CN102684195A - 一种低通滤波器、有源电力滤波装置及谐波检测方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种低通滤波器、有源电力滤波装置及基于该有源电力滤波装置的谐波检测方法。本发明的低通滤波器由IIR滤波器以及MA滤波器级联构成。本发明的有源电力滤波装置包括用于向三相电网注入补偿电流主电路、互感调理电路、AD采样电路、采用上述低通滤波器的检测电路以及形成主电路驱动信号的控制电路。本发明的方法包括使用上述有源电力滤波装置实现步骤：对三相电网内的负载电流依次进行检测、调整以及AD采样；提取谐波电流；根据所述谐波电流形成驱动信号。本发明克服了现有谐波检测技术中有功电流和无功电流的直流量和交流量分离不佳的问题，提高滤波精度的同时具备较快的动态响应，能够快速精确地检测出电网中谐波电流含量。

Description

一种低通滤波器、有源电力滤波装置及谐波检测方法

技术领域

本发明涉及电力电子控制技术领域，特别涉及一种低通滤波器、有源电力滤波装置及基于该有源电力滤波装置的谐波检测方法。

背景技术

随着电力电子技术的发展，电力电子设备成为电力系统中主要谐波源。谐波会降低电能的生产、传输和利用的效率，且给供、用电设备的正常运行带来严重的危险，因此谐波治理得到越来越大的重视。

常用的谐波治理方法有无源滤波器和有源电力滤波器（active powerfiler,APF）。随着大功率电子器件的发展，有源电力滤波器的优势越来越明显。

现有技术的有源电力滤波器（为了和本发明的主题相统一，上述的有源电力滤波器以下均称有源电力滤波装置，二者在本发明是等同的）的一般工作原理如下：

通过电流互感器检测三相电网的负载电流，并通过内部谐波检测电路（可简称检测电路，一般可采用DSP微处理器实现）计算，提取出负载电流中的谐波成分，然后形成主电路的驱动信号（为一种PWM信号）发送给主电路，所述的主电路包括若干由驱动信号驱动的IGBT(即绝缘栅双极型晶体管)，驱动信号控制逆变器中的IGBT产生一个和负载谐波电流大小相等，方向相反的谐波电流注入到电网中，达到滤波的目的。

谐波检测方法是有源电力滤波装置的基础理论。目前，谐波检测方法可分为频域检测方法和时域检测方法，如表1所示：

表1各种谐波检测策略的性能比较

FFT

DFT

RDFT

谐波dq

PQ理论

SRF法

传感器

3CT

3CT

3CT

3CT/2VT

3CT/3VT

3CT/1VT

数字滤波器

NO

NO

NO

YES

YES

YES

计算量

--

--

+

--

+

+

3相或1相

1/3PH

1/3PH

1/3PH

3PH

3PH

3PH

需要电压信息

NO

NO

NO

YES

YES

YES

不平衡电流

++

++

++

++

++

++

选择谐波能力

NO

YES

YES

YES

NO

NO

无功补偿能力

NO

NO

NO

NO

YES

YES

响应速度

-

-

+

+

++

++

补偿精度

+

+

+

+

+

+

表1所示，频域谐波检测方法主要有DFT、FFT和RDFT等，时域谐波检测方法主要有谐波dq法、SRF法和PQ理论法等；各种检测策略各有其特点，表1对所述方法作了简要比较，其中，“++”表示能够较好的满足要求，以此类推，“+”、“-”及“--”依次表示满足程度逐渐降低。

从表1中可以看到，频域谐波检测方法大多建立在傅里叶分析基础之上，由于傅里叶分析是稳态概念，所以频域谐波检测方法不能用于瞬时补偿，但由于频域方法不要电压信息，所以所需传感器的数量也相对较少，这也决定了频域谐波检测方法没有无功补偿能力。时域检测方法最大的优点是能够检测出所有的谐波分量，不存在频域谐波方法中的分辨率导致间谐波等复杂谐波无法全部检测的问题。时域谐波检测方法一般采用低通数字滤波器（LPF）来分离有功电流和无功电流中的直流量和交流量，所以LPF的性能直接影响着谐波检测算法的性能和系统最终的补偿性能。现有技术采用的低通数字滤波器包括MA滤波器（即滑动平均滤波器）以及IIR滤波器（即无限长单位冲击响应滤波器），但MA滤波器具有滤波精度不足的缺点，会造成谐波补偿性能较差；IIR滤波器虽然具备足够的滤波精度，但动态响应速度较差，不适用于负载变化频繁的场合。

现有技术存在的另一个问题是：在现有技术有源电力滤波装置的实际使用中，在电流互感器检测到三相电网的负载电流之后、将该电路传输至内部谐波检测电路进行计算之前，往往还包括对三相电网负载电流信号进行AD采样的过程（三相电网负载电流中的谐波电流信号是一般是通过AD采样送入谐波检测电路中的），AD采样的过程一般采用前置的抗混叠模拟滤波器。根据香农定理，系统的整体频率不能高于采样频率的1/2，这导致了前置抗混叠模拟滤波器设计的困难。现有技术通过采用过采样技术避免使用昂贵的抗混叠模拟滤波器，使得有源电力滤波装置的多路电流、电压通道可以采用结构相对简单的抗混叠模拟滤波器。但使用过采样的方法大大提高了系统（若无特别说明，本文所述的系统均指完成谐波检测的有源电力滤波装置）的采样频率，但造成系统后续的检波计算量也相应地变为繁重。

发明内容

本发明提供了一种低通滤波器、应用该低通滤波器的有源电力滤波装置及基于该有源电力滤波装置的一种谐波检测方法，克服了现有技术中有源电力滤波装置在谐波检测时有功电流和无功电流的直流量和交流量分离不佳的问题，在提高了滤波精度的同时具备较快的动态响应，从而能够快速精确地检测出电网中谐波电流含量。

一种能够应用于有源电力滤波装置的低通滤波器，其特征在于，所述的低通滤波器由至少一个IIR滤波器以及至少一个MA滤波器级联构成。

作为优选，所述的IIR滤波器为巴特沃斯滤波器。

更进一步地，所述的低通滤波器的系统函数H(z)满足：

$H\left(z\right)=H_1\left(z\right)\×H_2\left(z\right)=\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Π}}}{A}_k\frac{1+b_k{z}^{-1}+b_{2k}{z}^{-2}}{1+a_{1k}{z}^{-1}+a_{2k}{z}^{-2}}\×\frac{{1-z}^{-L}}{L(1-z^{-1})}$

式中，H₁(z)为二阶巴特沃斯滤波器的系统函数，H₂(z)为MA滤波器的系统函数，即： $H_1\left(z\right)=\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Π}}}{A}_k\frac{1+b_{1k}{z}^{-1}+b_{2k}{z}^{-2}}{1+a_{1k}{z}^{-1}+a_{2k}{z}^{-2}},$ $H_2\left(z\right)=\frac{1-z^{-L}}{L(1-z^{-1})};$ 其中，k为所述的低通滤波器具有二阶巴特沃斯滤波器的级联个数，k=1...n，n为所述的低通滤波器中的第n个二阶巴特沃斯滤波器；b_1k、b_2k、a_2k、a_1k分别为所述二阶巴特沃斯滤波器的系数；L为MA滤波器的阶数。

一种有源电力滤波装置，包括：

主电路，用于向三相电网注入补偿电流；

接入三相电网的电流互感器，用于采集三相电网的负载电流；

调理电路，用于调整所述的负载电流；

AD采样电路，用于对调整后的负载电流信号进行采样处理；

检测电路，用于提取经采样处理后的负载电流信号中的谐波电流；

控制电路，与所述的主电路形成反馈回路，用于根据所述谐波电流以及反馈的补偿电流形成驱动信号，并将所述的驱动信号输出至所述的主电路；所述的检测电路以及控制电路为两相结构；所述的检测电路包括：

用于将所述经采样处理后的负载电流信号从三相平面转换到两相平面的第一坐标变换模块，转换后的负载电流信号分为q轴电流以及d轴电流；

用于获取q轴电流或d轴电流的直流部分的低通滤波器；以及，

用于将q轴电流或d轴电流的直流部分与相应的q轴电流或d轴电流运算得到所述谐波电流的第一比较点；其特征在于，

所述的低通滤波器由至少一个IIR滤波器以及至少一个MA滤波器级联构成。

本发明有源电力滤波装置的低通滤波器是一种将IIR滤波器和MA滤波器相结合的高性能数字低通滤波器；在对q轴电流和d轴电流进行的交直流分离的过程中，本发明的低通滤波器：在动态响应方面由于采用了滤波器级联的方式，IIR滤波器的过渡带可以设计得较宽，使得低通滤波器的阶数得以降低，因此优化本发明低通滤波器的动态响应时间主要由MA滤波器决定，可以根据所需要的动态响应速度进行MA滤波器阶数的设计；在滤波精度方面，在IIR滤波器的过渡带内的谐波由MA滤波器进行衰减，在IIR滤波器的过渡带之外的谐波，IIR滤波器提供了足够高的滤波精度，来弥补MA滤波器的滤波精度不足的缺点。基于上述，本发明的低通滤波器既能满动态响应速度的要求，也能满足滤波精度的要求，能够在谐波检测时有效分离有功电流和无功电流的直流量和交流量，从而提高了本发明有源电力滤波装置的动态反应速度以及检波精度。

下面介绍本发明有源电力滤波装置的优选技术方案。

作为优选，所述的低通滤波器的系统函数H(z)满足：

$H\left(z\right)=H_1\left(z\right)\×H_2\left(z\right)=\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Π}}}{A}_k\frac{1+b_k{z}^{-1}+b_{2k}{z}^{-2}}{1+a_{1k}{z}^{-1}+a_{2k}{z}^{-2}}\×\frac{{1-z}^{-L}}{L(1-z^{-1})}$

式中，H₁(z)为二阶巴特沃斯滤波器的系统函数，H₂(z)为MA滤波器的系统函数，即： $H_1\left(z\right)=\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Π}}}{A}_k\frac{1+b_{1k}{z}^{-1}+b_{2k}{z}^{-2}}{1+a_{1k}{z}^{-1}+a_{2k}{z}^{-2}},$ $H_2\left(z\right)=\frac{1-z^{-L}}{L(1-z^{-1})};$ 其中，k为所述的低通滤波器具有二阶巴特沃斯滤波器的级联个数，k=1...n，n为所述的低通滤波器中的第n个二阶巴特沃斯滤波器；b_1k、b_2k、a_2k、a_1k分别为所述二阶巴特沃斯滤波器的系数；L为MA滤波器的阶数。

由于本发明的有源电力滤波装置对低通滤波器的频率特性要求比较高，而增加阶数的同时也会增加算法的复杂程度，占用大量的系统资源。采用二阶巴特沃斯滤波器，在占用较小的系统开销的同时进一步优化了低通滤波器的频率特性。

进一步地，所述的调理电路还包括模拟抗混叠滤波器，所述经调整的负载电流信号通过所述的模拟抗混叠滤波器接入所述的AD采样电路。将调整后的负载电流信号经模拟抗混叠滤波器后接入所述的AD采样电路能够避免有源电力滤波装置检测的谐波电流产生混叠的现象。为了避免使用昂贵的抗混叠模拟滤波器，所述的AD采样电路相应为过采样处理电路。将过采样处理电路作为所述AD采样电路还使得有源电力滤波装置的多路电流、电压通道可以采用结构相对简单的抗混叠模拟滤波器。

由于使用了过采样电路作为AD采样电路造成系统采样频率的提高，为了减轻系统后续的检波计算量，更为优选地，所述的谐波检测电路还包括所述第一坐标变换模块与低通滤波器之间依次连接的带限滤波器以及抽取器，所述的抽取器用于按预先设定的整数因子M对所述的q轴电流或d轴电流进行减采样处理，即对所述的q轴电流或d轴电流每隔M个信号样值进行抽样。所述抽取器能够避免上述减采样处理的过程中产生的电流混叠问题。

一种基于上述有源电力滤波装置的谐波检测方法，能够形成注入三相电网的补偿电流，其特征在于，包括步骤：

（1）基于待检测的三相电网设定所述有源电力滤波装置所需注入补偿电流的最高电流频率f_h；设定AD采样电路的采样频率f_sw1，其中，f_sw1＞2f_h；

（2）采集三相电网的负载电流并经调理电路对所述的负载电流进行调整；

（3）利用AD采样电路对调整后的负载电流信号进行AD采样处理；

（4）提取经AD采样处理后负载电流信号中的谐波电流；

上述提取过程具体包括步骤：

（4.1）建立同步坐标变换矩阵将所述负载电流信号从三相平面转换到两相平面，转换后的负载电流信号分为q轴电流以及d轴电流；

（4.2）采用所述的低通滤波器获取所述q轴电流以及d轴电流的直流部分；

（4.3）将q轴电流以及d轴电流的直流部分与相应的q轴电流以及d轴电流运算得到所述的谐波电流；

（5）根据所述谐波电流以及反馈的补偿电流形成控制所述主电路产生所述补偿电流的驱动信号。

本发明的谐波检测方法利用了上述有源电力滤波装置，其中，利用IIR滤波器和MA滤波器级联构成的低通滤波器获取所述q轴电流以及d轴电流的直流部分；由于IIR滤波器提供相应较高的滤波精度，而MA滤波器具有过渡带相应窄、动态响应快的特点，本发明谐波检测方法能够实现较快的动态响应，从而能够快速精确地检测出电网中谐波电流和无功电流的含量。

下面介绍本发明谐波检测方法的优选技术方案。

作为优选，上述方法中的低通滤波器的系统函数H(z)满足：

$H\left(z\right)=H_1\left(z\right)\×H_2\left(z\right)=\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Π}}}{A}_k\frac{1+b_k{z}^{-1}+b_{2k}{z}^{-2}}{1+a_{1k}{z}^{-1}+a_{2k}{z}^{-2}}\×\frac{{1-z}^{-L}}{L(1-z^{-1})}$

式中，H₁(z)为二阶巴特沃斯滤波器的系统函数，H₂(z)为MA滤波器的系统函数，即： $H_1\left(z\right)=\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Π}}}{A}_k\frac{1+b_{1k}{z}^{-1}+b_{2k}{z}^{-2}}{1+a_{1k}{z}^{-1}+a_{2k}{z}^{-2}},$ $H_2\left(z\right)=\frac{1-z^{-L}}{L(1-z^{-1})};$ 其中，k为所述的低通滤波器具有二阶巴特沃斯滤波器的级联个数，k=1...n，n为所述的低通滤波器中的第n个二阶巴特沃斯滤波器；b_1k、b_2k、a_2k、a_1k分别为所述二阶巴特沃斯滤波器的系数；L为MA滤波器的阶数。在本优选方案中，选用巴特沃斯滤波器作为IIR滤波器能够进一步提高本发明低通滤波器的滤波精度。

更进一步地，所述的调理电路设有模拟抗混叠滤波器；

步骤（2）中所述对所述的负载电流进行调整包括基于所述的模拟抗混叠滤波器对该负载电流进行抗混频处理；

在所述的步骤（3）和步骤（4）之间，还包括步骤：

a、使用带限滤波器将经AD采样处理后的负载电流信号的带宽限制在频率f_h内；

b、使用抽取器以预设的整数因子M对经带宽限制的负载电流信号进行减采样处理，即对所述的q轴电流或d轴电流每隔M个信号样值进行抽样。

本发明的技术效果如下：

一、针对时域谐波检测算法，本发明提出了一种能够兼顾动态响应和滤波精度的高性能数字低通滤波器。在分析比较常用的无限长单位冲击响应滤波器和滑动平均滤波器的特性后，本发明采用优化级联的方式，构成高性能数字低通滤波器，利用巴特沃斯滤波器滤波精度高的特点以达到较高的滤波精度，并利用滑动平均滤波器过渡带窄、动态响应快的特点以达到较快的动态响应。

二、本发明不仅保持了现有技术采用有源电力滤波装置进行谐波检测同步坐标变换法所固有的精确性和可靠性，而且采用了多重采样的采样率变换技术；在使用中，由于检测电路以及控制电路一般均采用DSP微处理器实现，可以根据所采用的主控芯片运算速度等自由切换运算周期和采样率，最大化利用芯片的计算能力。由于使用了多重采样（即AD采样电路的采样频率f_sw1满足f_sw1＞2f_h）的采样率变换技术，本发明所提出的方法可以大幅度简化前置抗混叠模拟滤波器的设计，降低了成本，缩短了研发时间。

附图说明

图1为本发明有源电力滤波装置应用于三相电网的结构示意图；

图2为本发明有源电力滤波装置的结构示意图；

图3为本发明减采样算法的流程示意图；

图4为本发明减采样算法所使用的分相结构示意图；

图5为本发明的抗混叠模拟滤波器与现有技术中抗混叠模拟滤波器的结构对比图；

图6为本发明实施例中三相电网的三相电流的示意图以及经三相平面转换到两相平面后的q轴电流以及d轴电流的示意图；

图7为本发明低通滤波器与现有技术低通滤波器的性能对比图。

具体实施方式

下面结合附图详细介绍本发明的具体实施方式。

如图1所示的一种用于三相电网谐波补偿的有源电力滤波装置，结合图2，包括：

用于向三相电网注入补偿电流主电路1；

用于采集三相电网的负载电流的电流互感器201，与三相电网耦接；

调理电路202，用于调整所述的负载电流；

对调整后的负载电流进行处理的AD采样电路3；

用于提取经处理的负载电流信号上谐波电流的检测电路4；

与主电路1形成反馈回路的控制电路5，用于根据上述谐波电流以及反馈的补偿电流形成驱动信号，并将上述驱动信号输出至主电路1。

主电路1输出的用于注入三相电网的补偿电流由若干IGBT的导通与关闭的状态控制产生的，即主电路1包括若干IGBT，上述的驱动信号能够控制主电路1的IGBT的开闭状态，从而本发明的有源电力滤波装置能够通过检测三相负载电流中的谐波电流，产生补偿电流以抵偿三相电网中的谐波电流。

电流互感器201将采集到的三相电网负载电流输入至调理电路202，调理电路202对上述负载电流信号作电流电压转换、幅度调制等调整后再进行最后的抗混频处理，即调理电路202内还包括模拟抗混叠滤波器203，调整后的三相电网负载电流经模拟抗混叠滤波器203接入AD采样电路3，模拟抗混叠滤波器203能够避免有源电力滤波装置检测的谐波电流产生混叠的现象。

AD采样电路3在本实施例中为过采样处理电路，即当待注入补偿电流的三相电网中谐波电流（也即所需注入的补偿电流）的最高频率为f_h，AD采样电路3的采样频率f_sw1的设定值满足f_sw1＞2f_h；AD采样电路3的采样频率f_sw1的设定值为一个高频率的值。将过采样处理电路作为AD采样电路3可以避免使用昂贵的抗混叠模拟滤波器，也可以使得有源电力滤波装置的多路电流、电压通道可以采用结构相对简单的抗混叠模拟滤波器。

谐波检测电路4包括：

用于将经处理的负载电流从a-b-c三相平面转换到q-d两相平面的第一坐标变换模块401，转换后的负载电流信号分为q轴电流以及d轴电流；

用于获取q轴电流或d轴电流的直流部分的低通滤波器402；以及，

用于将q轴电流或d轴电流直流部分与相应的q轴电流或d轴电流运算得到所述谐波电流的第一比较点403，第一比较点403用于将上述q轴电流或d轴电流直流部分与原始q轴电流或d轴电流进行加减运算，得到接入的三相电网负载电流上的谐波电流。

在本实施例中，低通滤波器402的系统函数H(z)满足：

$H\left(z\right)=H_1\left(z\right)\×H_2\left(z\right)$

$=\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Π}}}{A}_k\frac{1+b_k{z}^{-1}+b_{2k}{z}^{-2}}{1+a_{1k}{z}^{-1}+a_{2k}{z}^{-2}}\×\frac{{1-z}^{-L}}{L(1-z^{-1})}$ ①

式①中，H₁(z)为二阶巴特沃斯滤波器的系统函数，H₂(z)为MA滤波器的系统函数，即：

$H_1\left(z\right)=\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Π}}}{A}_k\frac{1+b_{1k}{z}^{-1}+b_{2k}{z}^{-2}}{1+a_{1k}{z}^{-1}+a_{2k}{z}^{-2}},$ $H_2\left(z\right)=\frac{1-z^{-L}}{L(1-z^{-1})}$ ②

式②中，k为所述的低通滤波器具有二阶巴特沃斯滤波器的级联个数，k=1...n，n为所述的低通滤波器中的第n个二阶巴特沃斯滤波器；b_1k、b_2k、a_2k、a_1k分别为所述二阶巴特沃斯滤波器的系数；L为MA滤波器的阶数。

控制电路5包括：

用于将上述谐波电流与反馈的补偿电流相运算得到二相平面驱动信号的第二比较点501。

在这里，由于主电路1与控制电路5构成了一个反馈回路，主电路1将所述补偿电流注入三相电网的同时，将该补偿信号反馈至控制电路5，并与谐波电流进行加减运算，得到q-d二相平面上的驱动信号。而注入三相电网的补偿电流为一a-b-c三相平面上的电流信号，在反馈至控制电路5时需要通过一个与第一坐标变换模块401相同结构的第三坐标变换模块502，即通过第三坐标变换模块502将补偿电流从a-b-c三相平面转化为q-d二相平面。

用于将所述二相平面驱动信号转换成三相平面驱动信号的第二坐标变换模块503。为了提高第二比较点501输出得到的驱动信号的精度，第二坐标变换模块503与第二比较点501之间设有比例微分控制器504。三相平面驱动信号输入至SPWM调制器505。

用于将所述三相平面驱动信号输出至所述主电路的SPWM调制器505。SPWM调制器505对输入的驱动信号进行正弦脉宽调制，将驱动信号变为脉冲宽度按正弦规律变化（即与正弦波等效）的PWM波形（即SPWM波形），使得驱动信号以PWM波形控制主电路1中IGBT的通断状态，从而控制主电路1输出注入三相电网的补偿电流。

上述结构中，谐波检测电路4和控制电路5均为两相结构，其中，q轴电流以及d轴电流分别经由低通滤波器402、第一比较点403、第二比较点501以及比例微分控制器504构成的电流通道。

除了上述结构，在本实施例的有源电力滤波装置还包括：第一坐标变换模块401与低通滤波器402之间的抽取器404；抽取器404能够用于按预先设定的整数因子M对q轴电流或d轴电流进行减采样处理，属于一种多重采样算法。多重采样算法能够降低了本系统的采样频率（因本系统使用过采用电路作为AD采样电路3，造成系统采样频率的提高），减轻系统后续的检波计算量。为了避免抽取器404对所述的q轴电流或d轴电流进行减采样处理的过程中产生的电流混叠问题，谐波检测电路4还包括：第一坐标变换模块401与抽取器404之间的带限滤波器405，带限滤波器405将经AD采样处理后的负载电流信号的带宽限制在频率f_h内，从而避免系统产生电流混叠的现象。

本发明的有源电力滤波装置的低通滤波器是一种将IIR滤波器（即本实施例则采用二级巴特沃斯滤波器的系统函数）和MA滤波器相结合的高性能数字低通滤波器；在对q轴电流和d轴电流进行的交直流分离的过程中，本发明的低通滤波器：在动态响应方面由于采用了滤波器级联的方式，IIR滤波器的过渡带可以设计得较宽，使得低通滤波器的阶数得以降低，因此优化本发明低通滤波器的动态响应时间主要由MA滤波器决定，可以根据所需要的动态响应速度进行MA滤波器阶数的设计；在滤波精度方面，在IIR滤波器的过渡带内的谐波由MA滤波器进行衰减，在IIR滤波器的过渡带之外的谐波，IIR滤波器提供了足够高的滤波精度，来弥补MA滤波器的滤波精度不足的缺点。基于上述，本发明的低通滤波器既能满动态响应速度的要求，也能满足滤波精度的要求，能够在谐波检测时有效分离有功电流和无功电流的直流量和交流量，从而提高了本发明有源电力滤波装置的反应效率以及检波精度。

本发明一种基于本实施例的有源电力滤波装置的谐波检测方法，包括步骤：

（1）基于待检测的三相电网设定有源电力滤波装置所需注入补偿电流的最高电流频率f_h；基于最高电流频率f_h，设定AD采样电路的采样频率f_sw1，采样频率f_sw1满足f_sw1＞2f_h；同时，采样频率f_sw1满足f_sw1＝nf_sw2，f_sw2为后级控制频率（即检测模块的控制频率，在本实施例是MA滤波器的采样频率），n≥2，即采用了AD采样电路的过采样技术；

在用本实施例的有源电力滤波装置进行本实施例方法流程的操作时，首先需确定有源电力滤波装置对三相电网所需要补偿的谐波电流中的最高电流频率f_h，并将该频率f_h将作为本实施例有源电力滤波装置的基准，在后续的采样率的变化中，需要保证f_h频率及以下的电流不能混叠，即系统采样频率至少为2f_h。f_sw1是从AD采样器的采样频率，满足f_sw1＞2f_h；根据多重采样的基本原理，AD采样器使用高频率f_sw1以便简化调理电路中模拟抗混频滤波器的设计。

（2）采集三相电网的负载电流并经调理电路对所述的负载电流进行调整；

（3）利用采样频率为f_sw1的AD采样器，对调整后的负载电流信号进行AD采样处理；

（4）提取经AD采样处理后负载电流信号中的谐波电流；

上述提取过程包括步骤：

（4.1）建立同步坐标变换矩阵将所述负载电流信号从三相平面转换到两相平面，转换后的负载电流信号分为q轴电流以及d轴电流；

（4.2）采用上述低通滤波器402获取所述q轴电流以及d轴电流的直流部分；这里的低通滤波器的系统函数H(z)满足的条件同上述实施例的式①以及式②。

通过低通滤波器交直流量分离后，得到了d轴和q轴电流的直流分量，将其与d轴和q轴电流相减，即是需要补偿的所有谐波电流分量，如果需要补偿无功电流分量，将本实施例有源电力滤波装置d轴上的电路断开即可，即系统可在这种状态实现全部补偿d轴分量。

（4.3）将q轴电流以及d轴电流的直流部分与相应的q轴电流以及d轴电流运算得到所述谐波电流；

（5）根据所述谐波电流形成驱动信号；驱动信号的形成过程包括步骤：

（5.1）将所述谐波电流与反馈的补偿电流相运算得到二相平面驱动信号；所述的反馈信号即为注入三相电网的补偿电流，在与所述谐波电流进行运算前，还包括对上述反馈的补偿电流的前置处理，该前置处理过程包括步骤：建立同步坐标变换矩阵将上述反馈的补偿电流从三相平面转换到两相平面；

（5.2）建立Park逆矩阵将所述驱动信号从两相平面转换到三相平面；

（5.3）将三相平面的驱动信号经SPWM调制器输出得到主电路的驱动信号。

（6）将上述驱动信号接入主电路，主电路基于所述的驱动信号形成注入三相电网的补偿电流。

步骤（5.3）以及步骤（6）的实现原理同上述关于有源电力滤波装置的实施例说明，SPWM调制器对输入的驱动信号进行正弦脉宽调制，将驱动信号变为脉冲宽度按正弦规律变化（即与正弦波等效）的PWM波形（即SPWM波形），使得驱动信号以PWM波形控制主电路中IGBT的通断状态，从而控制主电路1输出注入三相电网的补偿电流。

本发明谐波检测方法使用IIR滤波器和MA滤波器的优化级联构成获取所述q轴电流以及d轴电流直流部分的低通滤波器。其中，IIR滤波器提供相应较高的滤波精度，而MA滤波器具有过渡带相应窄、动态响应快的特点，本发明设计的低通滤波器能够以达到较快的动态响应，从而能够快速精确地检测出电网中谐波电流和无功电流的含量。

作为优选，步骤（2）中所述的调整三相电网内的负载电流信号包括对该负载电流信号进行抗混频处理（采用调理电路内设的模拟抗混叠滤波器）。

在本实施例中，步骤（3）和步骤（4）之间，还包括步骤：

a、使用带限滤波器将经AD采样处理后的负载电流信号的带宽限制在频率f_h内，所述的频率f_h为本实施例有源电力滤波装置能够补偿的最高电流频率（即谐波电流、补偿电流内的最高电流频率）；

b、使用抽取器以预设的整数因子M对经带宽限制的负载电流信号进行减采样处理，即对所述的q轴电流或d轴电流每隔M个信号样值进行抽样。

除此之外，步骤（3.1）中的建立同步坐标变换矩阵将所述负载电流从三相平面（a-b-c）转换到两相平面（q-d），利用了有源电力滤波装置中的第一坐标变换模块401实现上述步骤，第一坐标变换模块401内部的处理过程为：

接入从三相电压获取的电网电压基波正序分量，通过并通过外接的锁相环提取出电网电压基波正序分量的相位，建立如③所示的同步坐标变换矩阵C_abc/dq。

$C_{\mathrm{abc}/\mathrm{dq}}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\ωt}& \cos (\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos (\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ -\sin \mathrm{\ωt}& -\sin (\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -\sin (\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]$ ③

通过式③所示的矩阵C_abc/dq，ω为三相电压的电角速度；其中将电网中的三相负载电流变为d轴电流和q轴电流，其中q轴电流是有功电流分量，d轴电流是无功电流分量。基波正序电流分量是q轴电流的直流分量，而电网电流中的其他电流分量则构成了q轴电流中的交流分量和d轴电流的全部分量。第一坐标变换模块中实现了上述过程，即通过式③所示的矩阵C_abc/dq将三相电网电流变为d轴电流和q轴电流。

同样地，在步骤（4.1）中，也需要建立同步坐标变换矩阵将反馈的补偿电流从三相平面转换到两相平面；采用上述有源电力滤波装置的第三坐标变换模块502，实现过程同上。第三坐标变换模块502的结构与第一坐标变换模块401相同。

在上述的优选方案中，由于AD采样器采用多重采样算法降低时域谐波检测算法的运算频率，即使用抽取器对负载电流按整数因子M抽取进行减采样，但要保证f_h频率及以下的电流不出现混叠现象。

本实施例增加的步骤a以及步骤b，如图3所示，抽取器内实现了如下过程（用x（n）表示输入抽取器的d轴电流d(n)或q轴电流q(n)上的采样点，用y（n）表示输出抽取器的d轴电流d(n)或q轴电流q(n)上的采样点）：读入采样点x（n），将该采样点存入抽取器内的暂存器，并判断是否已经读取得到M个采样点；若还没有得到M个采样点，则重复上述过程；若恰好得到M个采样点，否则将暂存器中最后一个采样点输出给y（n）。

将d轴电流d(n)以及q轴电流q(n)按上述整数因子M进行抽取，表示将系统采样频率从f_sw1降低到f_sw2＝f_sw1/M＝2f_h，则折叠频率为f_sw1/2M＝f_h，为了防止f_h频率及以上的电流混叠，在抽取器前需要加入一个带限滤波器，使频率不能超过f_h，这样电流信号d(n)、q(n)的带宽就被限制在f_h以内，得到了新的d轴电流d₁(n)以及q轴电流q₁(n)，通过抽取器对信号d₁(n)、q₁(n)每隔M个点进行抽样，得到最终的进入高性能数字低通滤波器的d轴电流d₂(n)以及和q轴电流q₂(n)，电流信号d₂(n)、q₂(n)频谱的重复周期变为f_sw2，如式④和式⑤所示：

$d_2\left(n\right)=d_1\left(\mathrm{nM}\right)=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}h\left(k\right)d(\mathrm{nM}-k)$ ④

$q_2\left(n\right)=q_1\left(\mathrm{nM}\right)=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}h\left(k\right)d(\mathrm{nM}-k)$ ⑤

式④以及式⑤中，n表示经抽取器抽取后的n个采样点，nM表示抽取器抽取前的nM个采样点；h（k）表示带限滤波器单位脉冲的响应函数，k表示移位周期系数。

在使用带限滤波器的时候，为了避免出现高阶数的FIR滤波器设计，采用多相分解法设计上述带限滤波器，其分相结构切换器的框图如图4所示。图4中，x(n)表示d轴电流d(n)或q轴电流q(n)，h₀(n),h₁(n)，...，h_L-1(n)表示分相结构的子滤波器，y₀(n)，y₁(n)，...，y_L-1(n)表示经滤波后的信号，经叠加后得到的y(n)对应为新的d轴电流d₁(n)以及q轴电流q₁(n)。

图5是截止频率同为2500Hz的前置模拟抗混叠滤波器的设计，其中，图5（a）部分是传统前置模拟抗混叠滤波器电路图，图5（b）部分是基于AD采样采用多重采样算法的前置模拟抗混叠滤波器电路图，在采用了多重采样后，前置模拟抗混叠滤波器的过渡带可以设计的较宽，这有效降低了前置模拟抗混叠滤波器的阶数，进而降低了前置模拟抗混叠滤波器的设计难度和系统成本。

步骤（4.2）中，建立Park逆矩阵将所述驱动信号从两相平面转换到三相平面，利用了上述第二坐标变换模块503，第二坐标变换模块503内实现了以下处理过程：通过如式⑥所示的Park逆矩阵，得到需要的三相驱动信号：

$C_{\mathrm{dq}/\mathrm{adc}}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\ωt}& -\sin \mathrm{\ωt}\\ \cos (\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -\sin (\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ \cos (\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -\sin (\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]$ ⑥

式⑥的物理量含义同式③。经式⑥的变换。将驱动信号转化为可输入至主电路的驱动信号，即三相平面的驱动信号。

本发明进行仿真对比的过程如图6和图7所示。

在仿真实验中，图6的谐波源通过如下方式得到：三相整流电路每隔0.05s封锁一次整流桥，封锁0.05s后继续整流，而整流桥的负载在1s时减小一倍，相当于相电流基波幅值增大一倍，为了表征电网中可能存在的间谐波，再加入一组幅值为20A的105Hz谐波组。在此谐波源下，最终得到的电网三相相电流波形如图6(a)部分所示，该三相相电流经过同步坐标变换后，得到p-q坐标系下有功和无功电流，如图6(b)部分所示。

输入系统的负载电流（见图6（a）部分，含谐波电流，即谐波电流）经平面转化后形成需要分离直流分量的d轴电流以及q轴电流（见图6（b）部分）。上述d轴电流（即图6（b）中的ip，这里，ip等同于本实施例的id，下同）以及q轴电流（即图6（b）中iq，也为本实施例的iq，下同）分别经MA滤波器、巴特沃斯滤波器、以及本发明的低通滤波器进行交直流分离后，得到图7的对比示意图。其中，对上述谐波源有功电流以及无功电流进行滤波的MA滤波器、巴特沃斯滤波器和本发明的低通滤波器设置为具有相同阻带边缘频率，该频率f_st＝10Hz，MA滤波器、巴特沃斯滤波器、以及本发明的低通滤波器的各自的性能示意图分别为图7(a)部分、图7(b)部分以及图7(c)部分。

从图7(a)部分、图7(b)部分以及图7(c)部分构成的性能对比图可知：

采用本实施例的低通滤波器进行q轴电流和d轴电流的交直流分离。由于所设计的低通滤波器采用MA滤波器和巴特沃斯滤波器进行优化级，在动态响应方面，因采用了级联的方式，巴特沃斯滤波器的过渡带可以设计的较宽，滤波器的阶数得以降低；优化数字低通滤波器的动态响应时间T主要由MA滤波器决定，为T＝L/f_sw2，（L为MA滤波器的阶数，f_sw2为MA滤波器的采样频率）可以根据所需要的动态响应速度进行MA滤波器阶数的设计。在滤波精度方面，在巴特沃斯滤波器的过渡带内的谐波由MA滤波器进行衰减，在巴特沃斯滤波器的过渡带之外的谐波，巴特沃斯滤波器提供足够高的滤波精度，来弥补MA滤波器的滤波精度不足的缺点。因此，本发明的低通滤波器既能满动态响应速度的要求，也能满足滤波精度的要求。

Claims (10)

1.一种能够应用于有源电力滤波装置的低通滤波器，其特征在于，所述的低通滤波器由至少一个IIR滤波器以及至少一个MA滤波器级联构成。

2.如权利要求1所述的低通滤波器，其特征在于，所述的IIR滤波器为巴特沃斯滤波器。

3.如权利要求1或2所述的低通滤波器，其特征在于，所述的低通滤波器的系统函数H(z)满足：

$H\left(z\right)=H_1\left(z\right)\×H_2\left(z\right)=\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Π}}}{A}_k\frac{1+b_k{z}^{-1}+b_{2k}{z}^{-2}}{1+a_{1k}{z}^{-1}+a_{2k}{z}^{-2}}\×\frac{{1-z}^{-L}}{L(1-z^{-1})}$

式中，H₁(z)为二阶巴特沃斯滤波器的系统函数，H₂(z)为MA滤波器的系统函数，即： $H_1\left(z\right)=\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Π}}}{A}_k\frac{1+b_{1k}{z}^{-1}+b_{2k}{z}^{-2}}{1+a_{1k}{z}^{-1}+a_{2k}{z}^{-2}},$ $H_2\left(z\right)=\frac{1-z^{-L}}{L(1-z^{-1})};$ 其中，k为所述的低通滤波器具有二阶巴特沃斯滤波器的级联个数，k=1...n，n为所述的低通滤波器中的第n个二阶巴特沃斯滤波器；b_1k、b_2k、a_2k、a_1k分别为所述二阶巴特沃斯滤波器的系数；L为MA滤波器的阶数。

4.一种有源电力滤波装置，包括：

主电路，用于向三相电网注入补偿电流；

接入三相电网的电流互感器，用于采集三相电网的负载电流；

调理电路，用于调整所述的负载电流；

AD采样电路，用于对调整后的负载电流信号进行采样处理；

检测电路，用于提取经采样处理后的负载电流信号中的谐波电流；

控制电路，与所述的主电路形成反馈回路，用于根据所述谐波电流以及反馈的补偿电流形成驱动信号，并将所述的驱动信号输出至所述的主电路；所述的检测电路以及控制电路为两相结构；所述的检测电路包括：

用于将所述经采样处理后的负载电流信号从三相平面转换到两相平面的第一坐标变换模块，转换后的负载电流信号分为q轴电流以及d轴电流；

用于获取q轴电流或d轴电流的直流部分的低通滤波器；以及，

用于将q轴电流或d轴电流的直流部分与相应的q轴电流或d轴电流运算得到所述谐波电流的第一比较点；其特征在于，

所述的低通滤波器由至少一个IIR滤波器以及至少一个MA滤波器级联构成。

5.如权利要求4所述的有源电力滤波装置，其特征在于，所述的低通滤波器的系统函数H(z)满足：

$H\left(z\right)=H_1\left(z\right)\×H_2\left(z\right)=\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Π}}}{A}_k\frac{1+b_k{z}^{-1}+b_{2k}{z}^{-2}}{1+a_{1k}{z}^{-1}+a_{2k}{z}^{-2}}\×\frac{{1-z}^{-L}}{L(1-z^{-1})}$

式中，H₁(z)为二阶巴特沃斯滤波器的系统函数，H₂(z)为MA滤波器的系统函数，即： $H_1\left(z\right)=\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Π}}}{A}_k\frac{1+b_{1k}{z}^{-1}+b_{2k}{z}^{-2}}{1+a_{1k}{z}^{-1}+a_{2k}{z}^{-2}},$ $H_2\left(z\right)=\frac{1-z^{-L}}{L(1-z^{-1})};$ 其中，k为所述的低通滤波器具有二阶巴特沃斯滤波器的级联个数，k=1...n，n为所述的低通滤波器中的第n个二阶巴特沃斯滤波器；b_1k、b_2k、a_2k、a_1k分别为所述二阶巴特沃斯滤波器的系数；L为MA滤波器的阶数。

6.如权利要求4或5所述的有源电力滤波装置，其特征在于，

所述的调理电路还包括模拟抗混叠滤波器，所述经调整的负载电流信号通过所述的模拟抗混叠滤波器接入所述的AD采样电路。

7.如权利要求6所述的有源电力滤波装置，其特征在于，所述的谐波检测电路还包括所述第一坐标变换模块与低通滤波器之间依次连接的带限滤波器以及抽取器，所述的抽取器用于按预先设定的整数因子M对所述的q轴电流或d轴电流进行减采样处理，即对所述的q轴电流或d轴电流每隔M个信号样值进行抽样。

8.一种基于如权利要求4所述有源电力滤波装置的谐波检测方法，能够形成注入三相电网的补偿电流，其特征在于，包括步骤：

（1）基于待检测的三相电网设定所述有源电力滤波装置所需注入补偿电流的最高电流频率f_h；设定AD采样电路的采样频率f_sw1，其中，f_sw1>2f_h；

（2）采集三相电网的负载电流并经调理电路对所述的负载电流进行调整；

（3）利用AD采样电路对调整后的负载电流信号进行AD采样处理；

（4）提取经AD采样处理后负载电流信号中的谐波电流；

上述提取过程具体包括步骤：

（4.1）建立同步坐标变换矩阵将所述负载电流信号从三相平面转换到两相平面，转换后的负载电流信号分为q轴电流以及d轴电流；

（4.2）采用所述的低通滤波器获取所述q轴电流以及d轴电流的直流部分；

（4.3）将q轴电流以及d轴电流的直流部分与相应的q轴电流以及d轴电流运算得到所述的谐波电流；

（5）根据所述谐波电流以及反馈的补偿电流形成控制所述主电路产生所述补偿电流的驱动信号。

9.如权利要求8所述的谐波检测方法，其特征在于，

所述的低通滤波器的系统函数H(z)满足：

$H\left(z\right)=H_1\left(z\right)\×H_2\left(z\right)=\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Π}}}{A}_k\frac{1+b_k{z}^{-1}+b_{2k}{z}^{-2}}{1+a_{1k}{z}^{-1}+a_{2k}{z}^{-2}}\×\frac{{1-z}^{-L}}{L(1-z^{-1})}$

式中，H₁(z)为二阶巴特沃斯滤波器的系统函数，H₂(z)为MA滤波器的系统函数，即： $H_1\left(z\right)=\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Π}}}{A}_k\frac{1+b_{1k}{z}^{-1}+b_{2k}{z}^{-2}}{1+a_{1k}{z}^{-1}+a_{2k}{z}^{-2}},$ $H_2\left(z\right)=\frac{1-z^{-L}}{L(1-z^{-1})};$ 其中，k为所述的低通滤波器具有二阶巴特沃斯滤波器的级联个数，k=1...n，n为所述的低通滤波器中的第n个二阶巴特沃斯滤波器；b_1k、b_2k、a_2k、a_1k分别为所述二阶巴特沃斯滤波器的系数；L为MA滤波器的阶数。

10.如权利要求8或9所述的谐波检测方法，其特征在于，

所述的调理电路设有模拟抗混叠滤波器；

步骤（2）中所述对所述的负载电流进行调整包括基于所述的模拟抗混叠滤波器对该负载电流进行抗混频处理；

在所述的步骤（3）和步骤（4）之间，还包括步骤：

a、使用带限滤波器将经AD采样处理后的负载电流信号的带宽限制在频率f_h内；

b、使用抽取器以预设的整数因子M对经带宽限制的负载电流信号进行减采样处理，即对所述的q轴电流或d轴电流每隔M个信号样值进行抽样。

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