CN202616779U - 一种低通滤波器、有源电力滤波装置 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种低通滤波器、有源电力滤波装置及基于该有源电力滤波装置的谐波检测方法。本实用新型的低通滤波器由IIR滤波器以及MA滤波器级联构成。本实用新型的有源电力滤波装置包括用于向三相电网注入补偿电流主电路、互感调理电路、AD采样电路、采用上述低通滤波器的检测电路以及形成主电路驱动信号的控制电路。本实用新型的方法包括使用上述有源电力滤波装置实现步骤：对三相电网内的负载电流依次进行检测、调整以及AD采样；提取谐波电流；根据所述谐波电流形成驱动信号。本实用新型克服了现有谐波检测技术中有功电流和无功电流的直流量和交流量分离不佳的问题，提高滤波精度的同时具备较快的动态响应，能够快速精确地检测出电网中谐波电流含量。

Description

一种低通滤波器、有源电力滤波装置

技术领域

本实用新型涉及电力电子控制技术领域，特别涉及一种低通滤波器以及使用该低通滤波器的有源电力滤波装置。

背景技术

随着电力电子技术的发展，电力电子设备成为电力系统中主要谐波源。谐波会降低电能的生产、传输和利用的效率，且给供、用电设备的正常运行带来严重的危险，因此谐波治理得到越来越大的重视。

常用的谐波治理方法有无源滤波器和有源电力滤波器（active powerfiler,APF）。随着大功率电子器件的发展，有源电力滤波器的优势越来越明显。

现有技术的有源电力滤波器（为了和本实用新型的主题相统一，上述的有源电力滤波器以下均称有源电力滤波装置，二者在本实用新型是等同的）的一般工作原理如下：

通过电流互感器检测三相电网的负载电流，并通过内部谐波检测电路（可简称检测电路，一般可采用DSP微处理器实现）计算，提取出负载电流中的谐波成分，然后形成主电路的驱动信号（为一种PWM信号）发送给主电路，所述的主电路包括若干由驱动信号驱动的IGBT(即绝缘栅双极型晶体管)，驱动信号控制逆变器中的IGBT产生一个和负载谐波电流大小相等，方向相反的谐波电流注入到电网中，达到滤波的目的。

谐波检测方法是有源电力滤波装置的基础理论。目前，谐波检测方法可分为频域检测方法和时域检测方法，如表1所示：

表1各种谐波检测策略的性能比较

FFT

DFT

RDFT

谐波dq

PQ理论

SRF法

传感器

3CT

3CT

3CT

3CT/2VT

3CT/3VT

3CT/1VT

数字滤波器

NO

NO

NO

YES

YES

YES

计算量

--

--

+

--

+

+

3相或1相

1/3PH

1/3PH

1/3PH

3PH

3PH

3PH

需要电压信息

NO

NO

NO

YES

YES

YES

不平衡电流

++

++

++

++

++

++

选择谐波能力

NO

YES

YES

YES

NO

NO

无功补偿能力

NO

NO

NO

NO

YES

YES

响应速度

-

-

+

+

++

++

补偿精度

+

+

+

+

+

+

表1所示，频域谐波检测方法主要有DFT、FFT和RDFT等，时域谐波检测方法主要有谐波dq法、SRF法和PQ理论法等；各种检测策略各有其特点，表1对所述方法作了简要比较，其中，“++”表示能够较好的满足要求，以此类推，“+”、“-”及“--”依次表示满足程度逐渐降低。

从表1中可以看到，频域谐波检测方法大多建立在傅里叶分析基础之上，由于傅里叶分析是稳态概念，所以频域谐波检测方法不能用于瞬时补偿，但由于频域方法不要电压信息，所以所需传感器的数量也相对较少，这也决定了频域谐波检测方法没有无功补偿能力。时域检测方法最大的优点是能够检测出所有的谐波分量，不存在频域谐波方法中的分辨率导致间谐波等复杂谐波无法全部检测的问题。时域谐波检测方法一般采用低通数字滤波器（LPF）来分离有功电流和无功电流中的直流量和交流量，所以LPF的性能直接影响着谐波检测算法的性能和系统最终的补偿性能。现有技术采用的低通数字滤波器包括MA滤波器（即滑动平均滤波器）以及IIR滤波器（即无限长单位冲击响应滤波器），但MA滤波器具有滤波精度不足的缺点，会造成谐波补偿性能较差；IIR滤波器虽然具备足够的滤波精度，但动态响应速度较差，不适用于负载变化频繁的场合。

现有技术存在的另一个问题是：在现有技术有源电力滤波装置的实际使用中，在电流互感器检测到三相电网的负载电流之后、将该电路传输至内部谐波检测电路进行计算之前，往往还包括对三相电网负载电流信号进行AD采样的过程（三相电网负载电流中的谐波电流信号是一般是通过AD采样送入谐波检测电路中的），AD采样的过程一般采用前置的抗混叠模拟滤波器。根据香农定理，系统的整体频率不能高于采样频率的1/2，这导致了前置抗混叠模拟滤波器设计的困难。现有技术通过采用过采样技术避免使用昂贵的抗混叠模拟滤波器，使得有源电力滤波装置的多路电流、电压通道可以采用结构相对简单的抗混叠模拟滤波器。但使用过采样的方法大大提高了系统（若无特别说明，本文所述的系统均指完成谐波检测的有源电力滤波装置）的采样频率，但造成系统后续的检波计算量也相应地变为繁重。

实用新型内容

本实用新型提供了一种低通滤波器以及使用该低通滤波器的有源电力滤波装置，克服了现有技术中有源电力滤波装置在谐波检测时有功电流和无功电流的直流量和交流量分离不佳的问题，在提高了滤波精度的同时具备较快的动态响应，从而能够快速精确地检测出电网中谐波电流含量。

一种能够应用于有源电力滤波装置的低通滤波器，其特征在于，所述的低通滤波器由至少一个IIR滤波器以及至少一个MA滤波器级联构成。

优选地，所述的IIR滤波器为巴特沃斯滤波器。

更为优选地，所述的IIR滤波器为二阶巴特沃斯滤波器的系统函数。

一种有源电力滤波装置，包括：

用于向三相电网注入补偿电流的主电路；

依次连接的电流互感器、调理电路以及AD采样电路，所述的电流互感器接入所述的三相电网；

用于提取经所述电流互感器、调理电路以及AD采样电路的三相电网负载电流信号中谐波电流的检测电路；

用于根据所述谐波电流以及反馈的补偿电流形成驱动信号以控制主电路输出所述补偿电流的控制电路，所述的控制电路检测电路的输出端相连，并与所述的主电路形成反馈回路；所述的检测电路以及控制电路为两相结构，所述的检测电路包括输入检测电路的负载电流信号从三相平面转换到两相平面的第一坐标变换模块，转换后的负载电流信号分为q轴电流以及d轴电流，用于获取q轴电流或d轴电流的直流部分的低通滤波器，以及用于将q轴电流或d轴电流的直流部分与相应的q轴电流或d轴电流运算得到所述谐波电流的第一比较点；所述的低通滤波器由至少一个IIR滤波器以及至少一个MA滤波器级联构成。

本实用新型有源电力滤波装置的低通滤波器是一种将IIR滤波器和MA滤波器相结合的高性能数字低通滤波器；在对q轴电流和d轴电流进行的交直流分离的过程中，本实用新型的低通滤波器：在动态响应方面由于采用了滤波器级联的方式，IIR滤波器的过渡带可以设计得较宽，使得低通滤波器的阶数得以降低，因此优化本实用新型低通滤波器的动态响应时间主要由MA滤波器决定，可以根据所需要的动态响应速度进行MA滤波器阶数的设计；在滤波精度方面，在IIR滤波器的过渡带内的谐波由MA滤波器进行衰减，在IIR滤波器的过渡带之外的谐波，IIR滤波器提供了足够高的滤波精度，来弥补MA滤波器的滤波精度不足的缺点。基于上述，本实用新型的低通滤波器既能满动态响应速度的要求，也能满足滤波精度的要求，能够在谐波检测时有效分离有功电流和无功电流的直流量和交流量，从而提高了本实用新型有源电力滤波装置的动态反应速度以及检波精度。

下面介绍本实用新型有源电力滤波装置的优选技术方案。

作为优选，所述的IIR滤波器为巴特沃斯滤波器。

更为优选地，所述的IIR滤波器为二阶巴特沃斯滤波器。由于本实用新型的有源电力滤波装置对低通滤波器的频率特性要求比较高，而增加阶数的同时也会增加算法的复杂程度，占用大量的系统资源。采用二阶巴特沃斯滤波器，在占用较小的系统开销的同时进一步优化了低通滤波器的频率特性。

进一步地，所述的调理电路包括模拟抗混叠滤波器。所述经调理电路前置部分电路的负载电流信号通过所述的模拟抗混叠滤波器接入所述的AD采样电路。将调整后的负载电流信号经模拟抗混叠滤波器后接入所述的AD采样电路能够避免有源电力滤波装置检测的谐波电流产生混叠的现象。为了避免使用昂贵的抗混叠模拟滤波器，所述的AD采样电路相应为过采样处理电路。将过采样处理电路作为所述AD采样电路还使得有源电力滤波装置的多路电流、电压通道可以采用结构相对简单的抗混叠模拟滤波器。

由于使用了过采样电路作为AD采样电路造成系统采样频率的提高，为了减轻系统后续的检波计算量，所述的谐波检测电路还包括所述第一坐标变换模块与低通滤波器之间依次连接的带限滤波器以及抽取器。所述的抽取器用于按预先设定的整数因子M对所述的q轴电流或d轴电流进行减采样处理，即对所述的q轴电流或d轴电流每隔M个信号样值进行抽样。所述抽取器能够避免上述减采样处理的过程中产生的电流混叠问题。

本实用新型的技术效果如下：

一、针对时域谐波检测算法，本实用新型提出了一种能够兼顾动态响应和滤波精度的高性能数字低通滤波器。在分析比较常用的无限长单位冲击响应滤波器和滑动平均滤波器的特性后，本实用新型采用优化级联的方式，构成高性能数字低通滤波器，利用巴特沃斯滤波器滤波精度高的特点以达到较高的滤波精度，并利用滑动平均滤波器过渡带窄、动态响应快的特点以达到较快的动态响应。

二、本实用新型不仅保持了现有技术采用有源电力滤波装置进行谐波检测同步坐标变换法所固有的精确性和可靠性，而且采用了多重采样的采样率变换技术；在使用中，由于检测电路以及控制电路一般均采用DSP微处理器实现，可以根据所采用的主控芯片运算速度等自由切换运算周期和采样率，最大化利用芯片的计算能力。由于使用了多重采样（即AD采样电路的采样频率f_sw1满足f_sw1＞2f_h）的采样率变换技术，本实用新型所提出的方法可以大幅度简化前置抗混叠模拟滤波器的设计，降低了成本，缩短了研发时间。

附图说明

图1为本实用新型有源电力滤波装置应用于三相电网的结构示意图；

图2为本实用新型有源电力滤波装置的结构示意图；

图3为本实用新型中采用的减采样算法的流程示意图；

图4为本实用新型中采用的减采样算法所使用的分相结构示意图；

图5为本实用新型的抗混叠模拟滤波器与现有技术中抗混叠模拟滤波器的结构对比图；

图6为本实用新型实施例中三相电网的三相电流的示意图以及经三相平面转换到两相平面后的q轴电流以及d轴电流的示意图；

图7为本实用新型低通滤波器与现有技术低通滤波器的性能对比图。

具体实施方式

下面结合附图详细介绍本实用新型的具体实施方式。

如图1所示的一种用于三相电网谐波补偿的有源电力滤波装置，结合图2，包括：

用于向三相电网注入补偿电流主电路1；

用于采集三相电网的负载电流的电流互感器201，与三相电网耦接；

调理电路202，用于调整所述的负载电流；

对调整后的负载电流进行处理的AD采样电路3；

用于提取经处理的负载电流信号上谐波电流的检测电路4；

与主电路1形成反馈回路的控制电路5，用于根据上述谐波电流以及反馈的补偿电流形成驱动信号，并将上述驱动信号输出至主电路1。

主电路1输出的用于注入三相电网的补偿电流由若干IGBT的导通与关闭的状态控制产生的，即主电路1包括若干IGBT，上述的驱动信号能够控制主电路1的IGBT的开闭状态，从而本实用新型的有源电力滤波装置能够通过检测三相负载电流中的谐波电流，产生补偿电流以抵偿三相电网中的谐波电流。

电流互感器201将采集到的三相电网负载电流输入至调理电路202，调理电路202对上述负载电流信号作电流电压转换、幅度调制等调整后再进行最后的抗混频处理，即调理电路202内还包括模拟抗混叠滤波器203，调整后的三相电网负载电流经模拟抗混叠滤波器203接入AD采样电路3，模拟抗混叠滤波器203能够避免有源电力滤波装置检测的谐波电流产生混叠的现象。

AD采样电路3在本实施例中为过采样处理电路，即当待注入补偿电流的三相电网中谐波电流（也即所需注入的补偿电流）的最高频率为f_h，AD采样电路3的采样频率f_sw1的设定值满足f_sw1＞2f_h；AD采样电路3的采样频率f_sw1的设定值为一个高频率的值。将过采样处理电路作为AD采样电路3可以避免使用昂贵的抗混叠模拟滤波器，也可以使得有源电力滤波装置的多路电流、电压通道可以采用结构相对简单的抗混叠模拟滤波器。

谐波检测电路4包括：

用于将经处理的负载电流从a-b-c三相平面转换到q-d两相平面的第一坐标变换模块401，转换后的负载电流信号分为q轴电流以及d轴电流；

用于获取q轴电流或d轴电流的直流部分的低通滤波器402；以及，

用于将q轴电流或d轴电流直流部分与相应的q轴电流或d轴电流运算得到所述谐波电流的第一比较点403，第一比较点403用于将上述q轴电流或d轴电流直流部分与原始q轴电流或d轴电流进行加减运算，得到接入的三相电网负载电流上的谐波电流。

在本实施例中，低通滤波器402的系统函数H(z)满足：

$H\left(z\right)=H_1\left(z\right)\×H_2\left(z\right)$

①

$=\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Π}}}{A}_k\frac{1+b_{1k}{z}^{-1}+b_{2k}{z}^{-2}}{1+a_{1k}{z}^{-1}+a_{2k}{z}^{-2}}\×\frac{1-z^{-L}}{L(1-z^{\text{-1}})}$

式①中，H₁(z)为二阶巴特沃斯滤波器的系统函数，H₂(z)为MA滤波器的系统函数，即：

$H_1\left(z\right)=\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Π}}}{A}_k\frac{1+b_{1k}{z}^{-1}+b_{2k}{z}^{-2}}{1+a_{1k}{z}^{-1}+a_{2k}{z}^{-2}},$ $H_2\left(z\right)=\frac{1-z^{-L}}{L(1-z^{-1})}$ ②

式②中，k为所述的低通滤波器具有二阶巴特沃斯滤波器的级联个数，k=1...n，n为所述的低通滤波器中的第n个二阶巴特沃斯滤波器；b_1k、b_2k、a_2k、a_1k分别为所述二阶巴特沃斯滤波器的系数；L为MA滤波器的阶数。

控制电路5包括：

用于将上述谐波电流与反馈的补偿电流相运算得到二相平面驱动信号的第二比较点501。

在这里，由于主电路1与控制电路5构成了一个反馈回路，主电路1将所述补偿电流注入三相电网的同时，将该补偿信号反馈至控制电路5，并与谐波电流进行加减运算，得到q-d二相平面上的驱动信号。而注入三相电网的补偿电流为一a-b-c三相平面上的电流信号，在反馈至控制电路5时需要通过一个与第一坐标变换模块401相同结构的第三坐标变换模块502，即通过第三坐标变换模块502将补偿电流从a-b-c三相平面转化为q-d二相平面。

用于将所述二相平面驱动信号转换成三相平面驱动信号的第二坐标变换模块503。为了提高第二比较点501输出得到的驱动信号的精度，第二坐标变换模块503与第二比较点501之间设有比例微分控制器504。三相平面驱动信号输入至SPWM调制器505。

用于将所述三相平面驱动信号输出至所述主电路的SPWM调制器505。SPWM调制器505对输入的驱动信号进行正弦脉宽调制，将驱动信号变为脉冲宽度按正弦规律变化（即与正弦波等效）的PWM波形（即SPWM波形），使得驱动信号以PWM波形控制主电路1中IGBT的通断状态，从而控制主电路1输出注入三相电网的补偿电流。

上述结构中，谐波检测电路4和控制电路5均为两相结构，其中，q轴电流以及d轴电流分别经由低通滤波器402、第一比较点403、第二比较点501以及比例微分控制器504构成的电流通道。

除了上述结构，在本实施例的有源电力滤波装置还包括：第一坐标变换模块401与低通滤波器402之间的抽取器404；抽取器404能够用于按预先设定的整数因子M对q轴电流或d轴电流进行减采样处理，属于一种多重采样算法。多重采样算法能够降低了本系统的采样频率（因本系统使用过采用电路作为AD采样电路3，造成系统采样频率的提高），减轻系统后续的检波计算量。为了避免抽取器404对所述的q轴电流或d轴电流进行减采样处理的过程中产生的电流混叠问题，谐波检测电路4还包括：第一坐标变换模块401与抽取器404之间的带限滤波器405，带限滤波器405将经AD采样处理后的负载电流信号的带宽限制在频率fh内，从而避免系统产生电流混叠的现象。

本实用新型的有源电力滤波装置的低通滤波器是一种将IIR滤波器（即本实施例则采用二级巴特沃斯滤波器的系统函数）和MA滤波器相结合的高性能数字低通滤波器；在对q轴电流和d轴电流进行的交直流分离的过程中，本实用新型的低通滤波器：在动态响应方面由于采用了滤波器级联的方式，IIR滤波器的过渡带可以设计得较宽，使得低通滤波器的阶数得以降低，因此优化本实用新型低通滤波器的动态响应时间主要由MA滤波器决定，可以根据所需要的动态响应速度进行MA滤波器阶数的设计；在滤波精度方面，在IIR滤波器的过渡带内的谐波由MA滤波器进行衰减，在IIR滤波器的过渡带之外的谐波，IIR滤波器提供了足够高的滤波精度，来弥补MA滤波器的滤波精度不足的缺点。基于上述，本实用新型的低通滤波器既能满动态响应速度的要求，也能满足滤波精度的要求，能够在谐波检测时有效分离有功电流和无功电流的直流量和交流量，从而提高了本实用新型有源电力滤波装置的反应效率以及检波精度。

如图3所示，抽取器404内实现如下过程（用x（n）表示输入抽取器的d轴电流d(n)或q轴电流q(n)上的采样点，用y（n）表示输出抽取器的d轴电流d(n)或q轴电流q(n)上的采样点）：读入采样点x（n），将该采样点存入抽取器内的暂存器，并判断是否已经读取得到M个采样点；若还没有得到M个采样点，则重复上述过程；若恰好得到M个采样点，否则将暂存器中最后一个采样点输出给y（n）。

将d轴电流d(n)以及q轴电流q(n)按上述整数因子M进行抽取，表示将系统采样频率从f_sw1降低到f_sw2＝f_sw1M＝2f_h，则折叠频率为f_sw1/2M＝f_h，为了防止f_h频率及以上的电流混叠，在抽取器前需要加入一个带限滤波器，使频率不能超过f_h，这样电流信号d(n)、q(n)的带宽就被限制在f_h以内，得到了新的d轴电流d₁(n)以及q轴电流q₁(n)，通过抽取器对信号d₁(n)、q₁(n)每隔M个点进行抽样，得到最终的进入高性能数字低通滤波器的d轴电流d₂(n)以及和q轴电流q₂(n)，电流信号d₂(n)、q₂(n)频谱的重复周期变为f_ww2，如式④和式⑤所示：

$d_2\left(n\right)=d_1\left(\mathrm{nM}\right)=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}h\left(k\right)d(\mathrm{nM}-k)$ ④

$q_2\left(n\right)=q_1\left(\mathrm{nM}\right)=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}h\left(k\right)q(\mathrm{nM}-k)$ ⑤

式④以及式⑤中，n表示经抽取器抽取后的n个采样点，nM表示抽取器抽取前的nM个采样点；h（k）表示带限滤波器单位脉冲的响应函数，k表示移位周期系数。

在使用带限滤波器的时候，为了避免出现高阶数的FIR滤波器设计，采用多相分解法设计上述带限滤波器，其分相结构切换器的框图如图4所示。图4中，x(n)表示d轴电流d(n)或q轴电流q(n)，h₀(n),h₁(n)，..，h_L-1(n)表示分相结构的子滤波器，y₀(n)，y₁(n)，..，y_L-1(n)表示经滤波后的信号，经叠加后得到的y(n)对应为新的d轴电流d₁(n)以及q轴电流q₁(n)。

图5是截止频率同为2500Hz的前置模拟抗混叠滤波器的设计，其中，图5（a）部分是传统前置模拟抗混叠滤波器电路图，图5（b）部分是基于AD采样采用多重采样算法的前置模拟抗混叠滤波器电路图，在采用了多重采样后，前置模拟抗混叠滤波器的过渡带可以设计的较宽，这有效降低了前置模拟抗混叠滤波器的阶数，进而降低了前置模拟抗混叠滤波器的设计难度和系统成本。

步骤（4.2）中，建立Park逆矩阵将所述驱动信号从两相平面转换到三相平面，利用了上述第二坐标变换模块503，第二坐标变换模块503内实现了以下处理过程：通过如式⑥所示的Park逆矩阵，得到需要的三相驱动信号：

$C_{\mathrm{dq}/\mathrm{abc}}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\ωt}& -\sin \mathrm{\ωt}\\ \cos (\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -\sin (\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ \cos (\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -\sin (\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]$ ⑥

式⑥的物理量含义同式③。经式⑥的变换。将驱动信号转化为可输入至主电路的驱动信号，即三相平面的驱动信号。

本实用新型进行仿真对比的过程如图6和图7所示。

在仿真实验中，图6的谐波源通过如下方式得到：三相整流电路每隔0.05s封锁一次整流桥，封锁0.05s后继续整流，而整流桥的负载在1s时减小一倍，相当于相电流基波幅值增大一倍，为了表征电网中可能存在的间谐波，再加入一组幅值为20A的105Hz谐波组。在此谐波源下，最终得到的电网三相相电流波形如图7(a)所示，该三相相电流经过同步坐标变换后，得到p-q坐标系下有功和无功电流，如图7(b)所示。

输入系统的负载电流（见图6（a）部分，含谐波电流，即谐波电流）经平面转化后形成需要分离直流分量的d轴电流以及q轴电流（见图6（b）部分）。上述d轴电流（即图6（b）中的ip，这里，ip等同于本实施例的id，下同）以及q轴电流（即图6（b）中iq，也为本实施例的iq，下同）分别经MA滤波器、巴特沃斯滤波器、以及本发明的低通滤波器进行交直流分离后，得到图7的对比示意图。其中，对上述谐波源有功电流以及无功电流进行滤波的MA滤波器、巴特沃斯滤波器和本发明的低通滤波器设置为具有相同阻带边缘频率，该频率f_st＝10Hz，MA滤波器、巴特沃斯滤波器、以及本发明的低通滤波器的各自的性能示意图分别为图7(a)部分、图7(b)部分以及图7(c)部分。

从图7(a)部分、图7(b)部分以及图7(c)部分构成的性能对比图可知：

采用本实施例的低通滤波器进行q轴电流和d轴电流的交直流分离。由于所设计的低通滤波器采用MA滤波器和巴特沃斯滤波器进行优化级，在动态响应方面，因采用了级联的方式，巴特沃斯滤波器的过渡带可以设计的较宽，滤波器的阶数得以降低；优化数字低通滤波器的动态响应时间T主要由MA滤波器决定，为T＝L/f_sw2，（L为MA滤波器的阶数，f_sw2为MA滤波器的采样频率）可以根据所需要的动态响应速度进行MA滤波器阶数的设计。在滤波精度方面，在巴特沃斯滤波器的过渡带内的谐波由MA滤波器进行衰减，在巴特沃斯滤波器的过渡带之外的谐波，巴特沃斯滤波器提供足够高的滤波精度，来弥补MA滤波器的滤波精度不足的缺点。因此，本实用新型的低通滤波器既能满动态响应速度的要求，也能满足滤波精度的要求。

Claims (8)

1.一种能够应用于有源电力滤波装置的低通滤波器，其特征在于，所述的低通滤波器由至少一个IIR滤波器以及至少一个MA滤波器级联构成。

2.如权利要求1所述的低通滤波器，其特征在于，所述的IIR滤波器为巴特沃斯滤波器。

3.如权利要求1或2所述的低通滤波器，其特征在于，所述的IIR滤波器为二阶巴特沃斯滤波器的系统函数。

4.一种有源电力滤波装置，包括：

用于向三相电网注入补偿电流的主电路；

依次连接的电流互感器、调理电路以及AD采样电路，所述的电流互感器接入所述的三相电网；

用于提取经所述电流互感器、调理电路以及AD采样电路的三相电网负载电流信号中谐波电流的检测电路；

用于根据所述谐波电流以及反馈的补偿电流形成驱动信号以控制主电路输出所述补偿电流的控制电路，所述的控制电路检测电路的输出端相连，并与所述的主电路形成反馈回路；所述的检测电路以及控制电路为两相结构，所述的检测电路包括输入检测电路的负载电流信号从三相平面转换到两相平面的第一坐标变换模块，转换后的负载电流信号分为q轴电流以及d轴电流，用于获取q轴电流或d轴电流的直流部分的低通滤波器，以及用于将q轴电流或d轴电流的直流部分与相应的q轴电流或d轴电流运算得到所述谐波电流的第一比较点；其特征在于，所述的低通滤波器由至少一个IIR滤波器以及至少一个MA滤波器级联构成。

5.如权利要求4所述的有源电力滤波装置，其特征在于，所述的IIR滤波器为巴特沃斯滤波器。

6.如权利要求5所述的有源电力滤波装置，其特征在于，所述的IIR滤波器为二阶巴特沃斯滤波器。

7.如权利要求4所述的有源电力滤波装置，其特征在于，所述的调理电路包括模拟抗混叠滤波器。

8.如权利要求7所述的有源电力滤波装置，其特征在于，所述的谐波检测电路还包括所述第一坐标变换模块与低通滤波器之间依次连接的带限滤波器以及抽取器。

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