JP5016035B2 - 通信システムにおけるピーク電力を低減する装置および方法 - Google Patents

通信システムにおけるピーク電力を低減する装置および方法 Download PDF

Info

Publication number
JP5016035B2
JP5016035B2 JP2009518035A JP2009518035A JP5016035B2 JP 5016035 B2 JP5016035 B2 JP 5016035B2 JP 2009518035 A JP2009518035 A JP 2009518035A JP 2009518035 A JP2009518035 A JP 2009518035A JP 5016035 B2 JP5016035 B2 JP 5016035B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
frequency
stages
signal
filter
reserved
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP2009518035A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2009543434A (ja
Inventor
リチャード ヘルベリ,
Original Assignee
テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン(パブル)
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン(パブル) filed Critical テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン(パブル)
Publication of JP2009543434A publication Critical patent/JP2009543434A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP5016035B2 publication Critical patent/JP5016035B2/ja
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00Modulated-carrier systems
    • H04L27/26Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2614Peak power aspects
    • H04L27/2623Reduction thereof by clipping
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00Modulated-carrier systems
    • H04L27/26Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2614Peak power aspects
    • H04L27/2618Reduction thereof using auxiliary subcarriers
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/02Channels characterised by the type of signal
    • H04L5/023Multiplexing of multicarrier modulation signals
    • H04L5/026Multiplexing of multicarrier modulation signals using code division

Description

本発明は一般に信号処理に関し、特に通信システムで用いる送信機でのピーク電力を低減する装置および方法に関する。
一般には種々の通信システムであり特にはマルチキャリア変調システム、例えば直交周波数分割多重(OFDM)であるような多くの用途では、信号の非線形の修正に対する要求がある。マルチキャリア信号は高いピーク対平均電力比に悩まされるからである。多くの場合、このような非線形の修正は、所定の帯域幅内に、または所定のスペクトルマスクの制限内に維持されなければならない。このような非線形の修正の一つの典型的な例はピーク対平均比(PAR)の低減である。PARの低減は、ピーク電力が制限された電力増幅器(PA)の効率と平均出力電力とを増加する。コヒーレントに足し合わされた場合に大きなPARを与えることになる非常に多くの直交する狭い帯域幅の搬送波が用いられるため、PARはマルチキャリア・システム、例えばOFDMでいっそう顕著である。大きなPARは高周波(RF)電力増幅器において低減された効率とアナログ・デジタル変換器およびデジタル・アナログ変換器の増加した複雑さとのような不都合をもたらす。
従って、ピークを低減する技術の目的は、スペクトルマスクや隣接チャネル電力比(ACPR)特性のような特定の制限内でスペクトルの拡大を維持し、特定の制限内のインバンド・エラー、いわゆるエラー・ベクトル振幅(EVM)特性を維持しつつ、ピーク振幅変位を低減することである。
マルチキャリア信号とシングルキャリア信号とに対するピーク電力の低減を扱う多くの先行技術の解決策がある。
特許文献1には、帯域幅の制限とスペクトルマスクの制限との下での入力信号の非線形の修正が記載され、ピーク対平均低減システムに適用できる。この先行技術では、非線形信号の調整は多くのステップの信号処理で提供され、各ステップに対して挿入ソース信号が提供され、挿入ソース信号は、帯域幅とスペクトルマスクとの所定の制限を満たし、特定の制限内のインバンド・エラー、いわゆるエラー・ベクトル振幅(EVM)特性を維持するように、非線形に扱われる。
入力波形のピーク電力を低減する別の先行技術のアプローチは、電力クリッピングを実行することである。電力クリッピングによるアプローチでは、入力信号の振幅が所定の閾値よりも小さい場合はいつでも入力信号は変化なく出力され、入力信号の振幅がこの閾値を超過する場合はいつでも出力信号は閾値レベルに固定される。もちろん、クリッピング動作は原信号に含まれる情報のいくらかを壊す。しかしながら、閾値が十分に大きく維持される限り、この情報の欠損はユーザに透過的とすることができる。
電力クリッパーのベースバンド・フィルタにより生じるオーバーシュート問題を避けながら入力波形のピーク電力を低減する別の先行技術のアプローチはデクレスト(decrest)することである。このアプローチは特許文献2で提案され、入力信号が閾値を超過する量を表すエラー信号が生成される。そして、デクレストされた出力信号を形成するために、このエラー信号は原入力信号から減算される。
一般的に入力信号がマルチキャリア信号またはマルチトーン信号である場合に用いられ、信号のピーク電力を低減するのに用いられる別の方法はトーン・リザベーションである。この方法は、非特許文献1に記載され、マルチキャリア・シンボルを構成する複数の周波数のサブセットを選択または予約する(reserve)ことでピーク電力は低減される。これらの選択周波数または予約周波数は、適切なインパルス関数を生成するのに用いられ、このインパルス関数は、所定の閾値を超過した入力信号の各ピークでスケールされ、シフトされ、回転され、そして入力マルチトーン信号から減算される。よって、一つまたは複数のピークはこの方式で1回の反復でクリッピングされてもよい。しかしながら、1以上のピークを低減することは他の位置でクリッピング閾値を超過する波形の結果を生じるかもしれない。従って、満足のいくピーク対平均の低減が達成されるまで処理は繰り返される。予約周波数のサブセットは通常事前に知られているため、予約周波数のサブセットから生成されるインパルス関数は通常事前に計算される。
マルチキャリア信号の予約周波数から生成された事前に計算されたインパルス関数を用いてピーク電力を低減する基本アイデアは魅力的であり、実際にピーク電力を低減できる。しかし、多量の搬送波またはトーン、すなわちマルチキャリア・シンボルあたりの多量のサンプル数と、積極的なピーク低減、すなわち低出力のピーク対平均比におけるピーク低減とに対して、ピーク数は大きくなる。これは、満足できるレベルまでピーク電力を低減するのに必要な反復回数もまた多くなることを意味する。これは実装の複雑さを増加し、従って送信機のハードウェアと電力の消費とも増加する。
国際特許出願WO/2006/068555 国際特許出願WO 03/001697
J. Tellado-Mourello、「マルチキャリア変調のためのピーク対平均低減(Peak to Average Reduction For Multicarrier Modulation)」、Dept. of Electrical Engineering of Stanford University, pp.66-99、1999年9月
上述の先行技術のピーク電力を低減する方法のいずれも、信号の搬送波の数が多くなり、積極的なピーク低減が用いられた場合には、比較的小さく単純な構成のままで高性能を達成しない。
よって、本発明の目的は、特に搬送波の数が多くなり積極的なピーク低減が用いられた場合であってもトーン・リザベーションの改良された性能を達成するような通信システムで用いる送信機のピーク電力を低減する方法および装置を提供することである。
本発明の第1の形態によれば、上述の課題は、通信システムで用いる送信機のピーク電力を低減する装置により解決される。本発明に係る装置は、少なくとも2個の連続する相互接続された段を備える。各段は、入力主信号と出力主信号とを有し、所定のクリッピング・レベルに基づいて入力主信号のオーバーシュート部分又はピークを抽出する抽出器を備える。該装置の各段はさらに、フィルタされたオーバーシュート部分の信号を生成するための周波数応答を有するフィルタであって、当該段の少なくとも1段における少なくとも一つの予約周波数に対する周波数応答は、前の段における当該少なくとも一つの予約周波数に対する周波数応答より小さいフィルタを備える。各段はまた、フィルタされたオーバーシュート部分の信号を当該入力主信号の遅延バージョンから減算することにより当該出力主信号を生成するように構成される合成器を備える。
本発明の第2の形態によれば、上述の課題は、少なくとも2個の連続する相互接続された段を備える通信システムで用いる送信機のピーク電力を低減する方法により解決される。当該方法は、各段に対して、入力主信号を提供するステップと、所定のクリッピング・レベルに基づいて当該入力主信号のオーバーシュート部分又はピークを抽出するステップと、周波数応答を有するフィルタを用いてフィルタされたオーバーシュート部分の信号を生成するステップであって、当該段の少なくとも1段における少なくとも一つの予約周波数に対する周波数応答は、前の段における当該少なくとも一つの予約周波数に対する周波数応答より小さいステップと、合成器を用いて当該フィルタされたオーバーシュート部分の信号を当該入力主信号の遅延バージョンから減算することによって、当該段からの出力主信号を生成するステップとを備える。
本発明の第3の形態によれば、上述の課題は基地局によって解決され、この基地局は通信システムで用いる送信機のピーク電力を低減する装置を備える。
本発明の利点は、特に多量の搬送波と積極的なピークの低減とに対して、トーン・リザベーションの改良された性能が達成できる点である。
本発明の別の利点は、基地局のハードウェアと電力消費とが低減される点である。
さらに別の利点は、本発明に係る装置が極めて単純に実装できる点である。
本発明の別の利点は、処理が規則的で直接的であり、調整可能なパラメータをほんの少ししか必要としない点である。
本発明に係るピーク電力を低減する装置の第1の実施形態の概略ブロック図の一例である。 本発明に係るピーク電力を低減する装置における一つの段の第1の実施形態の概略ブロック図の一例である。 本発明に係るピーク電力を低減する装置の第2の実施形態の概略ブロック図の一例である。 本発明に係るピーク電力を低減する装置における一つの段の第2の実施形態の概略ブロック図の一例である。 本発明の例示的な実施形態に係るピーク電力の低減に用いられる16個の段を有する装置の各段の再挿入係数を説明する図の一例である。 本発明の例示的な実施形態に係るピーク電力の低減に用いられる8個の段を有する装置の各段の再挿入係数を説明する図の一例である。 本発明の例示的な実施形態に係るピーク電力の低減に用いられる8個の段を有する装置の各段の再挿入係数を説明する図の別の例である。 本発明の例示的な実施形態に係るピーク電力の低減に用いられる8個の段を有する装置の一つの段の再挿入係数を構成する周波数マスクまたはフィルタの一部を説明する図の一例である。 本発明に係る方法のフローチャートの一例である。 本発明に係る方法のフローチャートの別の例である。 本発明に係る装置を含む基地局の例示的な実施形態のブロック図の一例である。
好適な実施形態と添付の図面とを用いて本発明を以下により詳細に説明する。
EVM特性およびACPR特性を満たしている間のデクレストしている(in decresting)低いピーク対平均のような良い性能を達成することは、一般に入力信号の非線形の修正および連続するフィルタリングの、より多くの段を必要とする。非線形の修正および連続するフィルタリングがマルチキャリア入力信号に適用される場合に優れた性能が達成されるのであれば、改良されたフィルタリングが必要となる。
本発明は、送信機のピーク電力を低減するために、図1aに説明される装置100に関する。ここで、実際の非線形の修正および処理は、一連の連続したn個の段10で行われ、nは2以上である。各段10は、入力主信号1の非線形処理を行い、修正された出力主信号2を生成する。よって、後続する段10は、先行する段の遅延された出力信号を入力信号とする。
本発明によれば、各段10で実行される改良されたフィルタリング・スキームを通じて高性能が達成される。ここで、ある段10の入力主信号1のオーバーシュート部分またはピークは、周波数応答を有するフィルタ50を通され、ある段10の少なくとも一つの予約周波数(reserved frequency)に対する周波数応答は前の段の同一の予約周波数に対する周波数応答より小さい。フィルタからの出力は合成器70をさらに通され、単一の段10からの出力信号2を生成する。合成器は、フィルタからの出力を入力信号の遅延バージョンから減算するように構成される。入力信号の処理はいくらかの時間がかかるため、各段の入力信号は遅延される。上述の通り、この処理は、入力信号のオーバーシュート部分またはピークの抽出とオーバーシュート部分のフィルタリングとを含む。
本発明の実施形態によるフィルタ50は、ある段の少なくとも一つの予約周波数に適用される第1の再挿入係数(reinsertion factor)とこの段の少なくとも一つの非予約周波数(non−reserved frequency)に適用される第2の再挿入係数とを備える。
本発明の実施形態によれば、第1の再挿入係数は少なくとも一つの後続する段に向けて減少し、特定の実施形態では、後続する段のそれぞれに向けて減少する。さらに、本発明のある実施形態によれば、第2の再挿入係数は少なくとも一つの後続する段に向けて増加し、特定の実施形態では、後続する段のそれぞれに向けて増加する。
前述の通り、少なくとも一つの予約周波数のために設けられる第1の再挿入係数は、例えば、段数に対して指数関数的に減少し、線形に減少し、またはその他のスキームによって減少し得る。また、少なくとも一つの非予約周波数のために設けられる第2の再挿入係数は、例えば、段数に対して指数関数的に増加し、線形に増加し、またはその他のスキームによって増加し得る。
ここで、本発明の実施形態は、予約周波数を有する入力マルチキャリア信号に基づいて説明される。しかしながら、本発明は、予約周波数が割り振られるであろう顕著なゼロ点位置を有する通信チャネルを通じて送信されることを目的とするシングルキャリア信号に使用されてもよい。
よって、本発明は、マルチキャリアまたは上述のシングルキャリアを利用するいかなる種類の通信システムに適用できる。例を挙げると、本発明は、直行周波数分割多重(OFDM)、離散的多周波数(DMT)、非対称デジタル加入者線(ADSL)、デジタルオーディオ放送、離散ウェーブレット多周波数(DWMT)、またはデジタルビデオブロードキャスティング(DVB)通信システムに適用される。
本発明に従う図1の装置100を用いる送信機のピーク電力を低減する所望の結果を達成するために、本発明によればトーン・リザベーション方式とも呼ばれる周波数リザベーション方式の性能を表現するのに用いられる以下のパラメータを定義することは極めて重要である。
1)周波数の総数に対するピーク電力の低減に用いられるトーンまたは周波数の割合。より多くの数の予約トーンまたは予約周波数がより良い性能を提供する。しかしながら、予約トーンの数が増加するにつれて、多くの帯域幅がピーク電力を低減する信号のために失われる。よって、性能と帯域幅との間でトレードオフがなされるべきである。
予約トーンまたは予約周波数は任意の適切な方法で選択されてもよい。例として、出力シンボルのデータレートの減少が最小化されるので、雑音の多い周波数がピーク電力を低減するトーンとして利用されてもよい。周波数またはトーンは、ランダムに選択されてもよい。これに代えて、チャネルの特性に基づいてトーンが選択されてもよい。
本発明の実施形態によれば、予約周波数は送信に先立って選択される。これは、受信機へのいかなるサイド情報の送信を避けるために行われる。この実施形態では、受信機の特別な動作は必要ない。
別の実施形態では、予約周波数はチャネルの品質またはその他のいかなる理由に依存して再選択されてもよい。この場合には、受信機は予約周波数を知らされ、または発信する。
さらに本発明の実施形態に従って、予約周波数は一般的にいかなる有用な情報を運ばない。その代わりに、非予約周波数は有用な情報を運ぶことを許される。別の実施形態では、予約周波数はある種類の情報を含んでもよい。これらの実施形態では、予約周波数は受信機によってデコードされもする。
使用されるトーンまたは周波数の割合に加えて、トーンの分布もまた重要である。実際の設計では、予約トーンの略ランダムな分布は、等間隔にクラスタ化されたトーンよりもはるかに優れる。本発明によれば、予約トーンまたは予約周波数のランダムな分布が用いられる。しかしながら、任意の適切な分布が用いられ得る。
2)ピーク対平均比(PAR)低減。これは、非予約トーン/周波数の電力に加えて予約トーン/周波数の電力も含むか否かで平均は特定されるべきである。
3)非予約トーンまたは非予約周波数の電力に対する予約トーンまたは予約周波数の電力。
4)前述の通り、通常はエラー・ベクトル振幅(EVM)の割合の形式で特定される非予約トーンのエラー。EVMの割合の選択はシステム固有であり、普通はシステムで用いられる所望のデータレートに依存する。
本発明の例示的な実施形態によれば、ピーク電力は、全信号すなわち全トーンに対して−60dBc(cは搬送波)の電力が存在する点として定義されてもよいし、平均電力は非予約トーンのみの電力の和として定義されてもよい。しかしながら、任意のその他のピーク電力の適切な定義が用いられてもよく、従って本発明はピーク電力のいかなる特定の定義に制限されない。
図1aに戻って、本発明の実施形態による送信機のピーク電力を低減する装置100が説明される。実際の非線形信号処理は、一連のn個の連続した段10で行われ、nは2以上である。各段10は、入力主信号1の非線形信号処理を行い、修正された出力主信号2を生成する。よって、後続する段10は、遅延された前の段の出力信号を入力信号として有する。段10は類似または同一の構成であってもよいが、この構成が必ずしも必要というわけではない。見易さのために、単一の段10が図1bに説明される。
本発明の第1の実施形態によれば、段の入力主信号1は、所定のクリッピング・レベルTに基づいて入力主信号1のオーバーシュート部分またはピーク31を抽出するピーク抽出器30に接続される。クリッピング・レベルは、「オフセット・レベル」、「閾値レベル」、「制限レベル」、または「クリッピング閾値」とも呼ばれる。ピーク抽出の処理は多くの異なる方法で実行され得る。入力主信号のピークは、入力主信号1と振幅が制限された入力信号との間の差によって定義される。入力信号1のオーバーシュート部分またはピークは、直交座標から極座標への変換部によって取得された振幅Aからクリッピング・レベルTを減算することによって定義され得る。この差の正すなわち整流部分は、入力主信号1の原位相とともに、極座標から直交座標への変換部への入力として用いられる。この極座標から直交座標への変換部の出力は、入力信号と同一の形式の抽出されたピークである。
使用され得る別のピーク抽出方法は、入力主信号の実部の二乗と虚部の二乗とを足すことによって、入力主信号の複素サンプルの振幅の二乗をとり、この結果を用いて、入力主信号のピークを取得するために、複素サンプルの乗算に用いられる実係数を取得するためのルックアップ・テーブル(LUT)を扱う。
信号のピークを抽出するいかなるその他の方法が用いられてもよいことが留意されるべきである。
本発明の実施形態によれば、入力主信号1のオーバーシュート部分またはピーク31は連続的にフィルタ50を通される。フィルタ50は、各段に対して、予約トーンの周波数位置についての、以下ではTR部分と表されるトーン・リザベーション部分のための一つの第1の再挿入係数kと、非予約トーンの周波数位置についての、以下ではEVM部分と表される非トーン・リザベーション部分のための一つの第2の再挿入係数jとを有することで特徴付けられる。
前述の第4のパラメータすなわちEVMの割合が0に等しくなるように選択される場合には、非トーン・リザベーション部分にエラーが起きることはないため、第2の再挿入係数jも0に設定されることが留意されるべきである。
本発明の実施形態によれば、TR部分のための第1の再挿入係数kは、前の段の再挿入係数kn−1より小さく、同時に、(存在する場合には)EVM部分のための第2の再挿入係数jは、前の段の再挿入係数jn−1より大きい。8段システムにおけるTR部分のための再挿入係数の集合の例は、例えば、k=8、k=6.8、k=6、k=5.3、k=4.5、k=4、k=3.7、k=3であり得る一方で、同じ8段システムにおけるEVM部分のための再挿入係数の集合の例は、例えば、j=0.4、j=0.45、j=0.52、j=0.61、j=0.7、j=0.83、j=0.93、j=1.1である。
再挿入係数の上記集合は図3bに表される結果から推定され、これについては後述する。
段数と再挿入係数の大きさとは上述の四つのパラメータの選択、信号とフィルタとの帯域幅、出力に要求される正確度、本明細書でリストアップするには多すぎる組合せのその他の要因に依存する。これらは一般的に手計算でまたはコンピュータ・シミュレーションによって問題が詳しく述べられる。しかしながら、このような詳細は当業者の知識の範囲である。
よって、本発明の実施形態によれば、予約トーン部分すなわちTR部分に用いられる再挿入係数kは段10を通じて示される異なり且つ減少する変化を有し、(存在する場合には)非トーン再挿入部すなわちEVM部分に用いられる再挿入係数jは段10を通じて示される異なり且つ増加する変化を有する。言い換えると、フィルタ50は、フィルタされたオーバーシュート部分の信号51を生成する周波数応答を有し、ある段10のTR部分に対する周波数応答は前の段のTR部分に対する周波数応答よりも小さく、同時に、ある段の(存在する場合には)EVM部分に対する周波数応答は前の段のEVM部分に対する周波数応答よりも大きい。
二つの再挿入係数の組合せは、後述されるように、装置100のピーク電力の改良された低減を導く信号の修正の収束に優れた効果を有する。一般に、TR部分のための再挿入係数kが大きいほど予約トーンまたは予約周波数のエラーは多くなり、EVM部分のための再挿入係数jが大きいほど非予約トーンまたは非予約周波数のエラーは多くなる。
本発明の実施形態によれば、TR部分に用いられる再挿入係数kは、例えば、段数に対して指数関数的に減少し、または段数に対して線形に減少し得る。他の進行(development)、例えば放物関数で減少する再挿入係数や単調減少する係数もまた可能である。よって、本発明に係る再挿入係数kの変化は上記の進行に限定されない。
同様に、本発明の実施形態によれば、(存在する場合には)EVM部分に用いられる再挿入係数jは、例えば、段数に対して指数関数的に増加し、または段数に対して線形に増加し得る。ここでも同様に、他の進行、例えば放物関数で増加する再挿入係数や単調増加する係数が可能である。よって、本発明に係るEVM部分に用いられる再挿入係数kの変化は上記の進行に限定されない。
図1aに戻り、入力主信号1のオーバーシュート部分またはピーク31は、再挿入係数kとjとによって特徴付けられるフィルタを通される際に、フィルタされたオーバーシュート部分の信号51が生成され、さらに、出力主信号2を生成するように入力主信号61の遅延バージョンに結合される。遅延信号61からフィルタされたオーバーシュート部分の信号51を減算することで結合が行われる。前述の通り、入力主信号1の遅延バージョン61が用いられる理由は、ピーク抽出器30での主信号1の処理と、フィルタ手段50での抽出信号31の処理にいくらかの時間がかかるからである。従って、一般的に、主信号1は、フィルタされたオーバーシュート部分の信号51が結合される際に意図した信号を与えるために、対応する時間量に遅延される必要がある。従って、本発明の実施形態で、このような遅延のために、または同様に入力主信号1とフィルタされたオーバーシュート部分の信号51との同期を補正するために、主信号1を生成する入力と結合器70との間に遅延部60が挿入される。
図1aに説明されるように、本発明の実施形態によれば、段10は実際には非整数遅延フィルタである手段80により分離される。この非整数遅延フィルタはシステムで用いられるサンプリング・レートに依存して提供される。非整数遅延フィルタ80は、後の段で用いられる信号サンプルが前の段で用いられるサンプル・インスタントの間に配置されるように、各段の中のまたは間のサンプルの非整数サンプルによって出力主信号2を遅延するように構成される。非整数サンプルの遅延は好適には、帯域幅、非線形処理段の数、およびその他の可変係数に依存して、異なるシステムに対して異なるように選択される。非整数遅延フィルタ80を用いるアイデアは、サンプルごとの動作数を少なくすることである。従って、非整数遅延フィルタ80を用いることの利点は、ハードウェア要求と本発明の実施形態による装置100の説明される段10と組み合わせた電力消費とをさらに減らすことである。
図1aに説明されるように、非整数遅延フィルタ80からの出力はさらに、後続する段10の入力主信号1として用いられる。前述の通り、ピーク電力の所望の低減を達成するのに必要な段10の数と再挿入係数とは、前述の四つのパラメータ、信号とフィルタとの帯域幅、出力に要求される正確度、およびその他の要因の選択に依存する。
例えば、ランダムな分布を用いる5%の予約周波数を有する6.2dBのピーク対平均比(PAR)の低減、予約周波数の5%の電力オーバヘッド、および非予約周波数の2%のEVMを達成するために、オーバー・サンプリング比(OSR)が1で、それぞれの値[1/2、−1/4、−1/2、3/8、1/2、−1/4、−1/2、9/16、−1/2、1/4、−1/2、5/8、−1/2、1/4、1/2、−9/16]を有する段10の間にある16個の非整数遅延フィルタを持つ、16個の段10が必要となる。使用されるクリッピング閾値Tは非予約周波数の平均電力に対して6.17dBである。6.2dBのピーク対平均を達成するために使用されるTR部分のための再挿入係数k(+印)とEVM部分のためのj(○印)との集合は、図3aに説明される。
図3aから推定できるように、20から4に指数関数的に減少する再挿入係数k(+印)がTR部分のために用いられ、同時に、0.2から0.4に指数関数的に増加する再挿入係数j(○印)がEVM部分に用いられる。EVM部分のための再挿入係数(○印)は見易さのために、10倍にされている。
図2aは本発明に係るピーク電力を低減する装置100の第2の実施形態の概略ブロック図である。図1aの装置100と同様に、実際の非線形信号処理は一連のn個の連続した段10で行われ、nは2以上である。各段10は入力主信号1の非線形信号処理を行い、修正された出力主信号2を生成する。よって、後続する段10は遅延された前の段の出力信号を入力信号として有する。段10は類似または同一の構成であってもよいが、この構成が必ずしも必要というわけではない。見易さのために、単一の段10が図2bに説明される。
各段10への入力として現時点で用いられる主信号1が周波数領域にある点で、本発明の第2の実施形態は第1の実施形態と異なる。本実施形態によれば、各段10は信号21の時間領域のサンプルを取得するために、入力主信号1に関して逆高速フーリエ変換が適用される。IFFT手段20は信号変換を担当する。時間領域のサンプル21は、所定のクリッピング閾値に基づいて信号21のサンプルのオーバーシュート部分またはピーク31を抽出するピーク抽出器30をさらに通される。ピーク抽出器30の機能は本発明の両実施形態で同様である。
第2の実施形態によれば、オーバーシュート部分の信号31の周波数のサンプル41を取得するために、FFT手段40を用いて高速フーリエ変換動作がオーバーシュート部分の信号31に適用される。第2の実施形態によれば、オーバーシュート部分の信号41の周波数領域のサンプル(複素数)は、フィルタまたは周波数マスク(実数)50によってさらに乗算される。ここで、装置100の各段10は、予約周波数または予約トーンの周波数位置についてのTR部分のための再挿入係数kと、(存在する場合には)非予約周波数または非予約トーンの周波数位置についてのEVM部分のための再挿入係数jとで構成される。
さらに、フィルタまたは周波数マスク50からの出力信号51のサンプルは、結合器70を用いて入力主信号1の周波数領域入力のサンプル1の遅延バージョン61から減算される。第1の実施形態と同様に、結合器70からの出力信号は単一の段10からの出力信号2に対応する。さらに、出力信号2の周波数領域のサンプルは、後続する段10への入力主信号1としてさらに用いられる非整数遅延信号3を取得するために、手段80を通される。段10の間に周波数領域の信号を有することの利点は、段10からの出力信号の周波数領域のサンプルに複素指数を単に乗算することによって非整数遅延信号3が簡単に取得できることである。
第1の実施形態と等しく、周波数マスクまたはフィルタ50のTR部分のための再挿入係数kは段10を通じて異なり且つ減少する変化をし、周波数マスクまたはフィルタ50の(存在する場合には)EVM部分のための再挿入係数jは段10を通じて異なり且つ増加する変化をする。
よって、本発明の両実施形態では、周波数マスクまたはフィルタ50は段数に応じて変わる。言い換えると、周波数マスクまたはフィルタ50は、フィルタされたオーバーシュート部分の信号51を生成するために、周波数応答を有する。ここで、ある段10のTR部分の周波数応答は前の段のTR部分の周波数応答より小さく、同時に、ある段の(存在する場合には)EVM部分に対する周波数応答は前の段のEVM部分に対する周波数応答より大きい。
FFT手段40は、たとえ入力主信号1がもともと時間領域にあったとしても用いられ得ることが留意されるべきである。この場合には、IFFT手段20は、入力主信号1の遅延バージョン61との結合に先立って、フィルタされた部分の信号51を時間領域に変換するために、周波数マスクまたはフィルタ50の後ろに置かれる。
さらに、入力主信号1が周波数領域にある場合に、IFFT手段20を代わりにフィルタ50の前に置くことができ、FFT手段をフィルタ50の後に置くことができる。他の並び替えもまた可能であり、従って、本発明は上述の組合せにも使用されるFFT手段とIFFT手段との数にも制限されない。
以下では、再挿入係数k、jの変化を説明する本発明のいくつかの例示的な実施形態を提示する。
図3aは、それぞれのサンプル値[1/2、−1/4、−1/2、3/8、1/2、−1/4、−1/2、9/16、−1/2、1/4、−1/2、5/8、−1/2、1/4、1/2、−9/16]を有する段10の間にある16個の非整数遅延フィルタを持つ、オーバー・サンプリング比(OSR)が1で、16個の段10を用いる例を説明する。最終段10の後の非整数の遅延はサンプル・タイミングを0に戻すために用いられる。しかしながら、これは任意要素である。
ここでは、段10への入力として用いられる入力主信号1は、2048サンプルを有するOFDMマルチキャリア信号であるとみなす。この例示的な実施形態で用いられるパラメータは以下のものである。
− 非予約周波数の平均電力に対して6.17dBのクリッピング閾値T。
− TR部分のための(ランダムな分布を有する)5%の予約周波数または予約トーン。
− 予約トーンの5%の電力オーバヘッド。
− 非予約トーンの2%のEVM。
上述の通り、段10からの出力信号2の周波数領域のサンプルに複素指数を単に乗算することによって、非整数遅延信号3は簡単に取得できる。この例の最初の段に対して、出力信号2の周波数領域のサンプルには、
exp(−j*2π*[周波数サンプル数]*[1/2]*√N)
が乗算される。ここで、NはOFDMブロックのサンプル数であり、この場合は2048個のサンプルである。続いて、この例の2番目の段10に対して、出力信号2の周波数領域のサンプルには、
exp(−j*2π*[周波数サンプル数]*[1/4]*√N)
が乗算され、以下も同様である。
ここで、図3aに説明されるように、6.2dBのPARを達成するために、20から4に指数関数的に減少する再挿入係数k(+印)がTR部分のために用いられ、同時に、0.2から0.4に指数関数的に増加する再挿入係数j(○印)がEVM部分のために用いられる。EVM部分のための再挿入係数(○印)は見易さのために、10倍にされている。
別の例では、OSRが1で16個の段、入力主信号1として用いられる2048個のサンプルを有するOFDMマルチキャリア信号、および前の例と同じそれぞれのサンプル値[1/2、−1/4、−1/2、3/8、1/2、−1/4、−1/2、9/16、−1/2、1/4、−1/2、5/8、−1/2、1/4、1/2、−9/16]を有する段10の間にある16個の非整数遅延フィルタ、を用いる。
6.7dBのPARを達成するために、以下のパラメータが使用される。
− 非予約周波数の平均電力に対して6.67dBのクリッピング閾値T。
− TR部分のための(ランダムな分布を有する)5%の予約周波数または予約トーン。
− 予約トーンの7.5%の電力オーバヘッド。
− 非予約トーンの0%のEVM、すなわちEVM部分で起きないエラー。
34から16に指数関数的に減少する再挿入係数kが取得され、16個の段で使用される。
さらに別の例では、OSRが1で16個の段、入力主信号1として用いられる2048個のサンプルを有するOFDMマルチキャリア信号、および前の例と同じそれぞれのサンプル値[1/2、−1/4、−1/2、3/8、1/2、−1/4、−1/2、9/16、−1/2、1/4、−1/2、5/8、−1/2、1/4、1/2、−9/16]を有する段10の間にある16個の非整数遅延手段80、を用いる。
6.0dBのPARを達成するために、以下のパラメータが使用される。
− 非予約周波数の平均電力に対して5.97dBのクリッピング閾値T。
− TR部分のための(ランダムな分布を有する)10%の予約周波数または予約トーン。
− 予約トーンの10%の電力オーバヘッド。
− 非予約トーンの0%のEVM、すなわちEVM部分で起きないエラー。
21から7に指数関数的に減少する再挿入係数kが取得され、16個の段で使用される。
再挿入係数k(+印)およびj(○印)の集合とこれの変化とを説明する本発明の第2の実施形態に従う別の図を図3bは説明する。
この例示的に実施形態によれば、それぞれのサンプル値[1/2、−1/4、−1/2、3/8、1/2、−1/4、−1/2、1/8]を有する段10の間にある8個の非整数遅延フィルタ80を有するOSRが1で8個の段、2048個のサンプルを有するOFDMマルチキャリア信号である入力主信号1が用いられる。4dBのPARを達成するために、以下のパラメータが使用される。
− 非予約周波数の平均電力に対して3.85dBのクリッピング閾値T。
− TR部分のための(ランダムな分布を有する)5%の予約周波数または予約トーン。
− 予約トーンの5%の電力オーバヘッド。
− 非予約トーンの13%のEVM。
前の例と同様に、出力信号2の周波数領域のサンプルには、
exp(−j*2π*[周波数サンプル数]*[1/2]*√N)
が乗算される。ここで、Nは2048個のサンプルに等しい。続いて、この例示的な実施形態の2番目の段10に対して、出力信号2の周波数領域のサンプルには、
exp(−j*2π*[周波数サンプル数]*[1/4]*√N)
が乗算され、以下も同様である。
ここで、図3bに説明されるように、4dBのPARを達成するために、8から3に指数関数的に減少する再挿入係数k(+印)がTR部分のために用いられ、同時に、0.4から1.1に指数関数的に増加する再挿入係数j(○印)がEVM部分のために用いられる。EVM部分のための再挿入係数(○印)は見易さのために、10倍にされている。
図示されていない別の例示的な実施形態では、6.3dBのPARを達成するために、以下のパラメータとともに、OSRが1で、同じ数の段すなわち8段を用いる。
− 非予約周波数の平均電力に対して6.17dBのクリッピング閾値T。
− TR部分のための(ランダムな分布を有する)5%の予約周波数または予約トーン。
− 予約トーンの5%の電力オーバヘッド。
− 非予約トーンの2%のEVM。
この例では、20から5に指数関数的に減少する再挿入係数k(+印)がTR部分のために用いられ、同時に、0.2から0.4に指数関数的に増加する再挿入係数j(○印)がEVM部分のために用いられる。
8段とOSRが1とを用いるさらに別の実施形態は以下を達成する。
6.8dBのPARを達成するために、以下のパラメータが使用される。
− 非予約周波数の平均電力に対して6.57dBのクリッピング閾値T。
− TR部分のための(ランダムな分布を有する)5%の予約周波数または予約トーン。
− 予約トーンの7.5%の電力オーバヘッド。
− 非予約トーンの0%のEVM。
この例では、34から16に指数関数的に減少する再挿入係数kがTR部分のために用いられる。
前述の図3bで説明されたものとほとんど同じ性能を達成するTR部分のための再挿入係数の非指数関数的に減少する分布を示す別の例示的な実施形態を図3cは説明する。この例で用いられるパラメータは以下である。
− 非予約周波数の平均電力に対して3.85dBのクリッピング閾値T。
− TR部分のための(ランダムな分布を有する)5%の予約周波数または予約トーン。
− 予約トーンの5%の電力オーバヘッド。
− 非予約トーンの13%のEVM。
図3cから見て取れるように、それぞれ8と3とであるTR部分のための2種類の再挿入係数k(+印)が考察される。再挿入係数j(○印)の分布は図3bに説明したものと同様である。
前述の通り、各段の周波数マスクまたはフィルタ10は、予約トーンの周波数位置についてのTR部分のための再挿入係数と、非予約トーンの周波数位置についての(存在する場合には)EVM部分のための再挿入係数とで構成される。
図3bを用いて、4段目の周波数マスクまたはフィルタ50の一部を生成でき、これは図4に説明される。図3bと図4とから見て取れるように、TR部分のための再挿入係数はk=5.3であり、EVM部分のための再挿入係数はj=0.63である(図3bでは10倍されている)。
前述の通り本発明の実施形態によれば、受信機へのいかなるサイド情報の送信を避けるため、予約周波数のサブセットは送信に先立って選択される。この場合には、受信機の特別な動作は必要ない。別の実施形態では、予約周波数のサブセットはチャネルの品質またはその他のいかなる理由に依存して再選択されてもよい。この場合には、受信機は予約周波数を知らされ、または発信する。
さらに本発明の実施形態に従って、予約周波数は一般的にいかなる有用な情報を運ばない。その代わりに、非予約周波数は有用な情報を運ぶことを許される。別の実施形態では、予約周波数はいくつかの種類の情報を含んでもよい。これらの実施形態では、予約周波数は受信機によってデコードされもする。
図5aは、本発明の第2の形態に係る少なくとも二つの連続して相互接続された段を備える通信に用いられる送信機のピーク電力を低減する方法のフローチャートを説明する。
ステップS1で、ある段への入力として主信号が提供される。入力主信号はマルチキャリア信号またはシングルキャリア信号である。さらに、入力主信号はもともと周波数領域または時間領域にある。
ステップS2で、入力主信号のオーバーシュート部分またはピークは、所定のクリッピング・レベルに基づいて抽出される。
ステップS3で、フィルタされたオーバーシュート部分の信号は、周波数応答を有するフィルタまたは周波数マスクを通される。ここで、少なくとも一つの段における少なくとも一つの予約周波数に対する周波数応答は、前の段における少なくとも一つの予約周波数の周波数応答より小さい。
ステップS4で、入力主信号の遅延バージョンとフィルタされたオーバーシュート部分の信号とを結合することによって、出力主信号が生成される。
図5bもまた、本発明の第2の形態に係る少なくとも二つの連続して相互接続された段を備える通信に用いられる送信機のピーク電力を低減する方法のフローチャートを説明する。しかしながらこの場合には、入力主信号はもともと周波数領域にあるとみなす。図5aと同様に、ステップS1で、ある段の入力として主信号が提供される。続いて、ステップF2で、入力主信号は逆高速フーリエ変換器に提供され、逆高速フーリエ変換器は入力主信号を時間領域に変換するように構成される。
ステップS2で、所定のクリッピング・レベルに基づいて、入力主信号のオーバーシュート部分またはピークが抽出される。
さらに、ステップF3で、ステップS2において生成されたフィルタされたオーバーシュート部分の信号がまず高速フーリエ変換器に通され、続いて、ステップS3で、周波数応答を有するフィルタまたは周波数マスクを用いて、フィルタされたオーバーシュート部分の信号が生成される。ここで、少なくとも一つの段における少なくとも一つの予約周波数に対する周波数応答は、前の段における少なくとも一つの予約周波数の周波数応答より小さい。
その後、ステップS4で、ある単一の段からの出力主信号を生成するために、フィルタされたオーバーシュート部分またはピークの信号は、入力主信号の遅延バージョンに結合される。
本発明に係る送信機のピーク電力を低減する装置100は、多くの異なる方法で実装できる。図6は本発明の第3の形態の概略ブロック図を説明する。ここでは、基地局200の例示的な実施形態は本発明による装置100を含む。図6で、例えば変調器、エンコーダ、アップ・コンバータ、フィルタ、およびその他の基地局要素のような本発明の理解に必要ない要素は省略している。図6によれば、入力主信号1は本発明による装置100に転送される。装置100からの出力信号2はさらに、デジタル・ツー・アナログ変換器(D/A)300を通されることによって、時間連続信号3に変換される。時間連続信号3は続いて電力増幅器(PA)400を用いて増幅され、PAからの出力はアンテナに供給され送信される。
当業者であれば本発明は多くの方法で実現できることを理解する。装置はデジタル回路を用いたハードウェアや単一の処理回路内のソフトウェアとして実現できる。さらに、本発明で説明されたフィルタは、FIR(有限インパルス応答)フィルタを用いても、IIR(無限インパルス応答)フィルタを用いても、FIRフィルタとIIRフィルタとの組み合わせを用いても実現できる。よって、本発明が実装されるであろう最もよいフィルタ構造を用いることが出来よう。
本発明はいくつかの好適な実施形態の観点から説明されたが、これらの代替、変形、順列、および均等物は、明細書を読み図面を観察すれば当業者には明らかであろうと意図する。従って、以下の添付の請求の範囲は、本発明の範囲に含まれるこのような代替、変形、順列および均等物を含むことを意図する。

Claims (13)

  1. 通信システムで用いる送信機のピーク電力を低減する装置(100)であって、
    前記装置(100)は、連続する相互接続されたn個の段(10)であって、nは2以上であり、前記n個の段の各段(10)は入力主信号(1)と出力主信号(2)とを有する段(10)を備え、
    前記n個の段の各段(10)は、
    所定のクリッピング・レベルに基づいて前記入力主信号のオーバーシュート部分又はピーク(31)を抽出する抽出器(30)と、
    フィルタされたオーバーシュート部分の信号(51)を生成するための周波数応答を有するフィルタ(50)であって、前記n個の段(10)の少なくとも1段における少なくとも一つの予約周波数に対する周波数応答は、前の段における前記少なくとも一つの予約周波数に対する周波数応答より小さいフィルタ(50)と、
    前記フィルタされたオーバーシュート部分の信号(51)を前記入力主信号(1)の遅延バージョン(61)から減算することにより前記出力主信号(2)を生成するように構成される合成器(70)と
    を備え
    前記フィルタ(50)は、前記n個の段(10)の少なくとも1段における少なくとも一つの非予約周波数に対する周波数応答を有し、該周波数応答は前の段における前記少なくとも一つの非予約周波数に対する周波数応答より大きいように構成され、
    前記フィルタ(50)は、前記少なくとも一つの予約周波数に第1の再挿入係数(k …k )を適用するように構成され、前記n個の段(10)の少なくとも1段における該再挿入係数(k …k )は前の段における該再挿入係数(k …k n−1 )より小さく、前記フィルタ(50)の前記少なくとも一つの予約周波数に対する周波数応答は、前記第1の再挿入係数(k …k )で表され、
    前記フィルタ(50)は、前記少なくとも一つの非予約周波数に第2の再挿入係数(j …j )を適用するように構成され、前記n個の段(10)の少なくとも1段における該再挿入係数(j …j )は前の段における該再挿入係数(j …j n−1 )より大きく、前記フィルタ(50)の前記少なくとも一つの非予約周波数に対する周波数応答は、前記第2の再挿入係数(j …j )で表され
    ことを特徴とする装置(100)。
  2. 前記n個の段(10)の間に置かれ、前記出力主信号(2)の非整数サンプルの遅延バージョンとして出力信号(3)を生成するように構成される非整数遅延フィルタ(80)をさらに含み、前記出力信号(3)は前記段(10)に後続する段の前記入力主信号(1)であることを特徴とする請求項1に記載の装置(100)。
  3. 前記少なくとも一つの予約周波数に適用される前記フィルタ(50)の前記再挿入係数(k…k)は、前記n個の段にわたって減少する傾向を示し、同時に、前記少なくとも一つの非予約周波数に適用される前記フィルタ(50)の前記再挿入係数(j…j)は、前記n個の段にわたって増加する傾向を示すことを特徴とする請求項1又は2に記載の装置(100)。
  4. 前記少なくとも一つの予約周波数に適用される前記フィルタ(50)の前記再挿入係数(k…k)は、段数(10)に対して指数関数的に又は線形に減少することを特徴とする請求項1乃至のいずれか1項に記載の装置(100)。
  5. 前記少なくとも一つの非予約周波数に適用される前記フィルタ(50)の前記再挿入係数(j…j)は、段数(10)に対して指数関数的に又は線形に増加することを特徴とする請求項1乃至のいずれか1項に記載の装置(100)。
  6. 前記抽出器(30)は、前記所定のクリッピング・レベルを超過する前記入力主信号(1)の前記オーバーシュート部分又はピーク(31)を抽出するように構成されることを特徴とする請求項1乃至のいずれか1項に記載の装置(100)。
  7. nは2以上であるn個の連続する段(10)を備える通信システムで用いる送信機のピーク電力を低減する方法であって、
    前記n個の段の各段に対して、前記方法は、
    入力主信号(1)を提供するステップ(S1)と、
    所定のクリッピング・レベルに基づいて前記入力主信号のオーバーシュート部分又はピーク(31)を抽出するステップ(S2)と、
    周波数応答を有するフィルタ(50)を用いてフィルタされたオーバーシュート部分の信号(51)を生成するステップ(S3)であって、前記n個の段の少なくとも1段における少なくとも一つの予約周波数に対する周波数応答は、前の段における前記少なくとも一つの予約周波数に対する周波数応答より小さいステップ(S3)と、
    合成器(70)を用いて前記フィルタされたオーバーシュート部分の信号(51)を前記入力主信号(1)の遅延バージョン(61)から減算することによって、前記段(10)からの出力主信号(2)を生成するステップ(S4)と
    を備え
    前記フィルタされたオーバーシュート部分の信号(51)を生成するステップ(S3)において、前記n個の段(10)の少なくとも1段における少なくとも一つの非予約周波数に対する周波数応答は前の段における前記少なくとも一つの非予約周波数に対する周波数応答より大きく、
    前記フィルタされたオーバーシュート部分の信号(51)を生成するステップ(S3)は、前記少なくとも一つの予約周波数に第1の再挿入係数(k …k )を適用するステップを備え、前記n個の段(10)の少なくとも1段における該再挿入係数(k …k )は前の段における該再挿入係数(k …k n−1 )より小さく、
    前記フィルタされたオーバーシュート部分の信号(51)を生成するステップ(S3)は、前記少なくとも一つの非予約周波数に第2の再挿入係数(j …j )を適用する工程を備え、前記n個の段(10)の少なくとも1段における該再挿入係数(j …j )は前の段における該再挿入係数(j …j n−1 )より大きい
    ことを特徴とする方法。
  8. 前記出力主信号(2)の非整数サンプルの遅延バージョンとして出力信号(3)を生成するステップをさらに備え、前記出力信号(3)は前記段(10)に後続する段の前記入力主信号(1)として提供されることを特徴とする請求項に記載の方法。
  9. 前記少なくとも一つの予約周波数に適用される前記フィルタ(50)の前記再挿入係数(k…k)は、前記n個の段にわたって減少する傾向を示し、同時に、前記少なくとも一つの非予約周波数に適用される前記フィルタ(50)の前記再挿入係数(j…j)は、前記n個の段にわたって増加する傾向を示すことを特徴とする請求項7又は8に記載の方法。
  10. 前記少なくとも一つの予約周波数に適用される前記フィルタ(50)の前記再挿入係数(k…k)は、段数(10)に対して指数関数的に又は線形に減少することを特徴とする請求項7乃至9のいずれか1項に記載の方法。
  11. 前記少なくとも一つの非予約周波数に適用される前記フィルタ(50)の前記再挿入係数(j…j)は、段数(10)に対して指数関数的に又は線形に増加することを特徴とする請求項7乃至10のいずれか1項に記載の方法。
  12. 前記抽出するステップ(S2)において、前記所定のクリッピング・レベルを超過する前記入力主信号(1)の前記オーバーシュート部分又はピーク(31)を抽出することを特徴とする請求項7乃至11のいずれか1項に記載の方法。
  13. 請求項1乃至のいずれか1項によるピーク電力を低減する装置を備える通信システムの基地局(200)。
JP2009518035A 2006-07-03 2006-07-03 通信システムにおけるピーク電力を低減する装置および方法 Expired - Fee Related JP5016035B2 (ja)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/SE2006/050237 WO2008004923A1 (en) 2006-07-03 2006-07-03 Apparatuses and a method for reducing peak power in telecommunications systems

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2009543434A JP2009543434A (ja) 2009-12-03
JP5016035B2 true JP5016035B2 (ja) 2012-09-05

Family

ID=38894804

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2009518035A Expired - Fee Related JP5016035B2 (ja) 2006-07-03 2006-07-03 通信システムにおけるピーク電力を低減する装置および方法

Country Status (4)

Country Link
US (1) US8165539B2 (ja)
EP (1) EP2036286B1 (ja)
JP (1) JP5016035B2 (ja)
WO (1) WO2008004923A1 (ja)

Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2039098A4 (en) * 2006-07-11 2014-03-12 Ericsson Telefon Ab L M DEVICES AND METHOD FOR REDUCING THE TOP PERFORMANCE IN A TRANSMITTER OF TELECOMMUNICATIONS SYSTEMS
JP2010244602A (ja) * 2009-04-03 2010-10-28 Sony Corp 信号処理装置及び方法、並びにプログラム
CN102098255A (zh) * 2009-12-15 2011-06-15 华为技术有限公司 信号合路削波方法、装置和基站
WO2012035372A1 (en) 2010-09-15 2012-03-22 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Low sample rate peak power reduction
EP2748924B1 (en) 2011-12-20 2015-09-09 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (PUBL) Radio frequency power amplifier circuit and method
US9215120B2 (en) * 2011-12-21 2015-12-15 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Multi-band crest factor reduction
JP6108543B2 (ja) * 2013-06-11 2017-04-05 株式会社日立国際電気 ピーク低減装置およびピーク低減方法
US9197360B2 (en) * 2014-04-25 2015-11-24 The Aerospace Corporation Systems and methods for reducing a relatively high power, approximately constant envelope interference signal that spectrally overlaps a relatively low power desired signal
US9391654B2 (en) * 2014-04-25 2016-07-12 The Aerospace Corporation Systems and methods for reducing a relatively high power, approximately constant envelope interference signal that spectrally overlaps a relatively low power desired signal
WO2016172860A1 (zh) * 2015-04-28 2016-11-03 华为技术有限公司 一种信号处理的方法及装置
US9654158B2 (en) 2015-10-20 2017-05-16 The Aerospace Corporation Circuits and methods for reducing an interference signal that spectrally overlaps a desired signal
US10340962B2 (en) 2016-05-06 2019-07-02 The Aerospace Corporation Amplitude domain circuits and methods for reducing an interference signal that spectrally overlaps a desired signal
US11212015B2 (en) 2020-05-19 2021-12-28 The Aerospace Corporation Interference suppression using machine learning

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3235766B2 (ja) * 1995-06-12 2001-12-04 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ マルチキャリアピーク電力抑圧送信装置
US6931079B1 (en) * 2000-06-21 2005-08-16 Broadcom Corporation Power reduction
US7266354B2 (en) * 2001-06-25 2007-09-04 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Reducing the peak-to-average power ratio of a communication signal
JP2004336564A (ja) * 2003-05-09 2004-11-25 Matsushita Electric Ind Co Ltd マルチキャリア送信装置、基地局装置及び移動体通信端末装置
JP4287225B2 (ja) * 2003-09-18 2009-07-01 株式会社日立国際電気 送信機
KR100688118B1 (ko) * 2004-04-23 2007-02-28 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 피크 전력 대평균 전력비를 감소시키기 위한 장치 및 방법
JP2006115096A (ja) * 2004-10-13 2006-04-27 Matsushita Electric Ind Co Ltd マルチキャリア通信装置およびピーク電力抑圧方法
ES2302069T3 (es) * 2004-12-21 2008-07-01 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Condicionamiento de señal con limitacion de ancho de banda.
US7792200B2 (en) * 2005-11-14 2010-09-07 Telefonaltiebolaget Lm Ericsson (Publ) Peak-to-average power reduction
JP4750592B2 (ja) * 2006-03-17 2011-08-17 富士通株式会社 ピーク抑圧方法、ピーク抑圧装置、無線送信装置
US8060034B2 (en) * 2008-08-04 2011-11-15 Panasonic Corporation Polar modulation transmission apparatus

Also Published As

Publication number Publication date
US8165539B2 (en) 2012-04-24
JP2009543434A (ja) 2009-12-03
US20090191827A1 (en) 2009-07-30
WO2008004923A1 (en) 2008-01-10
EP2036286A1 (en) 2009-03-18
EP2036286A4 (en) 2013-01-23
EP2036286B1 (en) 2018-04-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5016035B2 (ja) 通信システムにおけるピーク電力を低減する装置および方法
JP5014986B2 (ja) 直交周波数分割多重化信号においてピーク電力対平均電力比を低減する方法及びシステム
KR101714784B1 (ko) 피크 윈도윙을 이용한 피크대평균전력비 감소 방법 및 장치
US8086282B2 (en) Apparatuses and a method for reducing peak power in a transmitter of telecommunications systems
JP5161368B2 (ja) Ofdm信号のpaprを低減するための方法およびシステム
JP5172981B2 (ja) クレストファクタ低減方法および装置
US8254478B2 (en) Method for limiting local bandwidth impairment using tone reservation
EP2131545B1 (en) Technique for peak power reduction
US20090176466A1 (en) Apparatuses and a Method for Reducing Peak Power in a Transmitter of Telecommunications Systems
JP2007274075A (ja) 送信機
KR20110116511A (ko) 피크 윈도윙을 위한 스무딩 장치
Yadav et al. Nonlinearity effect of Power Amplifiers in wireless communication systems
Taşpınar et al. Dual symbol optimization‐based partial transmit sequence technique for PAPR reduction in WOLA‐OFDM waveform
KR20010069611A (ko) 다중 반송파 통신 시스템에서 지연회로를 이용한 피크대평균 전력비(papr) 저감 방법
WO2006072669A1 (en) Clipping of transmission signal
KR20060028150A (ko) 위상 회전과 선택적 매핑 방식을 이용한 실시간 피크대평균전력 감소 방법 및 이를 이용하는 데이터 송신 시스템
JP4828365B2 (ja) 送信装置およびピーク抑圧方法
WO2016001781A1 (en) Crest factor reduction of carrier aggregated signals
Tabassum et al. Peak to average power ratio reduction in NC–OFDM systems
Mohamad et al. NORM technique based PAPR reduction in MC-CDMA systems

Legal Events

Date Code Title Description
A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20111221

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20120127

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20120417

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20120518

A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20120607

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20150615

Year of fee payment: 3

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 5016035

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees