CN102545636B - Pfm原边反馈控制器及使用其的pfm原边反馈转换器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种PFM原边反馈控制器及使用该PFM原边反馈控制器的PFM原边反馈转换器。该PFM原边反馈控制器包括CS比较器，PFM控制模块，FB误差放大器，恒压控制模块。所述PFM原边反馈控制器还包括基准电压生成模块。该基准电压生成模块基于原边采样电压，第一基准电压和第二基准电压，生成所述峰值电流参考电压和误差参考电压以供上述CS比较器和FB误差放大器使用。实施本发明，通过使得峰值电流参考电压与原边采样电压相关，进而与输出电流相关，从而有效降低轻载及空载时的峰值电流参考电压，减少甚至消除空载的噪声，并且提高空载时的开关频率，并改进其瞬态响应特性。

Description

PFM原边反馈控制器及使用其的PFM原边反馈转换器

技术领域

本发明涉及电源转换器领域，更具体地说，涉及一种脉冲频率调制（PulseFrequency Modulation，PFM）原边反馈控制器及使用该PFM原边反馈控制器的PFM原边反馈转换器。

背景技术

随着电池供电的各种手持式产品（如手机）的蓬勃发展，低成本且高效率的电池充电器的市场需求也随之急剧增长，而反激式电源转换器由于其自身优点（如简单的结构），成为这种充电器的首选方案。近年来，各种各样的PFM原边反馈转换器应用于此类反激式电源转换器。

典型的PFM原边反馈转换器如图1A所示，其主要包括全桥整流器107，变压器T1（包括三个绕组：初级绕组101，次级绕组102和辅助绕组103），PFM原边反馈控制器100，主开关管105，辅助供电电路108，次级整流二极管D1，以及输出电容C1。在启动初期，电阻109和电容C2为PFM原边反馈控制器100提供初始的启动能量。当稳定后，PFM原边反馈控制器100则由辅助电路108供电。输出电压通过辅助绕组103反馈回初级绕组101，并由电阻分压器R2和R3采样至PFM原边反馈控制器100的FB端。电阻R_CS用于采样流过主开关管105的电流。

现有的PFM原边反馈控制器100的功能模块图如图1B所示，包含如下模块：电流采样（current sampling,CS）比较器111，反馈（feed back,FB）误差放大器112，恒压（constant voltage,CV）控制模块113，PFM控制模块115。节点CS处的电压V_CS表示初级绕组101的电流幅度，其输入至CS比较器111并与内部基准电压V_CS0进行比较，当电压V_CS达到V_CS0时，CS比较器111的输出状态翻转并输出至PFM控制模块115以关断主开关管105。在关断时间内，FB误差放大模块112采样节点FB处的电压信号V_FB，并与基准电压V_REF0进行误差放大操作，结果输出至CV控制模块113，以设定主开关管105的关断时间。通过次级绕组102与辅助绕组103的匝数比N_SA，分压电阻R2与R3，误差放大器112，CV控制模块113，PFM控制模块115以及主开关管105，形成了一个负反馈环路，并将输出电压稳定为（1）：

$V_o=V_{\mathrm{REF}0}\frac{N_{\mathrm{SA}}\×(R_2+R_3)}{R_3}-V_{D1}---\left(1\right)$

图2展示了图1A中的PFM原边反馈转换器的工作波形。PFM原边反馈控制器100的输出信号OUT驱动主开关管105的开关。当主开关管105导通时，初级绕组101的电流I_P按一定斜率增大（斜率为输入电压与初级绕组101的等效电感L_P的比值），因此能量被存储于变压器T1中而不向负载端转移。当初级绕组101的电流I_p达到初级峰值电流I_PKP（I_PKP=V_CS0/R_CS，与输出负载电流无关，为一固定值，其特性曲线如图9中I1所示）时，CS比较器111的输出状态翻转并关断主开关管105。然后次级整流二极管D1正偏，次级电流I_S开始流过次级整流二极管D1，其峰值为I_pks（I_pks=N_PS*I_pkp，N_PS为初级绕组与次级绕组的匝数比），并在T_ons的时间内按V_S/L_S的斜率逐渐下降至0。从图2中I_S的波形可以得出输出电流I_o为：

$I_o=\frac{1}{2}{I}_{\mathrm{pks}}\frac{T_{\mathrm{ons}}}{T}=\frac{1}{2}{I}_{\mathrm{pks}}F\frac{L_S{I}_{\mathrm{pks}}}{V_S}---\left(2\right)$

从（2）可以得出，主开关管105的开关频率F(1/T)为：

$F=\frac{{2V}_S}{L_S{I}_{\mathrm{pks}}^2}{I}_O=\frac{{2V}_S}{L_S{N}_{\mathrm{PS}}^2{I}_{\mathrm{pkp}}^2}{I}_O---\left(3\right)$

现有的PFM原边反馈控制器100中，由于I_pkp，V_S，N_PS和L_S均为常数，因此，主开关管105的开关频率F正比于负载电流I_O，其频率与负载电流I_O的关系曲线如图8中F1所示。

使用恒定峰值电流I_pkp的缺陷在于，当负载较小乃至空载时，主开关管105的开关频率将下降到1～2kHz左右；而人耳听觉对这个频率非常敏感，因此将产生严重的人耳噪声问题；并且其从轻载到重载的瞬态响应特性很差，这是因为空载频率非常低（通常低于500Hz），难以对负载变化做出快速响应，因而输出电压将出现大的骤降。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术的PFM原边反馈转换器，在负载较小乃至空载时，主开关管的开关频率将下降到1～2kHz左右，导致产生严重的人耳噪声问题，以及轻载到重载的瞬态响应特性很差的缺陷，提供一种原边反馈控制器及使用该PFM原边反馈控制器的PFM原边反馈转换器，其能够减少甚至消除空载的噪声、提高空载时的开关频率，并改进其瞬态响应特性，同时仍然保证足够高的轻载效率以及电路实现的简单性。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：构造一种PFM原边反馈控制器，包括：

CS比较器，所述CS比较器的正相输入端从主开关管的发射极接收输入电压，所述CS比较器的反相输入端接收峰值电流参考电压，所述CS比较器的输出端基于所述输入电压和所述峰值电流参考电压输出PFM控制信号；

PFM控制模块，用于基于所述PFM控制信号关断所述主开关管；

FB误差放大器，在所述主开关管的关断时间内，所述FB误差放大器的第一输入端接收原边采样电压，所述FB误差放大器的第二输入端接收误差参考电压，所述FB误差放大器的输出端输出误差放大信号；所述原边采样电压为所述PFM原边反馈控制器的FB端的电压；

恒压控制模块，用于基于所述误差放大信号设定所述主开关管的关断时间；

基准电压生成模块，用于基于所述原边采样电压，第一基准电压和第二基准电压，生成所述峰值电流参考电压和误差参考电压；

所述基准电压生成模块包括：

时间检测单元，用于接收所述原边采样电压以获得次级整流二极管的占空比；

峰值电流参考电压生成单元，用于基于所述次级整流二极管的占空比和所述第一基准电压生成所述峰值电流参考电压；

误差参考电压生成单元，用于基于所述峰值电流参考电压、所述次级整流二极管的占空比、所述第二基准电压生成所述误差参考电压。

在本发明所述的PFM原边反馈控制器中，所述峰值电流参考电压生成单元包括：

第一开关电容滤波网络，所述第一开关电容滤波网络的输入端接收所述第一基准电压，所述第一开关电容滤波网络的第一输出端接地；

运算放大器，所述运算放大器的第一输入端连接所述第一开关电容滤波网络的第二输出端，所述运算放大器的第二输入端接地；

第二开关电容滤波网络，所述第二开关电容滤波网络的输入端连接所述运算放大器的第一输入端，所述第二开关电容滤波网络的第一输出端接地，所述第二开关电容滤波网络的第二输出端连接到所述运算放大器的输出端；

滤波电阻，所述滤波电阻的一端连接所述运算放大器的输出端，另一端输出所述峰值电流参考电压。

在本发明所述的PFM原边反馈控制器中，所述第一开关电容滤波网络包括第一滤波电容，第一时钟开关、第二时钟开关、第三时钟开关和第四时钟开关，其中所述第一滤波电容的第一端经所述第一时钟开关接收所述第一基准电压且所述第一滤波电容的第一端经所述第四时钟开关接地，所述第一滤波电容的第二端经所述第二时钟开关连接到所述运算放大器的第一输入端且所述第一滤波电容的第二端经所述第三时钟开关接地。

在本发明所述的PFM原边反馈控制器中，所述第二开关电容滤波网络包括第二滤波电容，第三滤波电容、第五时钟开关、第六时钟开关、第七时钟开关和第八时钟开关，其中所述第三滤波电容连接到所述运算放大器的第一输入端和所述运算放大器的输出端之间，所述第二滤波电容的第一端经第五时钟开关连接到所述运算放大器的第一输入端且所述第二滤波电容的第一端经第六时钟开关接地，所述第二滤波电容的第二端经第七时钟开关连接到所述运算放大器的输出端且所述第二滤波电容的第二端经第八时钟开关接地。

在本发明所述的PFM原边反馈控制器中，所述第一时钟开关和所述第三时钟开关由第一时钟控制，所述第二时钟开关和所述第四时钟开关由第二时钟控制，所述第五时钟开关和所述第七时钟开关由第三时钟控制，所述第六时钟开关和所述第八时钟开关由第四时钟控制，其中所述第一时钟和所述第二时钟为非交叠反相时钟，所述第三时钟和所述第四时钟为非交叠反相时钟，所述第三时钟和所述第四时钟基于所述次级整流二极管的占空比生成。

在本发明所述的PFM原边反馈控制器中，所述误差参考电压生成单元包括：

第一乘法器，用于基于所述峰值电流参考电压、所述次级整流二极管的占空比生成补偿电压；

第二乘法器，用于基于所述补偿电压和线损补偿因子生成线损补偿电压；

加法器，用于基于所述线损补偿电压和所述第二基准电压，生成所述误差参考电压。

在本发明所述的PFM原边反馈控制器中，所述峰值电流参考电压生成单元包括：

函数生成器，用于基于所述次级整流二极管的占空比和所述第一基准电压按照设定函数关系生成所述峰值电流参考电流，其中，所述设定函数关系为

其中所述函数关系fun(D)使得所述主开关管的开关频率F与输出负载电流I₀满足如下关系 $F=\frac{{2V}_S}{L_S{I}_{\mathrm{pks}}^2}{I}_O=\frac{{2V}_S{I}_O}{L_S{N}_{\mathrm{PS}}^2{I}_{\mathrm{pkp}}^2}=\frac{{2V}_S{I}_O}{L_S{N}_{\mathrm{PS}}^2{(\frac{\mathrm{\β}{V}_{\mathrm{CS}0}}{R_{\mathrm{CS}}}+\frac{{2I}_O}{N_{\mathrm{PS}}})}^2};$ 并且使初级峰值电流I_pkp满足 $I_{\mathrm{pkp}}=\frac{V_{\mathrm{CS}}}{R_{\mathrm{CS}}}=\frac{V_{\mathrm{CS}0}}{R_{\mathrm{CS}}}\×\frac{\mathrm{\β}}{(1-D)},$ 其中V_CS为峰值电流参考电压，R_CS为主开关管的输入电阻，V_CS0为第一基准电压，D为次级整流二极管的占空比，β为可调系数，Vs为变压器的副边电压，L_S为变压器的输出电感，Io为输出负载电流，N_PS为初级绕组与次级绕组的匝数比；I_pks为次级峰值电流。

在本发明所述的PFM原边反馈控制器中，所述误差参考电压生成单元包括：

减法器，用于基于所述峰值电流参考电压和第一基准电压生成线损补偿电压；

加法器，用于基于所述线损补偿电压和所述第二基准电压，生成所述误差参考电压。

在本发明所述的PFM原边反馈控制器中，所述线损补偿电压满足V_CB＝δ×(V_CS-β×V_CS0)，其中V_CB为线损补偿电压，V_CS为峰值电流参考电压，V_CS0为第一基准电压，β为可调系数，δ是线损补偿因子。

本发明解决其技术问题采用的另一技术方案是构造一种PFM原边反馈转换器，包括上述任意一项所述的PFM原边反馈控制器。

实施本发明的原边反馈控制器及使用该PFM原边反馈控制器的PFM原边反馈转换器，通过使得峰值电流参考电压与原边采样电压相关，进而与输出电流相关，从而进而与输出电流相关，从而有效降低轻载及空载时的峰值电流参考电压，减少甚至消除空载的噪声，并且提高空载时的开关频率，并改进其瞬态响应特性，同时仍然保证足够高的轻载效率以及电路实现的简单性。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1A为典型的PFM原边反馈转换器的原理图；

图1B为现有的PFM原边反馈控制器的原理框图；

图2为图1A中的PFM原边反馈转换器的工作波形图；

图3为根据本发明的实施例的PFM原边反馈控制器的原理框图；

图4为根据本发明的实施例的另一PFM原边反馈控制器的原理框图；

图5为根据本发明的实施例的峰值电流参考电压生成单元的原理框图；

图6为图5所示的峰值电流参考电压生成单元的工作波形图；

图7为根据本发明的实施例的再一PFM原边反馈控制器的原理框图；

图8为根据本发明的PFM原边反馈转换器的原理框图；

图9为现有的PFM原边反馈控制器和本发明的PFM原边反馈控制器的频率与输出负载电流关系曲线比较图；

图10为现有的PFM原边反馈控制器和本发明的PFM原边反馈控制器的峰值电流与输出负载电流关系曲线比较图；

图11为采用现有的PFM原边反馈控制器和本发明的PFM原边反馈控制器的瞬态响应对比图。

具体实施方式

图3为根据本发明的实施例的PFM原边反馈控制器的原理框图。如图3所示，本发明的PFM原边反馈控制器包括CS比较器311、PFM控制模块315、FB误差放大器312、恒压控制模块313和基准电压生成模块330。CS比较器311的正相输入端从主开关管的发射极接收输入电压。CS比较器311的反相输入端接收峰值电流参考电压V_CS。CS比较器311的输出端基于输入电压和峰值电流参考电压V_CS输出PFM控制信号。PFM控制模块315从该CS比较器311接收该PFM控制信号，并基于该PFM控制信号关断主开关管。在主开关管的关断时间内，FB误差放大器312的第一输入端接收原边采样电压V_FB。FB误差放大器312的第二输入端接收误差参考电压Vref。FB误差放大器312的输出端输出误差放大信号。恒压控制模块313从该FB误差放大器312接收该误差放大信号病基于误差放大信号设定主开关管的关断时间。基准电压生成模块330基于原边采样电压V_FB，第一基准电压和第二基准电压，生成上述峰值电流参考电压V_CS和误差参考电压Vref。

本领域技术人员知悉，在此CS比较器311、PFM控制模块315、FB误差放大器312、恒压控制模块313均可采用现有技术中已知的任何模块、电路或者器件构造。在此，第一基准电压和第二基准电压可以分别是预设峰值电流参考电压V_CS0和预设误差参考电压Vref0。本领域技术人员熟悉现有技术中各种设置预设峰值电流参考电压V_CS0和误差参考电压Vref0的方法，在此就不再累述。

实施本发明的原边反馈控制器，通过使得峰值电流参考电压与原边采样电压相关，进而与输出电流相关，从而有效降低轻载及空载时的峰值电流参考电压，减少甚至消除空载的噪声，并且提高空载时的开关频率，并改进其瞬态响应特性，同时仍然保证足够高的轻载效率以及电路实现的简单性。

图4为根据本发明的实施例的另一原边反馈控制器的原理框图。如图4所示，该本发明的PFM原边反馈控制器包括CS比较器311、PFM控制模块315、FB误差放大器312、恒压控制模块313和基准电压生成模块（见图3）。

在本实施例中，CS比较器311、PFM控制模块315、FB误差放大器312、恒压控制模块313的功能和构造可参考对图3的描述。下面详细对该基准电压生成模块进行介绍。在本实施例中，该基准电压生成模块包括时间检测单元320、峰值电流参考电压生成单元312和误差参考电压生成单元（未示出）。其中，该时间检测单元320接收原边采样电压V_FB以获得次级整流二极管的占空比。该峰值电流参考电压生成单元312基于所述次级整流二极管的占空比和所述第一基准电压生成所述峰值电流参考电压V_CS。误差参考电压生成单元，基于所述峰值电流参考电压V_CS、所述次级整流二极管的占空比、所述第二基准电压生成所述误差参考电压Vref。在本发明的一个实施例中，该所述误差参考电压生成单元包括乘法器322、乘法器323和加法器327。该乘法器322将从峰值电流参考电压生成单元312获得的峰值电流参考电压V_CS和从时间检测单元320获得的所述次级整流二极管的占空比求积以获得补偿电压。该乘法器323将从乘法器322获得的所述补偿电压和线损补偿因子生成线损补偿电压。加法器327求和所述线损补偿电压和所述第二基准电压，生成所述误差参考电压Vref。在此，第一基准电压和第二基准电压可以分别是预设峰值电流参考电压V_CS0和预设误差参考电压Vref0。本领域技术人员熟悉现有技术中各种设置预设峰值电流参考电压V_CS0和误差参考电压Vref0的方法，在此就不再累述。

图5为根据本发明的实施例的峰值电流参考电压生成单元的原理框图。本领域技术人员知悉，图5所示的实施例为示例性的，基于本发明的教导，本领域技术人员可以获得其他的峰值电流参考电压生成单元。图6为图5所示的峰值电流参考电压生成单元的工作波形图。如图5所示，峰值电流参考电压生成单元包括第一开关电容滤波网络，运算放大器501、第二开关电容滤波网络和滤波电阻Rout。其中该第一开关电容滤波网络包括滤波电容C1，第一时钟开关S1、第二时钟开关S2、第三时钟开关S3和第四时钟开关S4。第二开关电容滤波网络包括第二滤波电容C2，第三滤波电容C3、第五时钟开关S5、第六时钟开关S6、第七时钟开关S7和第八时钟开关S8。其中，滤波电容C1的第一端经第一时钟开关S1接收第一基准电压且滤波电容C1的第一端经第四时钟开关S4接地，滤波电容C1的第二端经第二时钟开关S2连接到运算放大器501的第一输入端且滤波电容C1的第二端经第三时钟开关S3接地。第三滤波电容C3连接到运算放大器501的第一输入端和运算放大器501的输出端之间，滤波电容C2的第一端经第五时钟开关S5连接到运算放大器501的第一输入端且滤波电容C2的第一端经第六时钟开关S6接地，滤波电容C2的第二端经第七时钟开关S7连接到运算放大器501的输出端且滤波电容C2的第二端经第八时钟开关S8接地。滤波电阻Rout的一端连接运算放大器501的输出端，另一端输出峰值电流参考电压V_CS。其中第一时钟开关S1和第三时钟开关S3由第一时钟控制，第二时钟开关S2和第四时钟开关S4由第二时钟控制，第五时钟开关S5和第七时钟开关S7由第三时钟控制，第六时钟开关S6和第八时钟开关S8由第四时钟控制，其中第一时钟和第二时钟为非交叠反相时钟，第三时钟和第四时钟为非交叠反相时钟，第三时钟和第四时钟基于次级整流二极管的占空比生成。

图7为根据本发明的实施例的再一PFM原边反馈控制器的原理框图。如图7所示，该原边反馈控制器包括CS比较器711、PFM控制模块715、FB误差放大器712、恒压控制模块713和基准电压生成模块。在本实施例中，CS比较器311、PFM控制模块315、FB误差放大器312、恒压控制模块313的功能和构造可参考对图3的描述。下面详细对该基准电压生成模块进行介绍。在本实施例中，该基准电压生成模块包括时间检测单元720、峰值电流参考电压生成单元和误差参考电压生成单元。在本实施例中，所述峰值电流参考电压生成单元为函数生成器721，用于基于所述次级整流二极管的占空比D和所述第一基准电压V_CS0按照设定函数关系生成所述峰值电流参考电压。其中，所述设定函数关系为

所述函数关系fun(D)使得所述主开关管的开关频率与输出负载电流满足如下关系 $F=\frac{{2V}_S}{L_S{I}_{\mathrm{pks}}^2}{I}_O=\frac{{2V}_S{I}_O}{L_S{N}_{\mathrm{PS}}^2{I}_{\mathrm{pkp}}^2}=\frac{{2V}_S{I}_O}{L_S{N}_{\mathrm{PS}}^2{(\frac{\mathrm{\β}{V}_{\mathrm{CS}0}}{R_{\mathrm{CS}}}+\frac{{2I}_O}{N_{\mathrm{PS}}})}^2},$ 并且使初级峰值电流I_pkp满足 $I_{\mathrm{pkp}}=\frac{V_{\mathrm{CS}}}{R_{\mathrm{CS}}}=\frac{V_{\mathrm{CS}0}}{R_{\mathrm{CS}}}\×\frac{\mathrm{\β}}{(1-D)},$ 其中V_CS为峰值电流参考电压，R_CS为主开关管的输入电阻，V_CS0为第一基准电压，D为次级整流二极管的占空比，β为可调系数，Vs为变压器的副边电压，L_S为变压器的输出电感，Io为输出负载电流，N_PS为初级绕组与次级绕组的匝数比。

所述误差参考电压生成单元包括减法器723和加法器726。该减法器723将第一基准电压V_CS0和所述峰值电流参考电压V_CS相减以生成线损补偿电压V_CB。加法器726将所述线损补偿电压V_CB和所述第二基准电压Vref0，生成所述误差参考电压Vref。

图8为根据本发明的PFM原边反馈转换器的原理框图。本领域技术人员知悉，本发明的上述PFM原边反馈转换器包括本发明上述的任何PFM原边反馈控制器。下面结合图4、图5、图7和图8介绍本发明的PFM原边反馈控制器和PFM原边反馈转换器的原理。在图4、图5和图7示出的PFM原边反馈控制器中，初级峰值电流I_pkp不再是固定不变的，而是依赖于D(D=T_ons/T，为次级整流二极管正向导通所对应的占空比)。如图4所示，时间检测模块320检测原边采样电压V_FB的波形从而得到D，并输入到峰值电流参考电压生成单元312。峰值电流参考电压生成单元312基于D和第一基准电压V_CS0的信息，并按一定的函数关系fun(D)产生峰值电流参考电压V_CS：

V_CS＝V_CS0×fun(D)              (4)

此函数fun(D)必须能使开关管的开关频率F与输出负载电流I_o的关系满足如图9中F2所示曲线，并使I_pkp与I_o的关系满足如图10中I2所示曲线。与传统PFM原边反馈控制器的曲线F1和I1相比，而本发明的PFM原边反馈控制器在轻负载时有更高的开关频率但更小的I_pkp，因而解决了传统的PFM原边反馈控制器的人耳噪声问题和瞬态响应差的问题。

另外，由于输出端电缆存在走线电阻R_cb，当负载电流流过时，输出端电压将出现一定的下降，且不同电流时下降程度也不同。针对此问题，本发明提供了一个线损补偿电压V_CB，并将它叠加到第二基准电压V_ref0上，从而补偿输出端的线损电压。本发明中，V_CB由下式定义：

V_CB＝δ×D×V_CS                 (5)

其中，D=T_ons/T，（T_ONS是次级整流二极管的导通时间和T是次级整流二极管的开关周期）而δ是线损补偿因子。通过合理地设计线损补偿因子，可以消除因负载电流不同而引起的电压偏差，从而得到非常准确的输出电压。本领域技术人员熟悉各种设计线损补偿因子的方法，任何所述方法都可以用于本发明。

如图4所示，时间检测模块320通过FB端检测次级整流二极管的导通时间T_ONS和开关周期T，以得到D：

$D=\frac{T_{\mathrm{ONS}}}{T}---\left(6\right)$

由图2可知，输出电流I_O为：

$I_O=\frac{1}{2}\×I_{\mathrm{pks}}D=\frac{1}{2}\×I_{\mathrm{pkp}}\×N_{\mathrm{PS}}\×D---\left(7\right)$

式(7)表明，输出负载电流I_O正比于D。而根据式（4），峰值电流参考电压V_CS也与D相关，因而峰值电流将依赖于输出负载电流I_O。（4）式中的fun(D)的其中一个可行的方式为：

$\mathrm{fun}\left(D\right)=\frac{\mathrm{\β}}{1-D}---\left(8\right)$

根据（4）和（8）式，可得：

$V_{\mathrm{CS}}=V_{\mathrm{CS}0}\×\frac{\mathrm{\β}}{1-D}---\left(9\right)$

因此，峰值电流为：

$I_{\mathrm{pkp}}=\frac{V_{\mathrm{CS}}}{R_{\mathrm{CS}}}=\frac{V_{\mathrm{CS}0}}{R_{\mathrm{CS}}}\×\frac{\mathrm{\β}}{(1-D)}---\left(10\right)$

结合（7）和（10）式，并消除D项，可得到：

$I_{\mathrm{pkp}}=\frac{\mathrm{\β}{V}_{\mathrm{CS}0}}{R_{\mathrm{CS}}}+\frac{{2I}_O}{N_{\mathrm{PS}}}---\left(11\right)$

其中V_CS为峰值电流参考电压，R_CS为主开关管的输入电阻，V_CS0为第一基准电压，D为次级整流二极管的占空比，β为可调系数，Vs为变压器的副边电压，L_S为变压器的输出电感，Io为输出负载电流，N_PS为初级绕组与次级绕组的匝数比。

由式（11）可知：通过适当地选择β,V_CS0,R_CS,N_PS，可使I_pkp特性满足图10中的I2曲线，也即满足了我们的设计目标：峰值电流I_pkp将随着输出负载电流I_o的增大而增大。

结合式（3）和（11），可得：

$F=\frac{{2V}_S}{L_S{I}_{\mathrm{pks}}^2}{I}_O=\frac{{2V}_S{I}_O}{L_S{N}_{\mathrm{PS}}^2{I}_{\mathrm{pkp}}^2}=\frac{{2V}_S{I}_O}{L_S{N}_{\mathrm{PS}}^2{(\frac{\mathrm{\β}{V}_{\mathrm{CS}0}}{R_{\mathrm{CS}}}+\frac{{2I}_O}{N_{\mathrm{PS}}})}^2}---\left(12\right)$

同样，通过适当地选择β,V_CS0,R_CS,N_PS,V_S和L_S,，式（12）也可以满足图9中的F2曲线。

选择式（8）的fun(D)的原因是它不但可以达到我们的设计目标，而且很容易在电路中实现，实现方式为图5所示的峰值电流参考电压生成单元。其工作原理如图6所示，滤波电容C1由时钟clk1和clk1’（clk1’为clk1的非交叠反相时钟）控制，在每个clk1周期都对C3进行充电，每次的充电量为ΔV1=C1*V_CS0；滤波电容C2由时钟clk2和clk2’（clk2’为clk2的非交叠反相时钟）控制，在每个clk2周期对C3放电，每次的放电量为ΔV2=C2*V_CS，其中V_CS为平衡时候的V_A平均值。为消除误差，时钟clk1和clk2的频率远高于系统开关频率。在本设计中，clk1一直保持运行而clk2仅仅在如图2中的T_OFF时段内中才运行。假设开关管的开关周期T等于clk1或clk2的周期T_S的N倍（N＞＞1）,则在一个系统周期T内，C1对C3的总充电量Q1为：

Q₁＝N×ΔV₁＝NC₁V_CS0        (13)

由于clk2只在T_OFF时段内运行且T_OFF=(1-D)T，因此在一个系统开关周期T内，clk2的运行周期总个数为N(1-D)，所以C2对C3的总放电量则为：

Q₂＝N(1-D)ΔV₂＝N(1-D)C₂V_CS      (14)

在平衡状态下，Q1将等于Q2的值，因此：

NC₁V_CS0＝N(1-D)C₂V_CS      (15)

可以得到：

$V_{\mathrm{CS}}=V_{\mathrm{CS}0}\frac{C_1}{C_2(1-D)}---\left(16\right)$

因此，只需满足C1/C2=β，则可使式（16）成为（9），也即（4）。

到目前为止，我们已经讨论了用峰值电流参考电压生成单元实现降频率的方法：式（12），以及降峰值电流的方法：式（11）。接下来我们将讨论如何根据式（5）来达到线损补偿的目的，并简化它的实现方式。

如图1所示，当输出端电流为I_O时，电缆电阻R_cb所引起的电压降为I_O*R_cb，因而式（1）中的V_ref0必须增加一个相应的值δ*I_O，才能使线端输出电压V_O1保持不变。结合图1和图4，V_O1可表示为：

V_O1＝V_S-V_D1-I_OR_cb＝A(V_ref0+V_CB)-V_D1-I_OR_cb

＝A(V_ref0+δ×D×V_CS)-V_D1-I_OR_cb     (17)

其中A为：

$A=\frac{N_{\mathrm{SA}}\×(R_2+R_3)}{R_3}---\left(18\right)$

若设：

A(δ×D×V_CS)＝I_OR_cb    (19)

则（17）可变为：

V_O1＝A×V_ref0-V_D1        （20）

线端输出电压V_O1将保持稳定而不随输出电流I_O变化。

将（7）代入（19）得：

$A(\mathrm{\δ}\×D\×V_{\mathrm{CS}})=\frac{I_{\mathrm{pks}}D{R}_{\mathrm{cb}}}{2}=\frac{N_{\mathrm{PS}}{V}_{\mathrm{CS}}/R_{\mathrm{CS}}\left(D{R}_{\mathrm{cb}}\right)}{2}---\left(21\right)$

化简得到：

$\mathrm{\δ}=\frac{N_{\mathrm{PS}}{R}_{\mathrm{cb}}}{{2\mathrm{AR}}_{\mathrm{CS}}}---\left(22\right)$

由此可见，通过将δ定义为上式，就可以使用式（5）实现线损补偿，然而（5）的需要一个比较复杂的乘法器来实现2个变量D和V_CS的乘积，不利于电路实现的简单化。为进一步简化线损补偿的设计，我们将式（5）改写为：

V_CB＝δ×(V_CS-(1-D)×V_CS)             (23)

将（9）式代入上式，可得：

V_CB＝δ×(V_CS-β×V_CS0)            (24)

式（24）仅仅包含一个输入变量，即峰值电流参考电压V_CS，因此可用简单的减法器代替式（5）所需要的乘法器来实现，其具体电路可以参考图7及其描述。

综上所述，实施本发明的原边反馈控制器及使用该PFM原边反馈控制器的PFM原边反馈转换器，通过使得峰值电流参考电压与原边采样电压相关，进而与输出电流相关，从而有效降低轻载及空载时的峰值电流参考电压，减少甚至消除空载的噪声，并且提高空载时的开关频率，并改进其瞬态响应特性，同时仍然保证足够高的轻载效率以及电路实现的简单性。

虽然本发明是通过具体实施例进行说明的，本领域技术人员应当明白，在不脱离本发明范围的情况下，还可以对本发明进行各种变换及等同替代。因此，本发明不局限于所公开的具体实施例，而应当包括落入本发明权利要求范围内的全部实施方式。

Claims (10)

1.一种PFM原边反馈控制器，其特征在于，包括：

CS比较器，所述CS比较器的正相输入端从主开关管的发射极接收输入电压，所述CS比较器的反相输入端接收峰值电流参考电压，所述CS比较器的输出端基于所述输入电压和所述峰值电流参考电压输出PFM控制信号；

PFM控制模块，用于基于所述PFM控制信号关断所述主开关管；

FB误差放大器，在所述主开关管的关断时间内，所述FB误差放大器的第一输入端接收原边采样电压，所述FB误差放大器的第二输入端接收误差参考电压，所述FB误差放大器的输出端输出误差放大信号；所述原边采样电压为所述PFM原边反馈控制器的FB端的电压；

恒压控制模块，用于基于所述误差放大信号设定所述主开关管的关断时间；

基准电压生成模块，用于基于所述原边采样电压，第一基准电压和第二基准电压，生成所述峰值电流参考电压和误差参考电压；

所述基准电压生成模块包括：

时间检测单元，用于接收所述原边采样电压以获得次级整流二极管的占空比；

峰值电流参考电压生成单元，用于基于所述次级整流二极管的占空比和所述第一基准电压生成所述峰值电流参考电压；

误差参考电压生成单元，用于基于所述峰值电流参考电压、所述次级整流二极管的占空比、所述第二基准电压生成所述误差参考电压。

2.根据权利要求1所述的PFM原边反馈控制器，其特征在于，所述峰值电流参考电压生成单元包括：

第一开关电容滤波网络，所述第一开关电容滤波网络的输入端接收所述第一基准电压，所述第一开关电容滤波网络的第一输出端接地；

运算放大器，所述运算放大器的第一输入端连接所述第一开关电容滤波网络的第二输出端，所述运算放大器的第二输入端接地；

第二开关电容滤波网络，所述第二开关电容滤波网络的输入端连接所述运算放大器的第一输入端，所述第二开关电容滤波网络的第一输出端接地，所述第二开关电容滤波网络的第二输出端连接到所述运算放大器的输出端；

滤波电阻，所述滤波电阻的一端连接所述运算放大器的输出端，另一端输出所述峰值电流参考电压。

3.根据权利要求2所述的PFM原边反馈控制器，其特征在于，所述第一开关电容滤波网络包括第一滤波电容，第一时钟开关、第二时钟开关、第三时钟开关和第四时钟开关，其中所述第一滤波电容的第一端经所述第一时钟开关接收所述第一基准电压且所述第一滤波电容的第一端经所述第四时钟开关接地，所述第一滤波电容的第二端经所述第二时钟开关连接到所述运算放大器的第一输入端且所述第一滤波电容的第二端经所述第三时钟开关接地。

4.根据权利要求3所述的PFM原边反馈控制器，其特征在于，所述第二开关电容滤波网络包括第二滤波电容，第三滤波电容、第五时钟开关、第六时钟开关、第七时钟开关和第八时钟开关，其中所述第三滤波电容连接到所述运算放大器的第一输入端和所述运算放大器的输出端之间，所述第二滤波电容的第一端经第五时钟开关连接到所述运算放大器的第一输入端且所述第二滤波电容的第一端经第六时钟开关接地，所述第二滤波电容的第二端经第七时钟开关连接到所述运算放大器的输出端且所述第二滤波电容的第二端经第八时钟开关接地。

5.根据权利要求4所述的PFM原边反馈控制器，其特征在于，所述第一时钟开关和所述第三时钟开关由第一时钟控制，所述第二时钟开关和所述第四时钟开关由第二时钟控制，所述第五时钟开关和所述第七时钟开关由第三时钟控制，所述第六时钟开关和所述第八时钟开关由第四时钟控制，其中所述第一时钟和所述第二时钟为非交叠反相时钟，所述第三时钟和所述第四时钟为非交叠反相时钟，所述第三时钟和所述第四时钟基于所述次级整流二极管的占空比生成。

6.根据权利要求1所述的PFM原边反馈控制器，其特征在于，所述误差参考电压生成单元包括：

第一乘法器，用于基于所述峰值电流参考电压、所述次级整流二极管的占空比生成补偿电压；

第二乘法器，用于基于所述补偿电压和线损补偿因子生成线损补偿电压；

加法器，用于基于所述线损补偿电压和所述第二基准电压，生成所述误差参考电压。

7.根据权利要求1所述的PFM原边反馈控制器，其特征在于，所述峰值电流参考电压生成单元包括：

函数生成器，用于基于所述次级整流二极管的占空比和所述第一基准电压按照设定函数关系生成所述峰值电流参考电流，其中，所述设定函数关系为

其中所述函数关系fun(D)使得所述主开关管的开关频率F与输出负载电流I₀满足如下关系 $F=\frac{{2V}_S}{L_S{I}_{\mathrm{pks}}^2}{I}_O=\frac{{2V}_S{I}_O}{L_S{N}_{\mathrm{PS}}^2{I}_{\mathrm{pkp}}^2}=\frac{{2V}_S{I}_O}{L_S{N}_{\mathrm{PS}}^2{(\frac{\mathrm{\β}{V}_{\mathrm{CS}0}}{R_{\mathrm{CS}}}+\frac{{2I}_O}{N_{\mathrm{PS}}})}^2},$ 并且使初级峰值电流I_pkp满足 $I_{\mathrm{pkp}}=\frac{V_{\mathrm{CS}}}{R_{\mathrm{CS}}}=\frac{V_{\mathrm{CS}0}}{R_{\mathrm{CS}}}\×\frac{\mathrm{\β}}{(1-D)},$ 其中V_CS为峰值电流参考电压，R_CS为主开关管的输入电阻，V_CS0为第一基准电压，D为次级整流二极管的占空比，β为可调系数，Vs为变压器的副边电压，L_S为变压器的输出电感，Io为输出负载电流，N_PS为初级绕组与次级绕组的匝数比；I_pks为次级峰值电流。

8.根据权利要求7所述的PFM原边反馈控制器，其特征在于，所述误差参考电压生成单元包括：

减法器，用于基于所述峰值电流参考电压和第一基准电压生成线损补偿电压；

加法器，用于基于所述线损补偿电压和所述第二基准电压，生成所述误差参考电压。

9.根据权利要求8所述的PFM原边反馈控制器，其特征在于，所述线损补偿电压满足V_CB＝δ×(V_CS-β×V_CS0)，其中V_CB为线损补偿电压，V_CS为峰值电流参考电压，V_CS0为第一基准电压，β为可调系数，δ是线损补偿因子。

10.一种PFM原边反馈转换器，其特征在于，包括权利要求1-9中任意一项所述的PFM原边反馈控制器。

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