例中，已经描述了基于PC-CFR执行限幅处理的峰值功率抑制电路9。然而，本发明还可以应用于基于NS-CFR执行限幅处理的峰值功率抑制电路9。

附图标记的描述

1基站

2移动终端

3发射机

4传输处理器

5功率放大电路

9信号处理部（峰值功率抑制电路）

13功率计算部

14功率计算部

15功率计算部

16脉冲生成部

17限幅处理部

20比较部

21增量比计算部

22脉冲保持部

23、24加法器-减法器

ΔI增量

ΔQ增量

Ic抵消信号

Qc抵消信号

S抵消脉冲

Sa基本脉冲

Sb辅助脉冲

Claims (7)

1.一种对IQ基带信号执行限幅处理的峰值功率抑制电路，所述峰值功率抑制电路包括：

功率计算部，所述功率计算部计算所述IQ基带信号的瞬时功率；

脉冲保持部，所述脉冲保持部保持抵消脉冲，所述抵消脉冲具有所述IQ基带信号的频带中的频率分量以及所述频带外的频率分量；以及

限幅处理部，所述限幅处理部从已经计算的瞬时功率大于预定阈值的所述IQ基带信号中减去抵消信号，所述抵消信号是通过使所述IQ基带信号相对于所述阈值的增量与所述抵消脉冲相乘而获得的。

2.根据权利要求1所述的峰值功率抑制电路，其中，

所述抵消脉冲是通过合成基本脉冲和辅助脉冲而获得的合成脉冲，所述基本脉冲具有所述频带中的频率分量，并且其中，位于主瓣区中的能量的比率是85%至99%，所述辅助脉冲具有所述频带外的频率分量，所述频带外的频率分量在所述基本脉冲处于峰值时的时间段中急剧上升，与所述基本脉冲相比，所述辅助脉冲具有更窄的脉冲宽度和更低的峰值水平。

3.根据权利要求2所述的峰值功率抑制电路，其中，

所述基本脉冲的峰值水平和所述辅助脉冲的峰值水平中的每一个被设定为满足所述IQ基带信号的所述频带中的期望的EVM（误差向量幅度）并且满足期望的相邻信道泄漏比（ACLR）。

4.根据权利要求2或3所述的峰值功率抑制电路，其中，

在所述基本脉冲的峰值水平被定义为α并且所述辅助脉冲的峰值水平被定义为β的情况下，在所述峰值水平α和β之间的比率被设定为满足0.03≤β/α≤0.1。

5.根据权利要求1至4中的任何一项所述的峰值功率抑制电路，还包括：

阈值更新部，所述阈值更新部针对每个控制周期来更新要在所述限幅处理部中使用的所述阈值，在所述每个控制周期中，存在所述IQ基带信号的平均功率随时间波动的可能性。

6.根据权利要求1至5中的任何一项所述的峰值功率抑制电路，还包括：

脉冲生成部，所述脉冲生成部生成所述抵消脉冲，以便于能够根据每个频带的平均功率来抵消所述IQ基带信号。

7.一种通信设备，包括：

发射机，所述发射机包括：

根据权利要求1至6中的任何一项所述的峰值功率控制电路；以及

功率放大电路，所述功率放大电路被配置在所述的峰值功率控制电路之后一级。

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