WO2006103924A1

WO2006103924A1 - ピーク電力抑圧装置及びピーク電力抑圧方法

Info

Publication number: WO2006103924A1
Application number: PCT/JP2006/305042
Authority: WO
Inventors: Shinji Ueda
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2005-03-25
Filing date: 2006-03-14
Publication date: 2006-10-05

Abstract

　クリッピング後の振幅誤差を低減し、かつ演算を大幅に簡略化することができるピーク電力抑圧装置を開示する。この装置において、差分算出部（２０３）では、変調部（１０１）から出力された変調信号の振幅２乗により求まる電力と所定の閾値との差分が算出され、エッジ検出部（２０４）では、時間的に連続する２サンプルの差分の符号を順次監視し、符号の変化点を検出する。エッジ信号設定部（２０６）では、エッジ検出部（２０４）で検出された符号の変化点に基づいて、ピーク直前サンプル及びピーク直後サンプルを取得すると共に、ピーク信号のサンプル数をカウントし、補間信号生成部（２０７）では、ピークの直前及び直後の２サンプル間を補間する補間信号をピーク信号のサンプル数分生成し、選択部（２１０）では、ピーク信号が入力されるタイミングで補間信号を選択する。

Description

明細書

ピーク電力抑圧装置及びピーク電力抑圧方法

技術分野

[0001] 本発明は、例えばマルチキャリア信号などのピーク電力を抑圧するピーク電力抑圧装置及びピーク電力抑圧方法に関する。

背景技術

[0002] 近年、高速無線伝送を実現可能な通信方式として、マルチパスやフェージングに強いマルチキャリア方式が注目を集めている。一般に、マルチキャリア方式では、複数のキャリアに重畳された送信信号が時間軸上で加算されるため、高いピーク電力が生じ得る。このようなマルチキャリア信号の高いピーク電力を抑圧するために、電力の上限を制限するクリッピングと呼ばれる処理が行われることがある。

[0003] 図 1は、クリッピングによりピーク抑圧を行う一般的なピーク電力抑圧装置の構成を示すブロック図である。図 1に示すピーク電力抑圧装置では、変調部 11で生成した変調信号に対して、クリッピング部 12でクリッピングを行う。フィルタ 13では、クリツピングが施された変調信号の帯域制限を行い、帯域制限された変調信号は、ディジタノレアナログ変換部（D/A変換部） 14でディジタル信号からアナログ信号に変換される。アナログ信号は、周波数変換部 15で高周波信号に変換され、送信増幅部 16で増幅される。増幅された信号は、帯域制限部 17で帯域制限され、アンテナ 18を介して無線送信される (例えば、非特許文献 1参照)。

[0004] 上述のようなピーク電力抑圧装置においては、変調信号に対してクリッピングを行うことによりピーク電力を制限し、クリッピングによって発生する不要な帯域外成分をフィルタにより除去することで、周波数スペクトラムの劣化を抑えつつピーク電力を抑圧する。ところが、制限された電力の上限値 (電力閾値)を超えるピーク電力が、帯域外成分除去の結果として再び発生し得る。

[0005] クリッピング後の振幅を一定にそろえるクリッピング処理が特許文献 1に開示されている。図 2は、特許文献 1に開示されたクリッピング部の構成を示すブロック図である。この図において、電力算出部 21は、変調信号の同相成分 (実部)と直交成分 (虚部)から振幅の 2乗を求め、電力比算出部 22は、予め電力閾値設定部 23に設定された電力閾値と電力算出部 21の出力値との比を求める。重み算出部 24は、電力比算出部 22の出力値が 1以下のときは 1を、 1以上のときは電力算出部 22の出力値の平方根値を乗算部 25に出力する。

[0006] これにより、入力された変調信号は、変調信号の振幅が所望の振幅よりも小さい場合、そのまま出力される。一方、所望の振幅よりも大きい場合、入力された変調信号には、位相を維持したまま所望の振幅となるように重みが実部 *虚部にそれぞれ乗算される。

[0007] 図 3は、特許文献 1に開示されたクリッピング処理の様子を示す図である。この図では、ピーク（I, Q)を複素平面上に示し、ピーク（1， Q)に重みを乗じることにより、半径の円周上に抑圧する様子を示している。ピーク振幅を振幅閾値 (所望の振幅値）に変換する方法は、位相が一定なら振幅が I， Qに比例することを利用して、振幅閾値/ピーク振幅を I, Qそれぞれに乗じる方法がある。すなわち、ピークを示すベタトルの 2乗値と電力閾値の比の平方根を算出することで振幅比を求め、求めた振幅比を I, Qそれぞれに乗じることにより、所望の振幅値に変換することができる。

[0008] 従って、変調信号の振幅が振幅閾値よりも大きレヽ場合、位相は維持したまま振幅を振幅閾値と等しくするため、クリッピング直後の変調信号の最大振幅は一定となる。

[0009] 一方、簡略な演算でクリッピング後の振幅を一定にそろえるクリッピング処理が特許文献 2に開示されている。図 4は、特許文献 2に開示されたクリッピング部の構成を示す図である。この図において、変調信号の同相成分 (実部）と直交成分 (虚部）それぞれについて、独立にリミッタ動作をさせることでクリッピングを実現する。

[0010] 図 5は、特許文献 2に開示されたクリッピング処理の様子を示す図である。図 4の構成では、実部 '虚部それぞれ独立に振幅制限を設けるため、複素平面上でクリッピングの閾値を図示すると図 5の破線で示される正方形となる。つまり、変調信号の同相成分及び直交成分力決まる点が図 5の正方形の外側に存在する場合にクリッピング処理される。図 5Aは同相成分のみが閾値を超えた場合のクリッピング処理を示しており、図 5Bは同相成分と直交成分の両方が閾値を超えた場合のクリッピング処理を示している。すなわち、変調信号 (II , Q1)は（Il '， Q1 ' )へ、変調信号 (12， Q2) は（I2 '， Q2' )へそれぞれ振幅制限される。

特許文献 1 :特開 2003— 168931号公報

特許文献 2：特開平 11 220452号公報

非特許文献 1： Effects of clipping and filtering on the performance of OFDM ， Li, Xi aodong, IEEE Communications Letters, May 1998， Vol.2, No.5， pp.131-133

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0011] し力ながら、上述した特許文献 1に開示のクリッピング処理では、次のような問題力 sある。すなわち、特許文献 1に開示のクリッピング処理では、クリッピングの重みを演算する際に複雑な平方根の演算を必要とするため、回路規模が複雑となってしまう。

[0012] また、特許文献 2に開示のクリッピング処理では、クリッピングの閾値が複素平面上において正方形で表現されてしまうため、クリッピング後の振幅には最大で 2倍の誤差が生じてしまう。

[0013] また、特許文献 1、特許文献 2に開示のいずれの方式においても、クリッピング部後段のフィルタで帯域制限を行うことで瞬時振幅がクリッピング閾値よりも大きくなる、レ、わゆるピーク再生成が生じてしまう。

[0014] 本発明の目的は、クリッピング後の振幅誤差を低減し、かつ演算を大幅に簡略化することができるピーク電力抑圧装置及びピーク電力抑圧方法を提供することである。課題を解決するための手段

[0015] 本発明のピーク電力抑圧装置は、入力信号の電力と所定の閾値との大小比較を行う比較手段と、前記比較手段の比較結果に基づいて、所定の閾値を超える信号をピーク信号としてピーク信号が時間的に連続するサンプノレ数をカウントすると共に、ピーク信号の直前と直後のサンプルを取得する取得手段と、ピーク信号の直前と直後の 2サンプル間を補間する補間信号をピーク信号のサンプル数分生成する補間信号生成手段と、ピーク信号を補間信号で置換する置換手段と、を具備する構成を採る。

[0016] 本発明のピーク電力抑圧方法は、入力信号の電力と所定の閾値との大小比較を行う比較工程と、前記比較工程での比較結果に基づいて、所定の閾値を超える信号をピーク信号としてピーク信号が時間的に連続するサンプル数をカウントすると共に、ピーク信号の直前と直後のサンプルを取得する取得工程と、ピーク信号の直前と直後の 2サンプル間を補間する補間信号をピーク信号のサンプル数分生成する補間信号生成工程と、ピーク信号を補間信号で置換する置換工程と、を具備するようにした。発明の効果

[0017] 本発明によれば、クリッピング後の振幅誤差を低減し、かつ演算を大幅に簡略化すること力 Sできる。

図面の簡単な説明

[0018] [図 1]一般的なピーク電力抑圧装置の構成を示すブロック図

[図 2]特許文献 1に開示されたクリッピング部の構成を示すブロック図

[図 3]特許文献 1に開示されたクリッピング処理の様子を示す図

[図 4]特許文献 2に開示されたクリッピング部の構成を示す図

[図 5]特許文献 2に開示されたクリッピング処理の様子を示す図

[図 6]本発明の実施の形態 1に係るピーク電力抑圧装置の構成を示すブロック図

[図 7]図 6に示したクリッピング部の内部構成を示すブロック図

[図 8]図 7に示したエッジ検出部の内部構成を示すブロック図

[図 9]図 7に示したエッジ信号設定部の内部構成を示すブロック図

[図 10]図 9に示した制御部の状態遷移の説明に供する図

[図 11]図 7に示した補間信号生成部の内部構成を示すブロック図

[図 12]図 11に示した選択信号生成部が選択信号を出力するタイミングの説明に供する図

[図 13]選択部から出力される信号の波形イメージを示す図

[図 14]図 7に示したクリッピング部の動作の説明に供する図

[図 15]本発明の実施の形態 2に係るクリッピング部の構成を示すブロック図

[図 16]図 15に示した処理部における処理手順を示すフロー図

[図 17]本発明の実施の形態 2に係るクリッピング部の構成を示すブロック図

[図 18]本発明の実施の形態 2に係るクリッピング部の構成を示すブロック図発明を実施するための最良の形態

[0019] 以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。 [0020] (実施の形態 1)

図 6は、本発明の実施の形態 1に係るピーク電力抑圧装置 100の構成を示すブロック図である。この図において、変調部 101は、入力された送信データを変調し、変調した送信データ（変調信号)をクリッピング部 102に出力する。

[0021] クリッピング部 102は、変調部 101から出力された変調信号に対して、ピークを抑圧するクリッピングを行レ、、クリッピングした信号をフィルタ 103に出力する。クリッピング部 102の詳細については後述する。

[0022] フィルタ 103は、クリッピング部 102でクリッピングが施された変調信号の帯域制限を行い、ピーククリッピングにより発生した帯域外歪成分を除去し、 D/A変換部 104 は、フィルタ 103から出力されたディジタル信号である変調信号をアナログ信号に変換し、アナログ信号を周波数変換部 105に出力する。

[0023] 周波数変換部 105は、 DZA変換部 104から出力されたアナログ信号を高周波信号に変換し、高周波信号は送信増幅部 106で増幅され、帯域制限部 107で帯域制限され、アンテナ 108を介して無線送信される。

[0024] 図 7は、図 6に示したクリッピング部 102の内部構成を示すブロック図である。この図において、電力算出部 201は、変調部 101から出力された変調信号 (I+jQ ; I :同相成分、 Q :直交成分)から I及び Qの 2乗和である電力 x ( = I²+ Q²)を算出する。算出した電力 Xは差分算出部 203に出力される。

[0025] 電力閾値設定部 202には、予め電力閾値 yが設定されており、電力閾値 yが差分算出部 203に出力される。差分算出部 203は、電力算出部 201から出力された電力 Xと電力閾値設定部 202から出力された電力閾値 yとの差分 x— yが算出され、算出された差分 x_yがエッジ検出部 204に出力される。

[0026] エッジ検出部 204は、差分算出部 203から出力された差分 x_yの符号変化を監視し、符号が負から正、正から負に変化する毎にエッジ検出信号をエッジ信号設定部 2 06に出力する。ここでは、電力 Xが電力閾値 yを越えるとピークが生じているとするので、差分 x_yが負（Xく y)の場合にはピークが生じておらず、逆に、差分 x_yが正（ x>y)の場合にはピークが生じていることになり、差分 x_yの符号が変化するということは、ピークの境界（ピークの始まり及びピークの終わり）、すなわち、エッジを意味している。なお、電力算出部 201、電力閾値設定部 202、差分算出部 203及びエッジ検出部 204は比較手段として機能する。

[0027] 遅延部 205は、電力算出部 201、差分算出部 203及びエッジ検出部 204における処理時間の合計分、変調部 101から出力された変調信号を遅延させ、遅延させた変調信号をエッジ信号設定部 206及び遅延部 209に出力する。

[0028] エッジ信号設定部 206は、エッジ検出部 204から出力されたエッジ検出信号に基づいて、遅延された変調信号力ピーク直前の信号とピーク直後の信号を抽出し、抽出した信号を補間信号生成部 207に出力する。また、ピーク信号のサンプル数を力ゥントし、そのサンプノレ数を補間信号生成部 207に出力する。なお、エッジ検出部 20 4及びエッジ信号設定部 206は、取得手段として機能する。

[0029] 補間信号生成部 207は、エッジ信号設定部 206から出力されたピーク直前の信号とピーク直後の信号との線形補間を行い、補間信号をピーク信号のサンプル数分生成し、生成した補間信号をバッファ 208に出力する。また、遅延部 209の遅延時間と補間信号のサンプル数とに基づいて、選択部 210にピーク信号が入力されるタイミングを算出し、選択部 210にピーク信号が入力されるタイミングでバッファ 208に記憶された補間信号が選択されるように、選択信号 1を選択部 210に出力する。ただし、選択部 210にピーク信号以外の信号が入力される場合には、このピーク信号以外の信号が選択出力されるように、選択信号 0を選択部 210に出力する。

[0030] 遅延部 209は、エッジ信号設定部 206及び補間信号生成部 207における処理時間の合計分、遅延部 205から出力された変調信号を遅延させ、遅延させた変調信号を選択部 210に出力する。

[0031] 置換手段としての選択部 210は、補間信号生成部 207から出力された選択信号が 1のときは、バッファ 208から出力された補間信号をフィルタ 103に選択出力し、選択信号が 0のときは、遅延部 209から出力された変調信号をフィルタ 103に選択出力する。

[0032] 図 8は、図 7に示したエッジ検出部 204の内部構成を示すブロック図である。この図において、符号判定部 301は、差分算出部 203から出力された差分 x_yの符号を判定し、判定した符号を記憶部 302に出力する。 [0033] 記憶部 302は、符号判定部 301から出力された符号を次の符号が符号判定部 30 1から出力されるまで記憶し、次の符号が符号判定部 301から出力されたら、記憶している符号を alとして記憶部 303及び制御部 304に出力する。記憶部 303は、記憶部 302から出力された符号 alを次の符号が記憶部 302から出力されるまで記憶し、次の符号が記憶部 302から出力されたら、記憶している符号を aOとして制御部 304 に出力する。このように、記憶部 302と 303とによって、時間的に連続する 2サンプル分の差分 x_yが記憶されることになる。

[0034] 制御部 304は、記憶部 302及び 303から出力された符号に基づいて、エッジ検出信号を出力する。具体的には、 aOが負で alが正の場合、 aO及び alに対応するサンプノレ間でピークが発生したことを表しており、 aOに対応するサンプルがピーク直前サンプノレとなる。このとき、制御部 304はエッジ検出信号として cOを出力する。また、 aO が正で alが負の場合、 aO及び alに対応するサンプル間でピークが終了したことを表しており、 alに対応するサンプルがピーク直後サンプルとなる。このとき、制御部 304 はエッジ検出信号として clを出力する。また、 aO及び alの符号が同一である場合、制御部 304はエッジ検出信号として c2を出力する。ちなみに、 c0〜c2の物理的表現としては、例えば、 2ビットの信号で 00, 01 , 10などとして表す。

[0035] 図 9は、図 7に示したエッジ信号設定部 206の内部構成を示すブロック図である。この図において、記憶部 401は、遅延部 205から出力された変調信号を遅延部 205から次の変調信号が出力されるまで記憶し、次の変調信号が遅延部 205から出力されたら、記憶している変調信号を zlとして記憶部 402及び制御部 403に出力する。記憶部 402は、記憶部 401から出力された変調信号 z 1を記憶部 401から次の変調信号が出力されるまで記憶し、次の変調信号が記憶部 401から出力されたら、記憶してレ、る変調信号を ζθとして制御部 403に出力する。このように、記憶部 401と 402とによつて、時間的に連続する 2サンプノレ分の変調信号が記憶されることになる。

[0036] 制御部 403は、記憶部 401から出力された変調信号 zl及び記憶部 402から出力された変調信号 ζθのうち、エッジ検出部 204から出力されたエッジ検出信号 (c0〜c2) に基づいて、ピーク直前サンプノレ及びピーク直後サンプノレを抽出すると共に、ピーク信号のサンプル数 (連続して閾値を超えたサンプル数）をカウントする。抽出したピーク直前サンプル及びピーク直後サンプル、ピーク信号のサンプノレ数は補間信号生成部 207に出力される。

[0037] ここで、制御部 403の状態遷移について図 10を用いて説明する。制御部 403の初期状態をピーク開始フラグ (エッジ検出信号 cO)待ちの状態とし、エッジ検出信号 cO が入力されるまでこの状態を維持する（図中（1) )。エッジ検出信号 cOが入力されると、ピーク直前サンプルとして ζθを内部メモリに記憶し、ピーク信号のサンプノレ数をカウントするピークカウンタ Mを 1にリセットする（図中（2) )。そして、制御部 403はピーク終了フラグ (エッジ検出信号 cl)待ちの状態に遷移する。

[0038] ピーク終了フラグ待ちの状態では、エッジ検出信号 clが入力されるまでこの状態を維持し、サンプル ζθが 1つ入力される毎にピークカウンタ Mをインクリメントする（図中 (3) )。エッジ検出信号 clが入力されると、ピーク直後サンプルとして zlを内部メモリに記憶し、ピーク直前サンプル、ピーク直後サンプル及びピークカウンタ Mを出力する。また、ピークカウンタ Mが遅延部 209の許容メモリサイズで決定される規定値 M— maxに達した場合も、ピークが終了したとみなして、 zlをピーク直後サンプノレとして記憶し、ピーク直前サンプル、ピーク直後サンプノレ及びピークカウンタ Mを出力する。そして、制御部 403はピーク開始フラグ待ち状態に遷移する（図中（4) )。

[0039] 図 11は、図 7に示した補間信号生成部 207の内部構成を示すブロック図である。この図では、線形補間を用いた場合の構成を示す。図 11において、減算器 501は、ピーク直後サンプル zlからピーク直前サンプノレ ζθを減算し、減算結果を除算器 503に出力する。

[0040] カロ算器 502は、エッジ信号設定部 206から出力されたピークカウンタ Mに 1をカロ算し、加算結果 (M + 1)を除算器 503に出力する。

[0041] 除算器 503は、減算器 501から出力された zl—zOを加算器 502から出力された M

+ 1で除算し、除算結果を乗算器 505に出力する。

[0042] 数列生成部 504は、初項 1、公差 1、末項をエッジ信号設定部 206から出力されたピークカウンタ Mとする等差数列を生成する。すなわち、 1 , 2, ·■·, Mの数列を生成する。生成した数列は、乗算器 505に順次出力される。

[0043] 乗算器 505は、除算器 503から出力された値 zl—zOZM+ lと数列生成部 504から順次出力された数歹 1Jをそれぞれ乗算し、乗算する毎に乗算結果を加算器 506に出力する。また、加算器 506は乗算器 505での乗算結果とピーク直前サンプル ζθを加算し、加算結果をバッファ 208に出力する。

[0044] このような構成により、加算器 506で最終的に求められるピーク信号の補間値 p (m

m

= 1 , 2, ·■·, M)は以下の式（1)で表される。

[数 1]

^ zl -∑0 , 、 p_m = ζθ + x m · · · ( 1

[0045] 一方、選択信号生成部 507は、エッジ信号設定部 206から出力されたピークカウンタ M (補間信号のサンプル数）と予め記憶された遅延部 209の遅延時間とに基づいて、遅延部 209で遅延されたピーク信号が選択部 210に入力するタイミングと上述した構成により生成された補間信号を選択部 210に入力するタイミングとを同期させ、ピーク信号の入力タイミングで補間信号を選択するように選択信号 1を生成し、生成した選択信号 1を選択部 210に出力する。

[0046] ここで、選択信号生成部 507が選択信号 1を出力するタイミングについて図 12を用いて説明する。図 12では、遅延部 209の遅延時間を Nサンプル時間とし、ピーク信号を Mサンプルとする。図 12 (a)は、エッジ信号設定部 206でピーク直後サンプルを抽出した時点におけるピーク信号 Mサンプノレが遅延部 209の入力側から蓄えられてレ、る状態を示している。この状態から補間信号生成部 207で補間信号の生成が開始される。

[0047] 図 12 (b)は、補間信号の生成が完了した時点における遅延部 209内のピーク信号の位置を示している。このとき、図 12 (a)の状態から補間信号生成処理に要した時間 Aサンプノレ時間分だけ遅延部 209内を信号が進んでいる。

[0048] 図 12 (c)は、ピーク信号が遅延部 209の出力側に達した状態を示しており、この次のタイミングから選択部 210では補間信号を選択することになる。すなわち、選択部 2 10が補間信号を選択するタイミングで選択信号生成部 507は選択信号 1を出力していればよい。

[0049] したがって、選択信号生成部 507は、遅延部 209に入力されたピーク信号の最初のサンプルについて補間信号が生成されてから待ち時間 B ( = N— M—A)サンプル時間分待ってから選択信号 1を Mサンプノレ時間分出力しつづける。

[0050] これにより、選択部 210はピーク信号に換えて補間信号を選択出力することから、選択部 210から出力される信号の波形イメージは図 13に示すようになる。図 13は、 I 成分について示しており、ピーク信号を P、 Pの 2サンプルとし、ピーク直前サンプル

1 2

I、ピーク直後サンプル Iを用レヽると、補間信号 p =1 + (I -I ) /3、 p =1 + 2 (1

0 1 1 0 1 0 2 0 1

-I ) /3となり、ピークが抑圧されていることが分かる。

0

[0051] 次に、上述した構成を有するクリッピング部 102の動作について図 14を用いて説明する。図 14Aは、複素平面上に 4サンプルの変調信号 S1〜S4を示している。この図では、変調信号 S1から S4へ時間的に順次遷移しているものとする。また、変調信号 S1及び S4は、振幅の 2乗である電力 Xから電力閾値 yを引いた差分 x— yの符号が負となり、変調信号 S2及び S3は、差分 X—yの符号が正となるものとする。すなわち、エッジ検出部 204では、変調信号 S1から S2で符号が負から正に変化するので、ェッジ検出信号 cOを出力し、変調信号 S3から S4で符号が正から負に変化するので、エッジ検出信号 clを出力する。よって、変調信号 S2及び S3がピークと判定され、ェッジ検出部 204は順にエッジ検出信号 c0、 c2、 clを出力することになる。

[0052] エッジ信号設定部 206における制御部 403の状態遷移は、ピーク開始フラグ待ちの状態でエッジ検出信号 cOを取得すると、ピークカウンタ Mを 1にリセットし、変調信号 S1をピーク直前サンプルとして内部メモリに記憶し、ピーク終了フラグ待ちの状態に遷移する。

[0053] 次に、ピーク終了フラグ待ちの状態でエッジ検出信号 c2を取得すると、ピークカウンタ Mをインクリメントすることにより M = 2とし、ピーク終了フラグ待ちの状態を維持する。

[0054] そして、ピーク終了フラグ待ちの状態でエッジ検出信号 clを取得すると、変調信号 S4をピーク直後サンプルとして内部メモリに記憶し、ピーク直前サンプノレ Sl、ピーク直後サンプル S4、ピークカウンタ M = 2を制御部 403から補間信号生成部 207に出力し、ピーク開始フラグ待ちの状態に遷移する。

[0055] 補間信号生成部 207では、ピーク直前サンプル S1及びピーク直後サンプル S4に基づいて、 2つのサンプル間を線形補間し、補間信号を生成する。生成した補間信号でピーク信号 S2及び S3を置換することにより、図 14Bに示すように、ピーククリッピングを実現することができる。

[0056] なお、クリッピング部後段にはフィルタが設けられており、クリッピング後の信号はフィルタで帯域外歪が除去されることによりピークが再生成してしまうが、本実施の形態では閾値より小さくなるようにピーククリッピングを行っているので、閾値でクリッピングを行った場合に比べ、ピーク再生成によるピーク値を低く抑えることができる。

[0057] このように実施の形態 1によれば、ピーク直前サンプノレとピーク直後サンプルに基づいて、 2値の線形補間を行って補間信号を生成し、生成した補間信号でピーク信号を置き換えてピーククリッピングを実現することにより、ピーク再生成を低く押さえ、かつ演算を大幅に簡略化することができる。

[0058] なお、本実施の形態におけるクリッピング部及びフィルタを 2段以上多段接続することにより、より閾値に近いピークファクタを実現することができる。また、ピーク信号のサンプル数が M— maxより大きい場合でも、 1回目のクリッピング処理でピーク信号のサンプル数を減らすことができるので、多段処理を行うことで確実にピークを抑圧することができる。

[0059] (実施の形態 2)

実施の形態 1では、サンプル毎にクリッピングを行う逐次処理ついて説明した力本発明の実施の形態 2では、送信フレーム単位で一括処理を行う場合について説明する。なお、本発明の実施の形態 2に係るピーク電力抑圧装置の構成は図 6と同様なので、図 6を援用し、その詳しい説明は省略する。

[0060] 図 15は、本発明の実施の形態 2に係るクリッピング部 600の構成を示すブロック図である。この図において、ノッファ 601は、変調部 101から出力された変調信号を 1フレーム分蓄積し、蓄積した 1フレーム分の信号を処理部 602に出力する。

[0061] 処理部 602は、バッファ 601から出力された 1フレーム分の変調信号に対して、実施の形態 1で説明したクリッピング処理と同様の処理を施し、処理を施した信号をバッファ 603に出力する。

[0062] 処理部 602から出力された信号はバッファ 603で蓄積され、蓄積された信号はフィルタ 103に出力され、帯域制限が行われる。

[0063] 次に、図 15に示した処理部 602における処理手順について図 16を用いて説明する。図 16において、ステップ（以下、「ST」と省略する） 701では、バッファ 601から出力された信号を a(n)+jb(n) (n=l， 2, 3,…， N)としてメモリに格納する。

[0064] ST702では、 ST701においてメモリに格納した全てのサンプルについて振幅の 2 乗 x(n) (={a(n)}²+{b(n)}²)、すなわち電力を算出する。 ST703では、 ST702 におレ、て算出した電力 X (n)と予め設定された電力閾値 yとの差分 X (n) _yを全サンプルについて算出し、差分 x(n) __yの符号が正なら判定信号 p(n) =1を、負なら p( n)=0を生成する。

[0065] ST704では、 p (n)及び p (n+1)の値を監視し、値が変化する点を検出する。これにより、差分 x(n)—yの符号変化点を検出し、 p(n)=0かつ p(n+l)=lであれば、 x(n)<y、 x(n+l) >=yなので、 nはピーク直前を表し、ピークフラグ f (n) =1を設定する。 p(n) =1かつ p(n+l) =0であれば、 x(n) >=y、 x(n+l)く yなので、 nはピーク直後を表し、ピークフラグ f(n) =2を設定する。なお、 n+1が:!〜 Nの範囲から外れた場合は、 p(n+l)を 0とみなすカ p(n+l-N)とみなす。

[0066] ST705では、ピークフラグ f(n) =1を満たす最小の nを求め、求めた最小の nを nと

0 し、ピーク直前サンプルとする。また、 ST706では、 n>nかつ f (n) =2を満たす最

0

小の nを求め、求めた最小の nを nとし、ピーク直後サンプルとする。

[0067] ST707では、 ST705で求めたピーク直前サンプル nの同相成分（実部） a (n )と、

0 0

ST706で求めたピーク直後サンプル nの同相成分 a (n )とを用いて、 n +l〜n -

1 1 0 1

1のサンプル間を補間する補間信号を生成する。

[0068] ST708では、 ST705で求めたピーク直前サンプル nの直交成分（虚部） b (n )と、

0 0

ST706で求めたピーク直後サンプル nの直交成分 b(n )とを用いて、 n +l〜n -

1 1 0 1

1のサンプル間を補間する補間信号を生成する。

[0069] ST709では、 n>nかつ f(n) =1を満たす最小の nが存在するか否かを判定し、存

1

在する（YES)と判定されたら、次のピークが存在するものとし、 ST706に戻り、存在しなレ、（NO)と半 IJ定されたら ST710に移行する。

[0070] ST710では、 ST707及び ST708で生成した補間信号でピーク信号を置換し、処理を終了する。

[0071] このように実施の形態 2によれば、送信フレーム単位でクリッピング処理を一括処理することにより、ピーク信号のサンプノレ数を制限することなく処理することができるので、ピーク信号のサンプノレ数が多いときでも、処理量を削減することができる。

[0072] なお、本実施の形態では、処理部内の処理手順を 1回行う場合について説明したが、本発明はこれに限らず、処理部内の処理手順を複数回繰り返し行ってもよい。この場合、クリッピング処理部は、図 17に示すように、処理部を繰り返し制御部が制御することにより、処理遅延が 1フレーム時間内で許容される回数だけ繰り返すことができる。これにより、より閾値に近いピークファクタを実現することができる。このとき、繰り返し処理毎のパラメータ（閾値など）を固定又は可変としてよい。

[0073] また、クリッピング処理部は、図 18に示すように、処理部及びバッファを多段接続し、処理遅延の許容時間に応じた数の処理部を用いてパイプライン処理的に処理することにより、より閾値に近いピークファクタを実現することができる。処理部（l)〜（n)それぞれは、それ自体で繰り返し処理を行うことも可能であり、処理遅延が 1フレーム時間内で許容される回数だけ繰り返すことができる。このとき、繰り返し処理毎のパラメータ（閾値など）を固定又は可変としてもょレ、。

[0074] また、本実施の形態では、送信フレーム単位で一括処理を行う場合について説明したが、本発明はこれに限らず、 OFDMシンボル単位で一括処理を行ってもよい。この場合、 IFFT (Inverse Fast Fourier Transform)後のパラレル 'シリアル変換器の前段で処理を行うことで、バッファリングの遅延を大幅に減少させることができる。

[0075] なお、上述した各実施の形態では、線形補間を行う場合を例に挙げて説明したが、本発明はこれに限らず、 2値の総加平均値、中央値、 sine関数補間などを用いてもよレ、。

[0076] 以上、実施の形態について説明した。

[0077] 本発明の第 1の態様は、ピーク電力抑圧装置が、入力信号の電力と所定の閾値との大小比較を行う比較手段と、前記比較手段の比較結果に基づいて、所定の閾値を超える信号をピーク信号としてピーク信号が時間的に連続するサンプル数をカウントすると共に、ピーク信号の直前と直後のサンプルを取得する取得手段と、ピーク信号の直前と直後の 2サンプノレ間を補間する補間信号をピーク信号のサンプノレ数分生成する補間信号生成手段と、ピーク信号を補間信号で置換する置換手段と、を具備する構成を採る。

[0078] この構成によれば、 2サンプル間を補間する補間信号を生成し、生成した補間信号でピーク信号を置換することにより、ピーククリッピングを実現するため、クリッピング後の電力を所定の閾値以下とすることができるので、クリッピング後の振幅誤差を低減することができると共に、クリッピングされた信号の帯域制限を行うフィルタ処理によつて生じるピーク再生成を低く抑えることができ、また、複雑な演算を行うことなぐ演算を簡略化することができる。

[0079] 本発明の第 2の態様は、ピーク電力抑圧装置が、上記構成において、前記取得手段が、入力信号の電力と所定の閾値との差分の符号を時間的に連続する 2サンプルについて順次監視し、符号の反転を検出することにより、ピーク信号の直前のサンプル及びピーク信号の直後のサンプルを特定する構成を採る。

[0080] この構成によれば、符号の反転、すなわち、正から負又は負から正の変化を検出することにより、補間の基準となるピーク信号の直前及び直後のサンプルを特定するため、この特定に要する処理量を削減することができる。

[0081] 本発明の第 3の態様は、ピーク電力抑圧装置が、上記構成において、前記補間信号生成手段が、 2値の線形補間、総加平均値、中央値、 sine関数補間のうちいずれかを用いて補間信号を生成する構成を採る。

[0082] この構成によれば、線形補間、総加平均値、中央値、 sine関数補間のいずれを用いても複雑な演算を行うことなぐ演算を簡略化することができる。

[0083] 本発明の第 4の態様は、ピーク電力抑圧装置が、上記構成において、ピーク信号を補間信号で置換するクリッピング処理を複数回繰り返し行う構成を採る。

[0084] この構成によれば、クリッピングされた信号であるピークファクタをより所望の閾値に近づけることができる。

[0085] 本発明の第 5の態様は、ピーク電力抑圧装置が、上記構成において、入力信号をフレーム単位又は OFDMシンボル単位で一括処理する構成を採る。

[0086] この構成によれば、ピーク信号のサンプノレ数を制限することなく処理することができるので、ピーク信号のサンプノレ数が多いときでも、処理量を削減することができる。

[0087] 本発明の第 6の態様は、ピーク電力抑圧方法が、入力信号の電力と所定の閾値との大小比較を行う比較工程と、前記比較工程での比較結果に基づいて、所定の閾値を超える信号をピーク信号としてピーク信号が時間的に連続するサンプル数をカウントすると共に、ピーク信号の直前と直後のサンプルを取得する取得工程と、ピーク信号の直前と直後の 2サンプノレ間を補間する補間信号をピーク信号のサンプノレ数分生成する補間信号生成工程と、ピーク信号を補間信号で置換する置換工程と、を具備するようにした。

[0088] この方法によれば、 2サンプル間を補間する補間信号を生成し、生成した補間信号でピーク信号を置換することにより、ピーククリッピングを実現するため、クリッピング後の電力を所定の閾値以下とすることができるので、クリッピング後の振幅誤差を低減することができると共に、クリッピングされた信号の帯域制限を行うフィルタ処理によつて生じるピーク再生成を低く抑えることができ、また、複雑な演算を行うことなぐ演算を簡略化することができる。

[0089] 本明糸田書は、 2005年 3月 25曰出願の特願 2005— 088052に基づくものである。

この内容をここに含めておく。

産業上の利用可能性

[0090] 本発明にかかるピーク電力抑圧装置及びピーク電力抑圧方法は、クリッピング後の振幅誤差を低減し、かつ演算を大幅に簡略化することができ、 OFDM通信方式に代表されるマルチキャリア通信方式の無線送信装置等に適用することができる。

Claims

請求の範囲

[1] 入力信号の電力と所定の閾値との大小比較を行う比較手段と、

前記比較手段の比較結果に基づいて、所定の閾値を超える信号をピーク信号としてピーク信号が時間的に連続するサンプノレ数をカウントすると共に、ピーク信号の直前と直後のサンプルを取得する取得手段と、

ピーク信号の直前と直後の 2サンプル間を補間する補間信号をピーク信号のサンプル数分生成する補間信号生成手段と、

ピーク信号を補間信号で置換する置換手段と、

を具備するピーク電力抑圧装置。

[2] 前記取得手段は、入力信号の電力と所定の閾値との差分の符号を時間的に連続する 2サンプルについて順次監視し、符号の反転を検出することにより、ピーク信号の直前のサンプノレ及びピーク信号の直後のサンプノレを特定する請求項 1に記載のピーク電力抑圧装置。

[3] 前記補間信号生成手段は、 2値の線形補間、総加平均値、中央値、 sine関数補間のうちいずれ力を用いて補間信号を生成する請求項 1に記載のピーク電力抑圧装置

[4] 前記置換手段は、ピーク信号を補間信号で置換するクリッピング処理を複数回繰り返し行う請求項 1に記載のピーク電力抑圧装置。

[5] 前記置換手段は、入力信号をフレーム単位又は OFDMシンボル単位で一括処理する請求項 1に記載のピーク電力抑圧装置。

[6] 入力信号の電力と所定の閾値との大小比較を行う比較工程と、

前記比較工程での比較結果に基づいて、所定の閾値を超える信号をピーク信号としてピーク信号が時間的に連続するサンプノレ数をカウントすると共に、ピーク信号の直前と直後のサンプルを取得する取得工程と、

ピーク信号の直前と直後の 2サンプル間を補間する補間信号をピーク信号のサンプル数分生成する補間信号生成工程と、

ピーク信号を補間信号で置換する置換工程と、

を具備するピーク電力抑圧方法。