CN102769465B - 在双通道的时间交替模数转换器中的基于梯度的采样时间失配误差校正的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及在双通道的时间交替模数转换器中的基于梯度的采样时间失配误差校正的方法。在双通道的TIADC系统中以与输入信号所占的奈奎斯特区域独立的方式校正相位误差。在优选的方法中，这是使用相位误差估计的梯度来实现的。所述梯度可以由简化的线性回归表达式确定；然后自适应的方向由所述梯度的符号控制。不论所述输入信号所占的奈奎斯特区域如何，所述自适应算法收敛于最优值。

Description

在双通道的时间交替模数转换器中的基于梯度的采样时间失配误差校正的方法

相关申请的交叉引用

本申请要求2001年4月29日提交的美国临时申请号为61/480,696的权益。上述申请的全部内容通过引用并入到本文中。

背景技术

近来，在需要很高采样速率(即采样速率无法通过单个现有ADC实现)的应用中，时间交替模数转换器(Time-interleaved Analog-to-Digital Converter，TIADC)受到了相当的重视，。在TIADC中部署M个ADC，每个ADC以F_s/M运转，其中F_s为TIADC的采样速率。来自每个TIADC的输出被使用换向器以F_s被合并，以产生以F_s运转的采样速率转换器。理想地，较慢的ADC要有相同的偏移、增益和均匀采样时刻。然而，在实际中由于组件失配，这种要求难以实现。较慢的ADC的偏移值的差异在kF_s/M，k＝0，1，2，…处产生了与输入信号无关的音调(tone)。ADC的增益值的差异在±F_in+kF_s/M，k＝1，2，…处产生了寄生(或者不想要的)信号，其中F_in为输入信号的任意频率。类似地，相对于TIADC采样频率，每个ADC的采样时刻的非均匀性在与增益失配导致的凸刺(spur)的完全同样位置处产生了寄生信号。然而，由于采样时间失配导致的凸刺，与那些由于增益失配导致的凸刺是正交的。因此，由于偏移、增益和采样时间失配而产生的寄生信号显著降低了TIADC系统的性能，从而使得需要对这些误差进行估计和校正变成，以改善性能。

发明内容

在优选实施例中，在双通道TIADC系统中相位误差以一种与通过输入信号所占的奈奎斯特(Nyquist)区域无关的方式被校正。首先用两个时间交替模数转换器(TIADC)核转换输入信号，来提供给一组的两个ADC的输出作为第一和第二数字信号。TIADC核的输出被交替以形成输入言号的数字的经转换的表示。接着从第一和第二数字信号估计采样时间误差(也被称为相位误差)。接着使用相位误差估计进行相位校正，与通过输入信号所占的奈奎斯特区域无关。校正信号接着被应用到至少一个TIADC核的采样时间校正输入。

在一个实现方式中，从采样时间误差的梯度(gradient)的符号(sign)确定校正信号。在被应用到相位校正输入前，采样时间误差的梯度的符号可以进一步通过诸如有限脉冲响应滤波器之类的滤波器处理。

该方法自行导致了混合信号解决方案，以至于能够数字化地确定相位误差估计，而校正信号仍然被应用为来自相位查找表(PLUT)的模拟值输出。在特定实现方式中，根据相位查找表(PLUT)中确定校正信号，其中

${\mathrm{\μ}}^{k+1}={\mathrm{\μ}}^k-\mathrm{sign}\left(e_{\mathrm{phase}}^k\left(\mathrm{\Δt}\right)\right)\mathrm{sign}\left(m_s^k\right){\mathrm{\μ}}_{\mathrm{phase}}^k$

${\mathrm{\μ}}_{\mathrm{phase}}^{k+1}$

$=\max (\frac{{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{phase}}^k}{2},{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{phase}\min })$ 如果mod(k，k_p)＝0

其中N_i为PLUT的初始地址偏移，μ^k表示k^th迭代的变量，以及表示k^th迭代的步长，k_p为任意正数，以及e_phase(Δt_k)为在迭代k的相位误差的估计。

可以使用若干已知的用于提供相位误差的初始估计的算法中的任意一个。在题目为“Error Estimation and Correction in a Two-Channel Time Interleaved Analog to DigitalConverter”的、申请日为2009年4月7日的美国专利7,839,323中披露了一个这样的采样时间误差估计器，该专利的全部内容通过引用方式并入本文中。然而，也可以使用其他的失配误差校正算法。

附图说明

通过如附图所示的以下的本发明的示例实施例的更具体的描述，前述将变得明显，在各个附图中，相似的参考字符指代相同的部分。这些附图不必按比例绘出，而是重点示出本发明的实施例。

图1示出了占据第一奈奎斯特区域的输入信号的频谱。

图2用Δt示出了图1所示的输入信号的e_phase(Δt_k)的变化(variation)。

图3示出了占据第二奈奎斯特区域的输入信号的频谱。

图4用Δt示出了图3所示的信号的e_phase(Δt_k)的变化。

图5是采样时间失配校正的双通道时间交替的示意图。

图6示出了自适应相位误差算法(adaptive phase error algorithm)的框图。

图7用迭代k示出了当输入信号是在第一奈奎斯特区域时的PLUT^k的变化。

图8用迭代k示出了当输入信号是在第二奈奎斯特区域中时的PLUT^k的变化。

图9用迭代k示出了当输入信号在第一和第二奈奎斯特区域之间切换时的PLUT^k的变化。

图10示出了TIADC在数字收发机中的使用。

具体实施方式

下面阐述了示范性的实施例。尽管本发明唯一地由本文档所述的权利要求所定义、并且因此本发明较易受不同形式的实施例的影响，但应当理解如附图中所示和如下详细描述的一个或多个实施例仅是本发明的主旨的一个范例。。也可以理解的是，此处所特别列举和阐述的内容并非意图限制本发明。因此，任何可以出现于本文档中的对“本发明”的引用，仅仅解释为本发明所要求保护的一个方面的一个特定的示例性实施例。

时间交替模数转换器(TIADC)采用多个模拟-数字转换器(ADC)以实现高的采样速率。因此，在TIADC中采用M个这样的ADC，每个ADC以F_s/M运转，其中F_s是TIADC的采样速率。理想地，较慢的ADC要有相同的偏移、增益和均匀的采样时刻。然而在实际中，由于组件失配，这种要求难以达到。较慢ADC的偏移值的差异在kF_s/M，k＝0，1，2…，处产生了与输入信号无关的音调。ADC的增益值的差异在±F_in+kF_s/M，k＝1，2，…，处产生了寄生(或者不想要的)信号，其中F_in为输入信号的任意频率。类似地，相对于TIADC采样频率，每个ADC的采样时刻的非均匀性在与增益失配导致的凸刺的完全同样位置产生了寄生信号。然而，因采样时间失配导致的凸刺与那些由于增益失配导致的凸刺是正交的。因此，因偏移、增益和采样时间失配所导致的作为结果的寄生信号显著降低了TIADC系统的性能，从而使得这些误差的估计和校正对于改善性能而言是必须的。

此处，重点在于在双通道TIADC系统上，在该双通道TIADC系统中，采样时间(在此也被称为相位)失配误差被估计和校正。用于相位误差的表达式已经被提出，其中表明相位误差产生在奈奎斯特频率周围反射的图像凸刺。在提出的用于相位误差的表达式中，假设增益和偏移失配误差已经被校正。为了说明，相关表达式被提出为单个正弦输入信号。也可以表明该音调的幅度与相位误差量相称。

用于相位误差的表达式涉及两个ADC之间的互相关联，其与两个ADC之间的相位失配相关。将表明的是相位误差依赖于输入信号的奈奎斯特区域。例如，如果信号位于第一奈奎斯特区域，相位误差的斜率(slope)可以是正(负)的，而当信号占据第二奈奎斯特区域时该斜率变为负(正)的。在各种时刻输入频谱占据不同的奈奎斯特区域的应用中，相位误差斜率在正值和负值之间切换。从而，当相位误差斜率的符号变化时，为特定的相位误差斜率设计的任意的自适应趋于发散。

这里提出了用于相位校正的算法，该算法连续地估计相位误差的斜率并且相应地改变该算法的自适应的方向。当自适应算法实质上基于相位误差的符号时，自适应的含义是基于相位误差的斜率估计的符号。也就是说，如果当相位误差斜率是正的时候自适应算法跟随着运动的一个方向，当相位误差斜率是负的时候可以使沿着在相反方向移动。这样，无关于输入信号的奈奎斯特区域，自适应算法将总是收敛。到双通道TIADC系统的输入信号本身是训练信号，并且暗中进行相位误差的估计和校正。也就是说，执行自适应时采用了盲自适应技术。在优选实施例中，整个的自适应是混合信号过程，其中相位误差的估计是在数字域中执行的，而校正是在模拟域中执行的。不失一般性，假定通过查找表(LUT)，在数字域中的估计信息被送到模拟域中的合适的校正。例如，在自适应循环中，结合相位误差斜率，基于相位误差计算到LUT的特定地址，并且对应于LUT中的该地址的值被用于双通道TIADC系统中的合适的模拟电路以实现校正。

相位误差校正

在本节中，考虑仅具有相位误差的双通道TIADC系统。假设增益和相位失配误差已经被校正。另外，输入信号假设具有形式其中F_i为任意输入频率，为任意相位。

双通道TIADC系统的输出如下给出：

其中，T＝1/F_s，并且F_s是双通道TIADC系统的采样频率。组合上面等式中的偶数和奇数时刻，

$y\left(n\right)=\cos \left(2\mathrm{\π}{F}_i\right[\mathrm{nT}+\frac{\mathrm{\Δt}}{2}-{(-1)}^n\frac{\mathrm{\Δt}}{2}]+\mathrm{\φ})---\left(2\right)$

假设对应于偶数时刻的输出是来自ADC1的输出，而那些对应于奇数时刻的输出是来自ADC2的输出。也就是说，ADC1在时刻2nT采样输入信号，而ADC2在时刻(2n+1)T+Δt采样输入信号。从而，Δt为采样时间误差。需要注意的是，对一个输出中的整个相位的分组(grouping)不失一般性。

上面的等式(2)可以因而被扩展为

$y\left(n\right)=\cos \left(2\mathrm{\π}{F}_i\right[\mathrm{nT}+\frac{\mathrm{\Δt}}{2}]+\mathrm{\φ})\cos \left({(-1)}^n\mathrm{\π}{F}_i\mathrm{\Δt}\right)$

$+\sin \left(2\mathrm{\π}{F}_i\right[\mathrm{nT}+\frac{\mathrm{\Δt}}{2}]+\mathrm{\φ})\sin \left({(-1)}^n\mathrm{\π}{F}_i\mathrm{\Δt}\right)---\left(3\right)$

可以看出cos((-1)ⁿπF_iΔt)＝cos(πF_iΔt)。由于sin()为奇函数，以及(-1)ⁿ＝cos(nπ)，那么sig((-1)ⁿπF_iΔt)＝cos(nπ)sin(πF_iΔt)。使用sin(a)cos(nπ)＝sin(a-nπ)以及nπ＝πF_snT，上面的等式可以写为

y(n)＝cos(πF_iΔt)cos(2πF_int+πF_iΔt+φ)

+sin(πF_iΔt)sin(2πF_inT+πF_iΔt-πF_snT+φ)

＝cos(πF_iΔt)cos(2πF_int+πF_iΔt+φ)

+sin(πF_iΔt)sin((2πF_i-πF_s)nT+πF_iΔt+φ)          (4)

假设Δt与T相比较很小，cos(πF_iΔt)≈1并且sin(πF_iΔt)≈πF_iΔt。从而，

$y\left(n\right)\≈\cos (2\mathrm{\π}{F}_i\mathrm{nT}+\mathrm{\π}{F}_i\mathrm{\Δt}+\mathrm{\φ})$

$+\left(\mathrm{\π}{F}_i\mathrm{\Δt}\right)\sin ((2\mathrm{\π}{F}_i-\mathrm{\π}{F}_s)\mathrm{nT}+\mathrm{\π}{F}_i\mathrm{\Δt}+\mathrm{\φ})---\left(5\right)$

现在可以从上面等式看出相位误差产生了具有与采样失配时间Δt成比例的幅度的图像音调。

众所周知，两个序列之间的相关性提供了关于在它们之间的时延的信息。为此，定义了两个序列，y₁(n)和y₂(n)，相应作为来自ADC1和ADC2的输出。从而

y₁(n)＝y(2n)                    (7)

y₂(n)＝y(2n+1)                  (8)

现在将作为时间失配的函数的相位误差定义为

$e_{\mathrm{phase}}\left(\mathrm{\Δt}\right)=\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\{y_1(n-1-k)y_2(n-1-k)-y_2(n-1-k)y_1(n-k)\}$

$=\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_2(n-1-k)\{y_1(n-1-k)-y_1(n-k)\}---\left(9\right)$

其中N是来自在e_phase(Δt)估计中使用的两个ADC的采样数目。上面等式也可以写为

$e_{\mathrm{phase}}\left(\mathrm{\Δt}\right)=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-2}{\mathrm{\Σ}}}\{y_1(n-k)y_2(n-k)-y_2(n-k)y_1(n-1-k)\}$

$=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-2}{\mathrm{\Σ}}}{y}_2(n-k)\{y_1(n-k)-y_1(n-1-k)\}---\left(10\right)$

由

$e_{\mathrm{phase}}\left(\mathrm{\Δt}\right)=\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\{y_1(n-1-k)-y_2(n-1-k)\}}^2$

$-{\{y_2(n-1-k)-y_1(n-k)\}}^2---\left(11\right)$

给出的相位误差的替代表达式也提供了关于在两个ADC之间的相位误差的信息。再次地，等式11也可以写为

$e_{\mathrm{phase}}\left(\mathrm{\Δt}\right)=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-2}{\mathrm{\Σ}}}{\{y_1(n-k)-y_2(n-k)\}}^2$

$-{\{y_2(n-k)-y_1(n-1-k)\}}^2---\left(12\right)$

相位误差的另一个表达式可以写为

$e_{\mathrm{phase}}\left(\mathrm{\Δt}\right)=\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}|y_1(n-1-k)-y_2(n-1-k)|$

$-|y_2(n-1-k)-y_1(n-k)|---\left(13\right)$

或者，可替代地，

$e_{\mathrm{phase}}\left(\mathrm{\Δt}\right)=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-2}{\mathrm{\Σ}}}|y_1(n-k)-y_2(n-k)|$

$-|y_2(n-k)-y_1(n-1-k)|---\left(14\right)$

现在看一下随着在不同奈奎斯特区域中的采样时间失配的相位误差的变化。作为示例，考虑具有采样频率F_s＝500MHz的90MHz的正弦信号。应注意输入信号在第一奈奎斯特区域中。这样的信号的频谱在图1中示出。在该频谱中也看见在160MHz处的强音调。这是因采样时间失配而创建的图像凸刺。

为了解释的目的，选取以等式9为特征的相位误差等式。图2用Δt示出了作为该信号的TIADC的采样时间的一部分的e_phase(Δt)的变化。接着，考虑在第二奈奎斯特区域中的信号。为此，选择具有与上文中提到的相同的采样频率的290MHz的正弦信号。混叠信号(aliased signal)的频谱在图3中示出。在40MHz处的强声调是因采样失配导致的图像凸刺。

图4示出了对于在第二奈奎斯特区域的信号的e_phase(Δt)的变化。从图4中可以看到，相位误差斜率与图2示出的相位误差斜率相反。

现在假设基于相位误差符号(也就是说，sign(e_phase(Δt)))的自适应算法。参见图2，可以看出当sign(e_phase(Δt))为负时自适应算法将移动到右边，并且当sign(e_phase(Δt))为正时将移动到左边。这样，自适应算法对于e_phase(Δt)≈0将收敛于时间失配值。现在将该算法应用于当输入信号位于第二奈奎斯特区域中时的情况。

从图4也可以看出，当sign(e_phase(Δt))为负时自适应算法将“移动到右边”，并且当sign(e_phase(Δt))为正时移动到左边。这导致算法的收敛。因此，自适应算法应该把相位误差斜率考虑在内。为此，这里给出了一种使用被称为梯度(或斜率)滤波的技术来评估相位误差的斜率的方法。

假设对应于Δt_k的e_phase(Δt_k)的P值是可用的。使用线性回归的过程，可以通过具有由e_p＝a+mΔt给出的等式的这些点进行直线拟合(fit a line)，其中a为由下式给出的截距

$a$

$=\frac{\left({\mathrm{\Σ}}_k{e}_{\mathrm{phase}}\left(\mathrm{\Δ}{t}_k\right)\right)\left({\mathrm{\Σ}}_k\mathrm{\Δ}{t}_k^2\right)-\left({\mathrm{\Σ}}_k\mathrm{\Δ}{t}_k\right)\left({\mathrm{\Σ}}_k{e}_{\mathrm{phase}}\left(\mathrm{\Δ}{t}_k\right)\mathrm{\Δ}{t}_k\right)}{P\left({\mathrm{\Σ}}_k\mathrm{\Δ}{t}_k^2\right)-{\left({\mathrm{\Σ}}_k\mathrm{\Δ}{t}_k\right)}^2}---\left(15\right)$

并且斜率m由下式给出：

$m$

$=\frac{P\left({\mathrm{\Σ}}_k{e}_{\mathrm{phase}}\left(\mathrm{\Δ}{t}_k\right)\mathrm{\Δ}{t}_k\right)-\left({\mathrm{\Σ}}_k\mathrm{\Δ}{t}_k\right)\left({\mathrm{\Σ}}_k{e}_{\mathrm{phase}}\left(\mathrm{\Δ}{t}_k\right)\right)}{P\left({\mathrm{\Σ}}_k\mathrm{\Δ}{t}_k^2\right)-{\left({\mathrm{\Σ}}_k\mathrm{\Δ}{t}_k\right)}^2}---\left(16\right)$

应当注意的是，此处真正受关注的是m的符号，因为自适应的方向是由它控制的。因此，不论输入信号的奈奎斯特区域，基于sign(e_phase(Δt_k))和sign(m)乘积的自适应算法将总是收敛。

通过选择在0附近的Δt_k的反对称分布，∑_kΔt_k＝0。因此，等式16可以写为

$m=\frac{{\mathrm{\Σ}}_k{e}_{\mathrm{phase}}\left(\mathrm{\Δ}{t}_k\right)\mathrm{\Δ}{t}_k}{{\mathrm{\Σ}}_k\mathrm{\Δ}{t}_k^2}---\left(17\right)$

上面等式中的分母总是正的，并且因此m的符号可以写为

$m_s=\mathrm{sign}\left(m\right)=\mathrm{sign}\left(\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{e}_{\mathrm{phase}}\left(\mathrm{\Δ}{t}_k\right)\mathrm{\Δ}{t}_k\right)---\left(18\right)$

因此，知道了按P顺序的(e_phase(Δt_k)，Δt_k)的一对值，就能获得m的符号。如果选择了P为奇数，则

$\mathrm{\Δ}{t}_k=k-\frac{P-1}{2},k=\mathrm{0,1},\·\·\·,P-1---\left(19\right)$

另一方面，如果P被选择为偶数，则

Δt_k＝2k-(P-1)，k＝0，1，…，P-1             (20)

应当注意对于P的奇数和偶数值二者的Δt_k的值是反对称的，并且因此可以形成线性相位有限脉冲响应(FIR)滤波器的系数。从而仅一半的Δt_k值便足以获得m的符号。同样，从具体实施的视角来看，为了自适应算法对在相位误差斜率的符号中的改变快速调整，P值必须保持为小。

现在可以提供一种基于(e_phase(Δt_k)的符号和m的乘积的用于补偿采样时间失配误差的自适应算法。

采样时间失配算法

在图5中示出用于双通道的TIADC的实现采样时间校正的简单原理图。时钟电路150例如是两个ADC核，也就是，ADC1 102-1和ADC2 102-2，在F_s/2处采样输入信号101。也就是说，对于在F_s工作的时钟，ADC1 102-1在(比如说)奇数采样时钟时刻采样，而ADC2 102-2在偶数采样时钟时刻采样输入信号101。来自ADC1102-1和ADC2 102-2的采样由数字信号处理器(DSP)122收集，并且定期评估相位误差。DSP 122接着运行自适应算法，以结合相位误差梯度的符号确定相位误差的符号，从而用采样时间校正输入来供给(feed)相位查找表(LUT)118。

实现自适应算法的框图在图6中示出。一般而言，自适应算法的输出形成了到相位LUT(PLUT)118的地址。PLUT118的输出接着直接或者间接为时钟和采样时间校正电路150提供了相应的采样时间校正。

假设PLUT 118的大小为N_phase。如果在两个ADC 102-1和ADC2之间的最大相位失配为±X_p，那么PLUT 118的条目将直接或者间接地覆盖[-X_p，X_p]单位的范围。在PLUT 118中的条目的分布可以是线性的、对数的或者基于任意其他的依赖于影响校正的模拟电路的特性的分布。

用PLUT^k表示PLUT 118在k^th迭代的地址。用μ^k表示在k^th迭代的变量，以及用表示自适应算法在k^th迭代的步长。这里，假设

其中μ_phasemin和μ_phasemax分别为的最小和最大值。用于校正相位误差的自适应算法可以因此写为

${\mathrm{\μ}}^{k+1}={\mathrm{\μ}}^k-\mathrm{sign}\left(e_{\mathrm{phase}}^k\left(\mathrm{\Δt}\right)\right)\mathrm{sign}\left(m_s^k\right){\mathrm{\μ}}_{\mathrm{phase}}^k---\left(23\right)$

${\mathrm{\μ}}_{\mathrm{phase}}^{k+1}$

$=\max (\frac{{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{phase}}^k}{2},{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{phase}\min })$ 如果mod(k，k_p)＝0     (24)

其中N_i为PLUT的初始地址(比如说N_phase/2)，μ⁰＝0，以及k_p为任意正数。

N_i值也作为对于输入到PLUT 118的地址的偏置。既然PLUT的地址在0到N_phase-1范围变动，只有正值是允许的。因此μ^k可以为负的或者正的，而N_i被如此选取以致PLUT^k∈[0 N_phase-1]。必须指出的是，是使用等式9估计的，并且是使用等式18估计的。由于PLUT^k指的是PLUT的地址，只有当等式22中的μ^k改变整数值时，更新才会发生。从而在μ^k改变整数值时的时刻，也被评估在收敛处，PLUT^k表示导致e_phase(Δt)的最小值的PLUT的最优地址。

现在更为具体的，算法使用值e_phase(Δt_k)202以及斜率m 203(例如，e_phase(Δt_k)Δt_k)的值的运行和(running sum)作为输入。接着，一对符号块204、205确定相位的符号和相位的斜率。所述符号被相乘(其可以由XOR块208实现)，并且它们与相位LUT步长数量μ^k再次相乘210。

信号接着被送到由和时钟212和延迟214实现的滤波器。这个布置提供了有限脉冲响应(FIR)滤波器；将可以理解的是可以使用其他类型的数字滤波器，诸如无限脉冲响应(IIR)，结合FIR/IIR或其他类型的数字滤波器。混合块216接着选择浮点滤波器输出的整数部分(例如，混合点部分)。接着将这些整数值与N_i相加218，以确定PLUT 118的输入地址。

实验结果

接着介绍的是基于双通道TIADC集成电路的输出的一些实验结果。在第一个实验中，使用了具有90MHz频率的正弦信号。双通道TIADC系统的采样频率为500MHz。上面提到的自适应算法接着针对两个ADC的输出运行。

图7用迭代k示出了PLUT^k的收敛，假设N_phase＝256且P＝5。从图中可以看到，PLUT^k收敛于在127和128之间的值，127和128是与e_phase(Δt)的最小值的邻近相对应的地址。为了核实收敛，图2中值得注意的是，在127和128之间e_phase(Δt)跨过0。这确认了自适应算法的收敛。

在第二个实验中，使用了具有290MHz频率的正弦信号作为输入。值得注意的是，输入信号在第二奈奎斯特区域中。图8示出具有迭代k的PLUT^k的收敛。在此图中可以看到在收敛到与在122和123之间的PLUT的地址位置相对应的e_phase(Δt)的最小值前，算法先发散。发散的原因是其在相位误差梯度被评估之前需要e_phase(Δt)的P值。一旦斜率被估计，自适应算法接着沿着正确的方向进行移动以收敛。这种收敛可以从图4核实，在图4中e_phase(Δt)在这些地址值之间跨过0。

当输入信号切换奈奎斯特区域时，看到该算法的鲁棒性。对于这个实验，输入信号有一段时间为90MHz音调并且接着切换至290MHz音调。图9用迭代k示出PLUT^k的收敛。可以看到，只要输入为90MHz的音调，算法就落到在127和128之间的PLUT地址。当输入从90MHz的音调变化到290MHz的音调时，为了P点的最大化，在沿着正确的方向移动之前，算法首先沿着错误的方向移动。这是因为它需要P相位误差值的最大化以评估相位误差的梯度。一旦建立了正确的方向，算法就朝着PLUT的最优地址移动，其大约是123。因此可以看到自适应算法是鲁棒的，与输入信号所占的奈奎斯特区域无关。

在数字系统中的使用

上面的关于模数转换器的教导在电子设备和系统领域中具有广泛的应用。一个示范性的系统是数字信号收发机。在这样的系统中，接收机可以包括前端模型信号处理组件，诸如放大器，滤波器和下变频器。时间交替模数转换器使用两个或者更多的子单元转换器来提供代表已接收的感兴趣的信号的数字信号。整个接收的感兴趣的带宽的数字化可能需要很高的采样速率；因此，如上所述的交替系统可以提供相对于其他转换技术的优点。

图10示出了一个这样的示范性的连接的收发机系统1200，用以发射和接收射频(RF)信号。该RF信号可以是从天线接收的无线信号或者可以是在诸如来自同轴电缆，光纤或与其类似的线路上接收的。收发机1200发送数据给数字设备1211(诸如计算机，电话，电视，照相机或任意数目的数字设备)并且接收来自该数字设备1211的数据。

图10中所示的收发机1200使用在本文中教导的宽带、时间交替、模数转换器(ADC)1206以对所接收的信号进行数字化。来自宽带ADC 1206的输出可以被数字化地调谐，而不是用模拟调谐器，从而实现了比替代方法更低的功率消耗。

更具体而言，在示范性系统1200中，信号通过双工器1202耦合，双工器1202将下行流(所接收的)信号1220与上行流(所发送的)信号1222分离开来。双工器1202导引所接收的信号至可变增益放大器(VGA)1204，可变增益放大器(VGA)1204在将所接收的信号通过滤波器1205发送至宽带ADC 1206前，放大所接收的信号。时间交替ADC 1206数字化所接收的信号，接着传递经数字化的信号1204到数字调谐器和解调器1208。这些已经解调的信号可以接着通过访问控制1210并随后被供给到数字接口1270。

完整的数字收发机1200还典型地包括相应的发送组件，诸如解调器1216，数模转换器1218和放大器1224。在收发机1200内部的CPU可以进一步控制其操作。还应该理解的此处没有示出其他组件(诸如上变频器和下变频器)可以形成收发机1200的一部分。

本领域技术人员可以理解的是，与上面所公开的实施例有关的各种说明性的组件、逻辑块、信号处理块、模块、电路和算法步骤可以实现为模拟或者数字电子硬件，或者实现为计算机软件，或者实现为这些的组合。为了清楚地说明硬件和软件的这种可交换性，各种说明性的组件、块、模块、电路和步骤已经一般性地依据它们的功能性在前面阐述。这样的功能性被实现为依赖特定应用和施加于整个系统的设计约束的硬件或者软件。对于每个特定应用，本领域技术人员可以以不同的方式实现所阐述的功能性，但是这些实现决策不能被理解为脱离本发明范围。

可以用通用处理器、数字信号处理器(DSP)或者其他逻辑器件、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)、离散门(discrete gate)或者晶体管逻辑、离散(discrete)硬件组件，或者被设计为执行在此所描述的功能的在它们的任意组合来实现或者执行各种与在此所公开的实施例有关的说明性的组件、逻辑块、模块和电路。通用处理器可以是任意的传统的处理器、控制器、微控制器、状态机或者类似物。处理器也可以被实现为计算机设备的结合，例如DSP和微处理器、多个微处理器、连同DSP核的一个或者多个微处理器或者任意其他这样的配置的结合。

与其中所公开的实施例有关的所述的方法或者算法的步骤可以直接体现为硬件、由处理器执行的软件或者固件模块、或者它们的组合。软件产品可以存在于RAM存储器、闪速存储器、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移动盘、CD-ROM或者本领域已知的任意其他形式的存储介质中。示例性的存储介质被耦合至处理器，这样处理器可以从存储介质读取信息并且向存储介质写入信息。可替代地，存储介质可以被集成到处理器中。处理器和存储介质可以存在于ASIC中。

结论

在此公开中阐述了一种用于校正在双通道TIADC系统中的相位误差的鲁棒算法，其独立于输入信号所占的奈奎斯特区域。自适应算法基于使用滤波器对相位误差梯度的估计。滤波器系数能够从简化的线性回归表达式中导出。自适应的方向由梯度的符号控制。自适应算法收敛于与输入信号所占的奈奎斯特区域无关的最优值。自适应算法的功效以基于双通道TIADC的实验性结果的方式示出。

提供了在前阐述的所公开的实施例，使得任意的本领域技术人员能够制造或者使用本发明。对于本领域技术人员而言，对这些实施例的各种修改将是显而易见的，并且于此所定义的一般原理可以应用于其他实施例而不脱离本发明的范围和精神。因此，并不意在将本发明限制到在本文中示出的实施例，而是给予最大的与在本文中所公开的原理和新特征相一致的范围。

尽管参照本发明的示例性实施例具体示出和说明了本发明，但本领域技术人员将可以理解的是，可以对本发明的形式和细节进行各种改变，而不脱离由所附权利要求所包含的本发明的范围。

Claims (20)

1.一种与时间交替模数转换器一起使用的方法，包括：

透过模数转换器ADC转换模拟输入信号以提供给一组两个ADC输出，作为第一和第二数字信号；

根据所述第一和第二数字信号估计采样时间误差；

根据所述采样时间误差而与由所述模拟输入信号所占的奈奎斯特区域无关地确定校正信号；以及

将所述校正信号应用到所述模拟至数字转换步骤。

2.如权利要求1所述的方法，其中，所述采样时间误差是数字值，并且所述校正信号是模拟信号。

3.如权利要求1所述的方法，还包括：

在存储值查找表中查找所述校正信号。

4.如权利要求3所述的方法，其中，确定所述校正信号的步骤还包括：

在相位查找表PLUT中存储校正值，其中

${\mathrm{\μ}}^{k+1}={\mathrm{\μ}}^k-sign\left(e_{phase}^k\right(\mathrm{\Δ}t))sign\left(m_s^k\right){\mathrm{\μ}}_{phase}^k$

$\begin{array}{c}{\mathrm{\μ}}_{phase}^{k+1}\\ =\max (\frac{{\mathrm{\μ}}_{phase}^k}{2},{\mathrm{\μ}}_{phasemin})\end{array}$ 如果mod(k,k_p)＝0

其中，N_i为PLUT的初始地址偏移，μ^k表示k次迭代处的变量，以及表示k次迭代处的步长， 为k次迭代处的斜率，k_p为任意正数，以及e_phase(Δt_k)为在迭代k处的相位误差估计，k＝0,1,…,P-1，其中，P为对应于Δt_k的e_phase(Δt_k)的可用的P值，且μ_phasemin和μ_phasemax分别为的最小和最大值。

5.如权利要求4所述的方法，还包括：

对所述PLUT的输入进行滤波。

6.如权利要求1所述的方法，还包括：

交替所述第一和第二数字信号，以形成表示所述模拟输入信号的数字转换器。

7.一种与时间交替模数转换器一起使用的方法，包括：

透过模数转换器ADC转换模拟输入信号以提供给一组两个ADC输出，作为第一和第二数字信号；

根据所述第一和第二数字信号估计采样时间误差；

根据所述采样时间误差而与由所述模拟输入信号所占的奈奎斯特区域无关地确定校正信号；

将所述校正信号应用到所述模拟至数字转换步骤；以及

其中，所述确定校正信号的步骤包括估计所述采样时间误差的梯度。

8.如权利要求7所述的方法，其中，确定所述校正信号的步骤还包括确定所述采样时间误差的梯度的符号。

9.如权利要求8所述的方法，其中，确定所述校正信号还包括对所述采样时间误差的梯度的符号进行滤波。

10.如权利要求9所述的方法，其中，所述滤波步骤为有限脉冲响应FIR滤波步骤。

11.一种用于时间交替模数转换器的装置，包括：

两个或者更多个时间交替模数转换器TIADC核，提供一组的两个ADC输出作为第一和第二数字信号，所述TIADC核中的至少一个具有校正输入；

信号交替器，用于组合所述第一和第二数字信号，以形成所述输入信号的经数字转换的表示；

数字信号处理运算器，用于

根据所述第一和第二数字信号估计相位误差估计，以提供相位误差估计；以及

根据所述相位误差估计而与由所述输入信号所占的奈奎斯特区域无关地确定校正信号；以及

所述校正信号被连接到所述TIADC核中的至少一个的采样时间校正输入。

12.如权利要求11所述的装置，还包括：

斜率检测器，用于确定所述相位误差估计的斜率。

13.如权利要求12所述的装置，还包括：

符号运算，用于确定所述相位误差估计的斜率的符号。

14.如权利要求13所述的装置，还包括：

有限脉冲响应FIR滤波器，用于对所述相位误差的梯度的符号进行滤波。

15.如权利要求12所述的装置，其中，所述相位误差估计为数字值并且所述校正信号为模拟信号。

16.如权利要求12所述的装置，还包括查找表，用于提供所述校正信号。

17.如权利要求12所述的装置，其中，还根据所述相位误差估计的斜率而根据表示由所述输入信号所占的奈奎斯特区域的值来确定所述校正信号。

18.如权利要求12所述的装置，还包括相位查找表PLUT，用于确定所述校正信号，其中

${\mathrm{\μ}}^{k+1}={\mathrm{\μ}}^k-sign\left(e_{phase}^k\right(\mathrm{\Δ}t))sign\left(m_s^k\right){\mathrm{\μ}}_{phase}^k$

$\begin{array}{c}{\mathrm{\μ}}_{phase}^{k+1}\\ =\max (\frac{{\mathrm{\μ}}_{phase}^k}{2},{\mathrm{\μ}}_{phasemin})\end{array}$ 如果mod(k,k_p)＝0

其中，N_i为PLUT的初始地址偏移，μ^k表示k次迭代处的变量，以及表示k次迭代处的步长， 为k次迭代处的斜率，k_p为任意正数，以及e_phase(Δt_k)为在迭代k处的相位误差估计，k＝0,1,…,P-1，其中，P为对应于Δt_k的e_phase(Δt_k)的可用的P值，且μ_phasemin和μ_phasemax分别为的最小和最大值。

19.如权利要求18所述的装置，还包括滤波器，用于处理所述PLUT的输入。

20.一种通信系统，包括：

通信信号接收机，用于接收输入信号；

模数转换器ADC，与所述接收机连接，用于产生数字输入信号；以及

解调器，用于对所述数字输入信号进行数字解调；其中所述ADC还包括：

两个或者更多个时间交替模数转换器TIADC核，提供至少第一和第二数字信号，至少一个TIADC核具有校正输入；

数字信号处理器，用于：

根据所述第一和第二数字信号确定相位误差估计；以及

根据所述相位误差估计而与由所述第一和第二数字信号所占的任何奈奎斯特区域无关地产生校正信号。