CN102684490A - 应用于单电感双输出降压变换器的定频准滑模控制器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种应用于单电感双输出降压变换器的定频准滑模控制器，包括：等效续流占空比检测器，用于检测电感电流的等效续流占空比信号；定频准滑模等效控制信号发生器，用于输出定频准滑模等效控制信号；第一比较器comp1，用于输出同步时序管S1和同步时序管S2的控制信号D1和D2；动态续流产生电路，用于产生续流管S3的控制信号并根据当前时刻的电感电流续流占空比信号选择下一时刻的续流电流。本发明相比于现有技术的控制器能够进一步克服单电感双输出降压变换器中电压交调过大和瞬态响应速度较差的问题，并同时能在保持系统高效率和快速响应的前提下大大提高单电感双输出降压变换器的负载工作范围。

Description

应用于单电感双输出降压变换器的定频准滑模控制器

技术领域

本发明涉及单电感双输出降压变换器，特别涉及一种应用于单电感双输出降压变换器的定频准滑模控制器。

背景技术

由于单电感双输出降压变换器能够在只使用一个片外电感的情况下产生两路不同的电压输出，减少了供电模块的体积，使得其在便携式产品应用中受到广泛青睐；而在不影响系统效率的前提下提高系统的响应速度和降低两路输出电压间的交调成为该领域的核心研究部分，直接决定了整个开关电源供电模块的性能。单电感双输出降压变换器为一种具有快速响应和小交调的控制系统。

单电感双输出降压变换器的两路输出共用一个电感电流，当其中一路发生负载跳变时，该变换器会进入连续导通模式，使得一路输出电流的初始值依赖于另一路输出电流的大小，从而产生较大的电压交调。同时由于两路输出工作在分频模式，使得其中一路负载跳变时，控制器要等另一路工作周期完成后才能对该路进行调节控制，使得该变换器具有较差的瞬态响应速度。为了解决该变换器的上述缺点，现有技术的单电感双输出降压变换器一般包括电感、控制电感电流的功率开关管、两路输出支路以及改变功率开关管导通时序的控制器。

所述的功率开关管一般由同步时序管S1、同步时序管S2、续流管S3、分时传输管S4以及分时传输管S5组成；同步时序管S1以及S2控制电感充放电，分时传输管S4以及S5分时工作从而将电感中的能量分别传输到两路不同的输出；续流管S3在电感电流降低到续流电流值时导通，续流管S3将电感电流钳位于续流电流值，使得整个变换器工作在伪连续导通模式(PCCM)从而减小电感纹波和输出电压间的交调。所述的两路输出支路均由负载以及输出滤波电容构成。

现有技术中的控制器有电压反馈控制器及峰值电流控制器两种。

如图1所示，所述的电压反馈控制器通过对输出电压进行采样，根据降压变换器的小信号模型进行补偿后产生误差放大信号，该误差放大信号与三角波信号进行比较产生方波信号控制5个功率开关管的时序，从而达到控制单电感双输出降压变换器的目的。由于该电路只采用了输出端电压作为反馈信号，使得补偿后的系统主极点处在低频处，使得该电路的瞬态响应速度过慢。

如图2所示，峰值电流控制器通过采集输出端的电压信号，根据峰值电流控下降压变换器的小信号模型进行补偿后，得到峰值电流控制信号，同时将采样得到的电感电流信号与该峰值电流控制信号进行比较从而得到控制5个功率开关管的控制信号。虽然该电路同时采取了降压变换器的输出电压和电感电流信号，但是该控制器依然是根据控制器静态工作点进行小信号补偿的，对大信号变化的响应速度依然不理想。

发明内容

本发明提供了一种应用于单电感双输出降压变换器的定频准滑模控制器，相比于现有技术的电压反馈控制器以及峰值电流控制器，能够进一步克服单电感双输出降压变换器中电压交调过大和瞬态响应速度较差的问题。

一种应用于单电感双输出降压变换器的定频准滑模控制器，所述的变换器((即所述的单电感双输出降压变换器，在没有特殊说明的前提下，以下简称变换器))包括电感、控制所述电感电流的功率开关管、两路输出支路以及改变所述功率开关管导通时序的控制器((即所述的定频准滑模控制器，在没有特殊说明的前提下，以下简称控制器))；所述的功率开关管包括同步时序管S1、同步时序管S2、续流管S3、分时传输管S4以及分时传输管S5，所述的输出支路包括负载以及滤波电容；所述的控制器包括：

等效续流占空比检测器，用于采集所述负载的输出信号V_o1或V_o2，输出电感电流续流占空比信号u_Leq1或u_Leq2与输出信号的乘积信号V_o1u_Leq1或V_o2u_Leq2；

定频准滑模等效控制信号发生器，用于接收所述的乘积信号V_o1u_Leq1或V_o2u_Leq2以及所述滤波电容的电流信号i_C1或i_C2，输出定频准滑模等效控制信号

或

所述的定频准滑模等效控制信号

以及

分别满足如下算式：

${\mathrm{\β}}_1{V}_g{u}_{\mathrm{eq}1}^{*}=-k_{i1}{i}_{C1}+k_{v1}(V_{\mathrm{ref}1}-{\mathrm{\β}}_1{V}_{o1})+{\mathrm{\β}}_1{u}_{\mathrm{Leq}1}{V}_{o1}+k_{e1}\∫(V_{\mathrm{ref}1}-{\mathrm{\β}}_1{V}_{o1})\mathrm{dt}---\left(1\right)$

${\mathrm{\β}}_2{V}_g{u}_{\mathrm{eq}2}^{*}=-k_{i2}{i}_{C2}+k_{v2}(V_{\mathrm{ref}2}-{\mathrm{\β}}_2{V}_{o2})+{\mathrm{\β}}_2{u}_{\mathrm{Leq}2}{V}_{o2}+k_{e2}\∫(V_{\mathrm{ref}2}-{\mathrm{\β}}_2{V}_{o2})\mathrm{dt}---\left(2\right)$

式(1)及式(2)中，β₁和β₂分别为输出电压V_o1以及V_o2的反馈系数；V_g为变换器的输入电压；k_i1和k_i2分别为电流信号i_C1和i_C2的线性运算系数；V_ref1和V_ref2分别为控制器的预设基准电压，，则V_ref1-β₁V_o1和V_ref2-β₂V_o2分别为反馈信号与预设基准电压的误差信号，∫(V_ref1-β₁V_o1)dt和∫(V_ref2-β₂V_o2)dt为所述误差信号的两路积分信号；k_v1和k_v2分别为两路误差信号的线性运算系数；k_e1和k_e2分别为两路积分信号的线性运算系数；

第一比较器comp1，用于接收所述的定频准滑模等效控制信号

或以及预设的三角波信号，将所述的定频准滑模等效控制信号

或

与三角波信号进行比较，输出同步时序管S1和同步时序管S2的控制信号D1和D2；

动态续流产生电路，用于接收所述电感的放电电流i_L，将所述的放电电流i_L与变换器当前时刻的续流电流i_ref进行比较，产生续流管S3的控制信号fw；并根据当前时刻电感电流续流占空比信号选择下一时刻的续流电流i_ref。

本发明的控制器能够应用于具有快速响应和小交调的单电感双输出降压变换器的控制系统。本发明的控制器基于一种新型非线性控制技术方案，综合考虑了降压变换器的小信号和大信号纹波，使得变换器具有快速响应特性的同时具有较小的输出电压交调。同时，动态续流产生电路采用了一种新的动态电流续流技术，能在保持系统高效率和快速响应的前提下大大提高单电感双输出降压变换器的负载工作范围。本发明的控制器实现的具有动态续流电流的准滑模控制器能够实现全片上集成，减少了外围器件数量，使得该单电感双输出降压变换器能够在便携式电子设备中具有广泛应用。

下面介绍本发明的优选技术方案。

进一步地，所述的等效续流占空比检测器包括：

模拟乘法器，用于将所述的输出信号V_o1或V_o2的反馈信号β₁V_o1或β₂V_o2与电感电流续流电占空比信号u_Leq1或u_Leq2相乘，输出乘积信号β₁V_o1u_Leq1或β₁V_o2u_Leq2。

等效续流占空比检测器是用来检测单电感双输出降压变换器两路的等效续流占空比从而产生定频定频准滑模等效控制信号。更进一步地，所述的模拟乘法器包括构成电流镜连接的MOS管M2、M3和M4，电容CL1、CL2和CL3，用以控制电容CL1、CL2和CL3充电的开关管SL1～SL4，用以控制电容CL1、CL2和CL3放电的MOS管M5、M6；所述的开关管SL1与电容CL1串联后耦接于所述MOS管M3的漏极，所述的开关管SL2与电容CL2串联后耦接于所述MOS管M4的漏极，所述的开关管SL3耦接于所述电容CL1与电容CL3之间，所述的开关管SL4耦接于所述电容CL2与电容CL3之间；所述MOS管M5的漏极并联于开关管SL1与电容CL1之间；所述MOS管M6的漏极并联于开关管SL2与电容CL2之间。上述技术方案中，MOS管M2，M3和M4构成一组电流镜，使得M3和M4中的电流跟随着降压变换器的输出电压变化而变化。所述的开关管SL1～4的导通时序受系统时钟和所述续流管S3的控制信号fw控制，使得CL1，CL2和CL3上的电压值正比于降压变换器的输出电压和续流占空比的乘积。本优选技术方案利用了简单的模拟电路实现复杂的两信号乘积，同时能够在单周期内实现等效续流占空比的检测，提高了控制器的响应速度。

作为优选，所述的定频准滑模等效控制信号发生器，包括：

电容电流检测电路，将采集所述滤波电容的电流信号i_C1或i_C2；

RC积分电路，包括误差放大器EA2以及电阻R和电容C，所述误差放大器EA2的反相输入端接经反馈的输出信号β₁V_o1或β₂V_o2，正相输入端接预设的基准电压V_ref1或V_ref2，输出端输出积分信号∫(V_ref1-β₁V_o1)dt或∫(V_ref2-β₂V_o2)dt；

模拟运算电路，包括误差放大器EA3，所述的误差放大器EA3的反相输入端接入所述的电流信号i_C1或i_C2以及经反馈的输出信号β₁V_o1或β₂V_o2；误差放大器EA3的正相输入端接入所述的预设基准电压V_ref1或V_ref2、经反馈的乘积信号β₁u_Leq1或β₂u_Leq2V_o2以及所述的积分信号∫(V_ref1-β₁V_o1)dt或∫(V_ref2-β₂V_o2)dt；所述的误差放大器EA3的输出端输出定频准滑模等效控制信号

或

更为优选地，所述的电容电流检测电路包括采集电流i_C1或i_C2的电阻Rs和电容Cs，与所述电阻Rs相连的电阻R1，以及与所述电阻R1构成比例放大器的电阻R2和误差放大器EA1。

更为优选地，所述的RC积分电路中，所述的电阻R与所述误差放大器EA2的负端相连，用于接入经反馈的输出信号β₁V_o1或β₂V_o2；所述的电容C，连接所述误差放大器EA2的负端以及输出端。

更为优选地，所述的模拟运算电路，包括电阻Rm1～Rm7，其中：

电阻Rm1，一端用于接入所述的电流信号i_C1或i_C2，另一端与所述误差放大器EA3的负相输入端相连；

电阻Rm2，一端用于接入经反馈的输出信号β₁V_o1或β₂V_o2，另一端与所述误差放大器EA3的负相输入端相连；

电阻Rm3，两端分别与所述误差放大器EA3的负相输入端以及输出端相连；

电阻Rm4，一端用于接入经反馈的乘积信号β₁u_Leq1V_o1或β₂u_Leq2V_o2，另一端与所述误差放大器EA3的正相输入端相连；

电阻Rm5，一端用于接入所述的积分信号∫(V_ref1-β₁V_o1)dt或∫(V_ref2-β₂V_o2)dt，另一端与所述误差放大器EA3的正相输入端相连；

电阻Rm6，一端用于接入所述的预设基准源V_ref1或V_ref2，另一端与所述误差放大器EA3的正相输入端相连；

电阻Rm7，一端与所述误差放大器EA3的正相输入端相连，另一端接地。

上述技术方案中，所述的定频准滑模等效控制信号发生器是用来产生等效控制信号

与

从而与三角波信号进行比较控制单电感双输出降压变换器的功率开关管动作。在本优选方案中，电阻Rs1、电容Cs1、电阻R1～R2和误差放大器EA1构成电容电流检测电路，检测功率级电容上的电流值。电阻R和电容C组成RC积分电路，记录降压变换器输出电压误差的积分值。电阻Rm1～Rm7组成模拟运算电路，从而实现电容电流、等效续流占空比、输出电压误差和其误差积分间的线性模拟运算，从而得到定频准滑模等效控制信号或

同时通过调节Rm1～Rm7的值可以得到不同的线性运算系数，即上述k_i1和k_i2、k_v1和k_v2以及k_e1和k_e2。

进一步地，所述的动态续流产生电路，包括第二比较器comp2，用于接收所述的放电电流i_L与变换器当前时刻的续流电流i_ref，输出比较产生的续流管S3的控制信号fw。所述的动态续流电流电路能够根据单电感双输出降压变换器的两路负载值实时调节续流电流值从而提高整个系统的工作效率。同时由于该新型动态续流电流电路能与提出的定频准滑模控制器良好地兼容起来，从而使得该控制器同时具有快速响应和小输出电压交调的特性。

本发明的控制器基于一种新型非线性控制方案，能够应用于具有快速响应和小交调的单电感双输出降压变换器的控制系统。本发明的控制器综合考虑了降压变换器的小信号和大信号纹波，使得变换器具有快速响应特性的同时具有较小的输出电压交调。本发明的控制器采用了动态续流电流技术，能在保持系统高效率和快速响应的前提下大大提高单电感双输出降压变换器的负载工作范围。利用模拟方案实现的具有动态续流电流的准滑模控制器能够实现全片上集成，减少了外围器件数量，使得该单电感双输出降压变换器能够在便携式电子设备中具有广泛应用。

附图说明

图1为现有技术中电压反馈控制器的电路结构示意图；

图2为现有技术中峰值电流控制器的电路结构示意图；

图3为本发明定频准滑模控制器的电路结构示意图；

图4为本发明定频准滑模控制器中等效续流占空比检测器的电路结构示意图；

图5为本发明定频准滑模控制器中定频准滑模等效控制信号发生器的电路结构示意图；

图6为本发明等效续流占空比检测器内部实现的信号波形图；

图7为本发明动态续流产生电路内部实现的控制流程示意图；

图8为本发明定频准滑模控制器与现有技术中电压反馈控制器、峰值电流控制器瞬态响应时间和输出电压间的交调电压值的对比仿真图；

图9为本发明采用动态续流控制方式的定频准滑模控制器与采用传统固定续流电流控制方式下的控制器续流功耗比和输出电压间的交调电压值的对比仿真图。

具体实施方式

下面结合附图详细介绍本发明的具体实施方式。

如图3所示的一种应用于单电感双输出降压变换器的定频准滑模控制器，图3中的降压变换器包括电感1、控制电感电流的功率开关管、两路输出支路201、202以及改变功率开关管导通时序的控制器3；功率开关管包括同步时序管S1、同步时序管S2、续流管S3、分时传输管S4以及分时传输管S5。输出支路201、202均包括负载Ro1或Ro2以及滤波电容C1或C2。

本实施例的定频准滑模控制器3对应于输出支路201、202，包括两路由等效续流占空比检测器301、定频准滑模等效控制信号发生器302、第一比较器comp1303以及动态续流产生电路304构成的控制器。下面，以一路控制器为例，即图中由等效续流占空比检测器301、定频准滑模等效控制信号发生器302、第一比较器comp1303以及动态续流产生电路304组成的一路控制器，详细描述本发明控制器的构成。

等效续流占空比检测器301，用于采集所述负载的反馈信号(即负载上的输出信号V_o1或V_o2经反馈形成的反馈信号β₁V_o1或β₂V_o2)β₁V_o1或β₂V_o2，输出电感电流续流占空比信号u_Leq1或u_Leq2与反馈信号的乘积信号β₁u_Leq1V_o1或β₂uLeq₂V_o2。等效续流占空比检测器是用来检测单电感双输出降压变换器两路的等效续流占空比从而产生定频定频准滑模等效控制信号。

效续流占空比检测器301包括模拟乘法器，图4为本实施例模拟乘法器的具体结构，模拟乘法器用于将所述的反馈信号β₁V_o1或β₁V_o1与电感续流占空比信号u_Leq1或u_Leq2相乘，输出乘积信号β₁u_Leq1V_o1或β₂u_Leq2V_o2。

图4中，MOS管M1，电阻RL和误差放大器EA构成一个电压电流转化器(VI-converter)，由此生成与降压变换器的输出电压成正比的电流信号。所述的模拟乘法器包括构成电流镜连接的MOS管M2、M3和M4，电容CL1、CL2和CL3，用以控制电容CL1、CL2和CL3充电的开关管SL1～SL4，用以控制电容CL1、CL2和CL3放电的MOS管M5、M6；所述的开关管SL1与电容CL1串联后耦接于所述MOS管M3的漏极，所述的开关管SL2与电容CL2串联后耦接于所述MOS管M4的漏极，所述的开关管SL3耦接于所述电容CL1与电容CL3之间，所述的开关管SL4耦接于所述电容CL2与电容CL3之间；所述MOS管M5的漏极并联于开关管SL1与电容CL1之间；所述MOS管M6的漏极并联于开关管SL2与电容CL2之间。其中，MOS管M2，M3和M4构成一组电流镜，使得M3和M4中的电流跟随着降压变换器的输出电压变化而变化。所述的开关管SL1～4的导通时序受系统时钟和所述续流管S3的控制信号fw控制，使得CL1，CL2和CL3上的电压值正比于降压变换器的输出电压和续流占空比的乘积。本优选技术方案利用了简单的模拟电路实现复杂的两信号乘积，同时能够在单周期内实现等效续流占空比的检测，提高了控制器的响应速度。

定频准滑模等效控制信号发生器302，用于接收所述的乘积信号β₁u_Leq1V_o1或β₂u_Leq2V_o2以及所述滤波电容的电流信号i_C1或i_C2，输出定频准滑模等效控制信号

或

所述的定频准滑模等效控制信号

以及分别满足如下算式：

${\mathrm{\β}}_1{V}_g{u}_{\mathrm{eq}1}^{*}=-k_{i1}{i}_{C1}+k_{v1}(V_{\mathrm{ref}1}-{\mathrm{\β}}_1{V}_{o1})+{\mathrm{\β}}_1{u}_{\mathrm{Leq}1}{V}_{o1}+k_{e1}\∫(V_{\mathrm{ref}1}-{\mathrm{\β}}_1{V}_{o1})\mathrm{dt}---\left(1\right)$

${\mathrm{\β}}_2{V}_g{u}_{\mathrm{eq}2}^{*}=-k_{i2}{i}_{C2}+k_{v2}(V_{\mathrm{ref}2}-{\mathrm{\β}}_2{V}_{o2})+{\mathrm{\β}}_2{u}_{\mathrm{Leq}2}{V}_{o2}+k_{e2}\∫(V_{\mathrm{ref}2}-{\mathrm{\β}}_2{V}_{o2})\mathrm{dt}---\left(2\right)$

式(1)及式(2)中，β₁和β₂分别为输出电压V_o1以及V_o2的反馈系数；V_g为变换器的输入电阻；k_i1和k_i2分别为电流信号i_C1和i_C2的线性运算系数；V_ref1和V_ref2分别为控制器的预设基准电压，则V_ref1-β₁V_o1和V_ref2-β₂V_o2分别为反馈信号与预设基准电压的误差信号，∫(V_ref1-β₁V_o1)dt和∫(V_ref2-β₂V_o2)dt为所述误差信号的两路积分信号；k_v1和k_v2分别为两路误差信号的线性运算系数；k_e1和k_e2分别为两路积分信号的线性运算系数。

上述功能可以通过电容电流检测电路、RC积分电路以及模拟运算电路实现。

电容电流检测电路，将采集所述滤波电容的电流信号i_C1或i_C2；

RC积分电路，包括误差放大器EA2以及电阻R和电容C，所述误差放大器EA2的反相输入端接反馈信号β₁V_o1或β₂V_o2，正相输入端接预设的基准源V_ref1或V_ref2，输出端输出积分信号∫(V_ref1-β₁V_o1)dt或∫(V_ref2-β₂V_o2)dt；

模拟运算电路，包括误差放大器EA3，所述的误差放大器EA3的反相输入端接入所述的电流信号i_C1或i_C2以及反馈信号β₁V_o1或β₂V_o2；误差放大器EA3的正相输入端接入所述的预设基准源V_ref1或V_ref2、经所述的乘积信号β₁u_Leq1V_o1或β₂u_Leq2V_o2以及所述的积分信号∫(V_ref1-β₁V_o1)dt或∫(V_ref2-β₂V_o2)dt；所述的误差放大器EA3的输出端输出定频准滑模等效控制信号

或

结合图5，进一步说明上述电路的具体结构。

电容电流检测电路具体包括采集电流i_C1或i_C2的电阻Rs(包括图1中的电阻Rs1以及电阻Rs2)和电容Cs(包括图1中的电容Cs1以及电容Cs2)，与电阻Rs相连的电阻R1，以及与电阻R1构成比例放大器的电阻R2和误差放大器EA1。

RC积分电路具体包括电阻R与所述误差放大器EA2的负端相连，用于接入经反馈的输出信号β₁V_o1或β₂V_o2；所述的电容C，连接所述误差放大器EA2的负端以及输出端。

模拟运算电路包括电阻Rm1～Rm7，其中：

电阻Rm1，一端用于接入所述的电流信号i_C1或i_C2，另一端与所述误差放大器EA3的负相输入端相连；

电阻Rm2，一端用于接入反馈信号β₁V_o1或β₂V_o2，另一端与所述误差放大器EA3的负相输入端相连；

电阻Rm3，两端分别与所述误差放大器EA3的负相输入端以及输出端相连；

电阻Rm4，一端用于接入所述的乘积信号β₁u_Leq1V_o1或β₂u_Leq2V_o2，另一端与所述误差放大器EA3的正相输入端相连；

电阻Rm5，一端用于接入所述的积分信号∫(V_ref1-β₁V_o1)dt或∫(V_ref2-β₂V_o2)dt，另一端与所述误差放大器EA3的正相输入端相连；

电阻Rm6，一端用于接入所述的预设基准源V_ref1或V_ref2，另一端与所述误差放大器EA3的正相输入端相连；

电阻Rm7，一端与所述误差放大器EA3的正相输入端相连，另一端接地。

第一比较器comp1303，用于接收所述的定频准滑模等效控制信号

或

以及预设的三角波信号，将所述的定频准滑模等效控制信号

或

与三角波信号进行比较，输出同步时序管S1和同步时序管S2的控制信号D1和D2。

动态续流产生电路304，用于接收所述电感的放电电流i_L，将所述的放电电流i_L与降压变换器当前时刻的续流电流i_ref进行比较，产生续流管S3的控制信号fw；并根据当前时刻的续流电流占空比选择下一时刻的续流电流i_ref。

动态续流产生电路304具体包括第二比较器comp2、电感电流检测电路以及续流值选择电路。电感电流检测电路用于检测放电电流i_L，续流值选择电路能根据当前续流占空比的大小选择下一时刻的续流电流值i_ref，第二比较器comp2用于接收所述的放电电流i_L与降压变换器当前时刻的续流电流i_ref，输出由二者比较产生的控制信号fw，控制信号fw用于控制续流管S3的开关状态。动态续流电流电路能够根据单电感双输出降压变换器的两路负载值实时调节续流电流值从而提高整个系统的工作效率。同时由于该新型动态续流电流电路能与提出的定频准滑模控制器良好地兼容起来，从而使得该控制器同时具有快速响应和小输出电压交调的特性。

本实施例定频准滑模控制器基于的技术原理如下：

由于单电感双输出降压变换器能够在只使用一个片外电感的情况下产生两路不同的电压输出，减少了供电模块的体积，使得其在便携式产品应用中受到广泛青睐。而在不影响系统效率的前提下提高系统的响应速度和降低两路输出电压间的交调成为该领域的核心研究部分，直接决定了整个开关电源供电模块的性能。图3中，功率管S1～S5和电感电容组成了单电感双输出的功率级电路，其中，功率管S1～S5分别为同步时序管S1、同步时序管S2、续流管S3、分时传输管S4以及分时传输管S5组成；同步时序管S1以及S2控制电感充放电，分时传输管S4以及S5分时工作从而将电感中的能量分别传输到两路不同的输出；续流管S3在电感电流降低到续流电流值时导通，续流管S3将电感电流钳位于续流电流值，使得整个变换器工作在伪连续导通模式(PCCM)从而减小电感纹波和输出电压间的交调。所述的两路输出支路均由负载以及输出滤波电容构成。

本实施例的定频滑模控制器是基于降压变换器的状态变量轨迹设计，以第一路降压变换器为例，选取电压误差，电压误差的导数和积分作为系统的三个状态变量：

$x=\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\\ x_3\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{ref}1}-{\mathrm{\β}}_1{V}_{o1}\\ \frac{d(V_{\mathrm{ref}1}-{\mathrm{\β}}_1{V}_{o1})}{\mathrm{dt}}\\ \∫(V_{\mathrm{ref}1}-{\mathrm{\β}}_1{V}_{o1})\mathrm{dt}\end{array}\right]$

其中，β₁表示输出电压的反馈系数。根据伪连续工作模式可以得到系统的状态方程：

$\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{x}}_1\\ {\stackrel{\·}{x}}_2\\ {\stackrel{\·}{x}}_3\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}0& 1& 0\\ 0& -\frac{1}{R_{o1}{C}_1}& 0\\ 1& 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\\ x_3\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ -\frac{{\mathrm{\β}}_1{V}_g}{{\mathrm{LC}}_1}\\ 0\end{array}\right]u_1+\left[\begin{array}{c}0\\ \frac{\mathrm{\β}{V}_{o1}}{{\mathrm{LC}}_1}{u}_{L1}\\ 0\end{array}\right]$

u₁表示功率开关S1导通的逻辑变量，u_L1表示续流开关S3关断的逻辑变量。由此可以选择状态变量的线性组合作为状态空间的滑模平面：

S＝α₁x₁+α₂x₂+α₃x₃

通过滑模平面的导数为零可以得到定频准滑等效控制信号：

${\mathrm{\β}}_1{V}_g{u}_{{\mathrm{eq}}_1}$

$=-{\mathrm{\β}}_{1}L(\frac{{\mathrm{\α}}_1}{{\mathrm{\α}}_2}-\frac{1}{R_{o1}{C}_1})i_{C1}+{\mathrm{LC}}_1\frac{{\mathrm{\α}}_3}{{\mathrm{\α}}_2}(V_{\mathrm{ref}1}-{\mathrm{\β}}_1{V}_{o1})+{\mathrm{\β}}_1{V}_{o1}{u}_{\mathrm{Leq}1}$

$=-k_{i1}{i}_{C1}+k_{v1}(V_{\mathrm{ref}1}-{\mathrm{\β}}_1{V}_{o1})+u_{\mathrm{Leq}1}{\mathrm{\β}}_1{V}_{o1}$

其中u_Leq表示等效续流占空比信号。同时为了减少固定开关频率引入的静态误差，在反馈环路中增加了一个积分环节来减少静态误差。由此可以得到最终的定频准滑模等效控制信号：

${\mathrm{\β}}_1{V}_g{u}_{\mathrm{eq}1}^{*}=-k_{i1}{i}_{C1}+k_{v1}(V_{\mathrm{ref}1}-{\mathrm{\β}}_1{V}_{o1})+u_{\mathrm{Leq}1}{\mathrm{\β}}_1{V}_{o1}+k_{e1}\∫(V_{\mathrm{ref}1}-{\mathrm{\β}}_1{V}_{o1})\mathrm{dt}$

由此可以看出为了产生定频准滑模等效控制信号，需要产生输出反馈电压与等效续流占空比的乘积信号。图4所示为的模拟乘法器中，MOS管M1，电阻RL和误差放大器EA构成一个电压电流转化器(VI-converter)，由此生成与降压变换器的输出电压成正比的电流信号。MOS管M2，M3和M4构成一组电流镜，使得M3和M4中的电流跟随着降压变换器的输出电压变化而变化。SL1，SL2，SL3和SL4是受系统时钟和续流触发信号控制的4个相同的开关管，使得CL1，CL2和CL3上的电压值正比于降压变换器的输出电压和续流占空比的乘积。结合图6，从图6中可以看出，如果RC网络的固有频率等于系统的开关频率，电容CL3的电压将正比于输出电压与续流占空比的乘积，即：

$V_{C3}=\frac{{\mathrm{\β}}_1{V}_{O1}}{R_L{C}_{L1,L2}}*T_{\mathrm{ch}\arg e}={\mathrm{\β}}_1{V}_{O1}*\frac{T_{\mathrm{ch}\arg e}}{T_s}={\mathrm{\β}}_1{U}_{\mathrm{Leq}1}{V}_{O1}$

由上推导可以得知，定频准滑模等效控制信号是输出反馈电压与等效续流占空比的乘积信号，电容电流值，输出电压误差和其积分的线性组合。如图5所示，Cs，Rs，R1，R2和误差放大器EA1构成了电容电流检测电路，图中的电压V_ref为误差放大器提供了合适的直流共模电平，如果检测RC电路(由图5中的C_s1和R_s1构成)与输出级的大储能电容的阻抗匹配，电压Vsense_C1能反映电容中的电流值，即：

${\hat{V}}_{\mathrm{sense}\_C}=\frac{R_2}{R_1}*\frac{R_s}{N}{i}_C;$ $N=\frac{Z_s}{Z}=\frac{1/\mathrm{CS}+R_{\mathrm{esr}}}{1/C_{s}S+R_s}$

图5中的电阻R和电容C组成积分电路，记录降压变换器输出电压误差的积分值。电阻Rm1～Rm7组成模拟运算电路，从而实现电容电流、等效续流占空比、输出电压误差和其积分间的模拟线性运算，从而得到定频准滑模等效控制信号，同时可以通过调节Rm1～Rm7的值得到不同的线性运算系数。

与传统固定续流电流值不同，本实施例采取了动态续流电流值，根据负载大小实时改变续流电流的大小，从而动态调节续流占空比的值，使得系统能在较大负载范围内保持小交调电压的同时具有较高的输出功率效率。图7详细描述了利用动态续流产生电路实现动态续流电流控制的流程图，当负载增大时，由反馈机制可知，功率开关管S1的占空比会增加，系统可能进入连续导通模式使得系统的输出电压交调变大。因此当续流时间消失即系统即将进入连续导通模式时将续流电流值增加一个ΔI_ref使得整个单电感双输出降压变换器系统始终工作在伪连续导通模式，从而减小两路输出电压间的交调；当负载减小时，由反馈机制可知，功率开关管S1的占空比会减小，意味着续流时间增大，则续流管S3上由导通电阻产生的功率损耗增大。因此当续流占空比超过开关周期的30％时将续流电流值减小一个ΔI_ref从而减小续流占空比，即减小续流管S3上的功率损耗，提高系统的输出效率。

本实施例的仿真过程如下：

图8对比了三种控制方式(即利用电压反馈控制器，峰值电流控制器和本实施例的定频准滑模控制器)下的单电感双输出降压变换器系统的瞬态响应时间和输出电压间的交调电压值。采用本实施例提出的控制方式(即定频准滑模控制器)能够大大提高系统的响应效率同时减小输出电压间的交调电压值。

图9对比了采用本实施例定频准滑模控制器所提出的动态续流控制方式和传统固定续流电流控制方式下单电感双输出降压变换器系统的续流功耗比和输出电压间的交调电压值。由图9可以看出，采用实施例所提出的动态续流电流控制方式能够在维持较小交调电压值的情况下大大减小续流期间产生的功率损耗。

Claims (8)

1.一种应用于单电感双输出降压变换器的定频准滑模控制器，所述的变换器包括电感、控制所述电感电流的功率开关管、两路输出支路以及控制所述功率开关管导通时序的控制器；所述的功率开关管包括同步时序管S1、同步时序管S2、续流管S3、分时传输管S4以及分时传输管S5，所述的输出支路包括负载以及滤波电容；其特征在于，所述的控制器包括：

等效续流占空比检测器，用于采集所述负载的输出信号V_o1或V_o2，输出电感电流续流占空比信号u_Leq1或u_Leq2与输出信号的乘积信号V_o1u_Leq1或V_o2u_Leq2；

定频准滑模等效控制信号发生器，用于接收所述的乘积信号V_o1u_Leq1或V_o2u_Leq2以及所述滤波电容的电流信号i_C1或i_C2，输出定频准滑模等效控制信号或

所述的定频准滑模等效控制信号

以及分别满足如下算式：

${\mathrm{\β}}_1{V}_g{u}_{\mathrm{eq}1}^{*}=-k_{i1}{i}_{C1}+k_{v1}(V_{\mathrm{ref}1}-{\mathrm{\β}}_1{V}_{o1})+{\mathrm{\β}}_1{u}_{\mathrm{Leq}1}{V}_{o1}+k_{e1}\∫(V_{\mathrm{ref}1}-{\mathrm{\β}}_1{V}_{o1})\mathrm{dt}---\left(1\right)$

${\mathrm{\β}}_2{V}_g{u}_{\mathrm{eq}2}^{*}=-k_{i2}{i}_{C2}+k_{v2}(V_{\mathrm{ref}2}-{\mathrm{\β}}_2{V}_{o2})+{\mathrm{\β}}_2{u}_{\mathrm{Leq}2}{V}_{o2}+k_{e2}\∫(V_{\mathrm{ref}2}-{\mathrm{\β}}_2{V}_{o2})\mathrm{dt}---\left(2\right)$

式(1)及式(2)中，β₁和β₂分别为输出电压V_o1以及V_o2的反馈系数；V_g为变换器的输入电压；k_i1和k_i2分别为电流信号i_C1和i_C2的线性运算系数；V_ref1和V_ref2分别为控制器的预设基准电压，，则V_ref1-β₁V_o1和V_ref2-β₂V_o2分别为反馈信号与预设基准电压的误差信号，∫(V_ref1-β₁V_o1)dt和∫(V_ref2-β₂V_o2)dt为所述误差信号的两路积分信号；k_v1和k_v2分别为两路误差信号的线性运算系数；k_e1和k_e2分别为两路积分信号的线性运算系数；

第一比较器comp1，用于接收所述的定频准滑模等效控制信号

或

以及预设的三角波信号，将所述的定频准滑模等效控制信号

或与三角波信号进行比较，输出同步时序管S1和同步时序管S2的控制信号D1和D2；

动态续流产生电路，用于接收所述电感的放电电流i_L，将所述的放电电流i_L与变换器当前时刻的续流电流i_ref进行比较，产生续流管S3的控制信号fw；并根据当前时刻电感电流续流占空比信号选择下一时刻的续流电流i_ref。

2.如权利要求1所述的定频准滑模控制器，其特征在于，所述的等效续流占空比检测器包括：

模拟乘法器，用于将所述的输出信号V_o1或V_o2的反馈信号β₁V_o1或β₂V_o2与电感电流续流电占空比信号u_Leq1或u_Leq2相乘，输出乘积信号β₁V_o1u_Leq1或β₁V_o2u_Leq2。

3.如权利要求2所述的定频准滑模控制器，其特征在于，所述的模拟乘法器包括构成电流镜连接的MOS管M2、M3和M4，电容CL1、CL2和CL3，用以控制电容CL1、CL2和CL3充电的开关管SL1～SL4，用以控制电容CL1、CL2和CL3放电的MOS管M5、M6；所述的开关管SL1与电容CL1串联后耦接于所述MOS管M3的漏极，所述的开关管SL2与电容CL2串联后耦接于所述MOS管M4的漏极，所述的开关管SL3耦接于所述电容CL1与电容CL3之间，所述的开关管SL4耦接于所述电容CL2与电容CL3之间；所述MOS管M5的漏极并联于开关管SL1与电容CL1之间；所述MOS管M6的漏极并联于开关管SL2与电容CL2之间。

4.如权利要求1所述的定频准滑模控制器，其特征在于，所述的定频准滑模等效控制信号发生器，包括：

电容电流检测电路，将采集所述滤波电容的电流信号i_C1或i_C2；

RC积分电路，包括误差放大器EA2以及电阻R和电容C，所述误差放大器EA2的反相输入端接经反馈的输出信号β₁V_o1或β₂V_o2，正相输入端接预设的基准电压V_ref1或V_ref2，输出端输出积分信号∫(V_ref1-β₁V_o1)dt或∫(V_ref2-β₂V_o2)dt；

模拟运算电路，包括误差放大器EA3，所述的误差放大器EA3的反相输入端接入所述的电流信号i_C1或i_C2以及经反馈的输出信号β₁V_o1或β₂V_o2；误差放大器EA3的正相输入端接入所述的预设基准电压V_ref1或V_ref2、经反馈的乘积信号β₁u_Leq1V_o1或β₂u_Leq2V_o2以及所述的积分信号∫(V_ref1-β₁V_o1)dt或∫(V_ref2-β₂V_o2)dt；所述的误差放大器EA3的输出端输出定频准滑模等效控制信号

或

5.如权利要求4所述的定频准滑模控制器，其特征在于，所述的电容电流检测电路包括采集电流i_C1或i_C2的电阻Rs和电容Cs，与所述电阻Rs相连的电阻R1，以及与所述电阻R1构成比例放大器的电阻R2和误差放大器EA1。

6.如权利要求4所述的定频准滑模控制器，其特征在于，所述的RC积分电路中，所述的电阻R与所述误差放大器EA2的负端相连，用于接入经反馈的输出信号β₁V_o1或β₂V_o2；所述的电容C，连接所述误差放大器EA2的负端以及输出端。

7.如权利要求4所述的定频准滑模控制器，其特征在于，所述的模拟运算电路，包括电阻Rm1～Rm7，其中：

电阻Rm1，一端用于接入所述的电流信号i_C1或i_C2，另一端与所述误差放大器EA3的负相输入端相连；

电阻Rm2，一端用于接入经反馈的输出信号β₁V_o1或β₂V_o2，另一端与所述误差放大器EA3的负相输入端相连；

电阻Rm3，两端分别与所述误差放大器EA3的负相输入端以及输出端相连；

电阻Rm4，一端用于接入经反馈的乘积信号β₁u_Leq1V_o1或β₂u_Leq2V_o2，另一端与所述误差放大器EA3的正相输入端相连；

电阻Rm5，一端用于接入所述的积分信号∫(V_ref1-β₁V_o1)dt或∫(V_ref2-β₂V_o2)dt，另一端与所述误差放大器EA3的正相输入端相连；

电阻Rm6，一端用于接入所述的预设基准源V_ref1或V_ref2，另一端与所述误差放大器EA3的正相输入端相连；

电阻Rm7，一端与所述误差放大器EA3的正相输入端相连，另一端接地。

8.如权利要求1所述的定频准滑模控制器，其特征在于，所述的动态续流产生电路，包括第二比较器comp2，用于接收所述的放电电流i_L与变换器当前时刻的续流电流i_ref，输出比较产生的续流管S3的控制信号fw。

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