CN102577122A

CN102577122A - 用以处理通过辐射探测器所传递的信号的装置

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Publication number: CN102577122A
Application number: CN2010800445768A
Authority: CN
Inventors: 派翠克·奥维尔-巴菲特; 安德烈·布莱姆比拉
Original assignee: Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Current assignee: Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Priority date: 2009-10-01
Filing date: 2010-09-30
Publication date: 2012-07-11
Anticipated expiration: 2030-09-30
Also published as: US9065432B2; JP2013506822A; FR2951037B1; EP2484011A1; EP2484011B1; FR2951036A1; CN102577122B; JP5815532B2; FR2951037A1; WO2011039312A1; US20110098980A1

Abstract

本发明涉及一种用以处理通过一辐射探测器(1)所传递的信号的装置，所述装置包含能够传递其振幅与通过探测器(1)所侦测的电荷成正比的一电压脉冲的一第一电路(2、3)以及数字化电压脉冲且传递数字信号(S(t))的一模拟数字转换器(ADC)，其特征在于其包含，所述模拟数字转换器(ADC)的下游的一处理电路(5)，所述处理电路(5)包含：一读取单元，用以读取通过所述模拟数字转换器(ADC)传递的数字信号(S(t))，一计算单元，计算已读取的数字信号的一时间变化率，以及一电路，能够截取其时间变化达到一预定临界值的已读取的数字信号。

Description

用以处理通过辐射探测器所传递的信号的装置

技术领域与背景技术

本发明涉及一种用以处理通过辐射探测器所传递的信号的装置。本发明也涉及一种辐射探测系统，其包含辐射探测器与用以处理通过根据本发明探测器所传递的信号的装置。

本发明特别涉及使用例如碲锌镉(CdZnTe)、碲化镉∶氯(CdTe∶C1)、碲化镉∶铟(CdTe∶In)的半导体对电离电磁辐射(x射线、伽马射线)的环境温度的侦测。

作为电离电磁辐射探测器的半导体的使用具有许多优点：

-直接将电磁辐射转换为电子信号(当闪烁器与光电倍增器共同使用时而间接的转换[伽马/光/电荷])

-在环境温度下操作的探测器，因此不会非常笨重，且高电信号使其可获得良好的能量鉴别度。

近年来，相对于探测器材料与技术的成长和电子发展与信号处理的发展已经使其可确定在电离电磁辐射频谱法中半导体的雄心抱负且大大地展开他们的使用领域，也就是说，例如：用于以碲锌镉系扫描仪显影的医疗成像的2D影像，在安全领域中利用X射线的行李检查系统，用于测试辐射组件的核探头。

更特别地，本发明的使用领域并非仅仅为利用X射线检查行李，特别是探测炸药的存在。

电离电磁辐射探测系统的摘要图解象征性地绘示于图1中。探测系统包含一电离电磁辐射探测器1、量测通过探测器1所传递的信号的一电子接近电路2、处理通过电子电路2所传递的讯号的一电子处理电路3(滤波器，放大器)以及为了得到那些信号的柱状图而数字化通过电子电路3所传递的信号的一电子系统4。

电磁辐射频谱测定法因此以最大可能精密度(能量鉴别度)由计算与测量所组成，所有光子能量构成电磁辐射且其通过探测器(探测效率)吸收。

依据使用领域，入射电磁辐射是由具有可变能量范围(若干keV到若干MeV)的较多或较少数个光子能量频谱构成。半导体探测器的厚度与表面的选择是分别依据探测效率和预期的系统敏感度。如一非限制范例中，小于毫米的厚度足以将绝大多数的低能量光子(＜100keV)停止，但是，对于高能量光子(＞100keV)，可能需要若干毫米的厚度、或甚至一厘米。

显著厚度的探测器使其可停止最大的光子(增加相互作用的机率)，但因在探测器中电荷传递时间与其厚度成正比故减少可能的计数率。接着，高偏压与探测器的特定配置使其可能在维持一非常低传递时间(电流脉冲＜100ns)时而增加效率。

如先前所述，电离电磁辐射频谱系统包含，除了探测器1、电子接近电路2、电子处理电路3及数字化电路4。

图2显示连接探测器1的电子接近电路2。图3显示通过探测器所传递并进入电子电路2的电流i(t)而\图4显示通过电子电路2所传递的电压V_OUT(t)。

探测器1包含一区块的半导体材料M和连接区块M至高电压HT的电阻R。电子接近电路2为电荷前置放大器，其包含电容C1、放大器A1、电容C2及电阻Rp。电容C1装设在放大器A1的入口端，且电容C2与电阻Rp以串联装设在放大器A1的入口端和出口端间。

当侦测光子ph的相互作用时，电流i(t)可以通过连接探测器的电极而被收集。在检测通过探测器1所传递的电流i(t)的存在时间期间，自电荷前置放大器输出的电压V_OVT(t)为：

V_{OUT} = - \frac{1}{C 2} &Integral; tdt .

或

V_{OUT} = - \frac{Q}{C 2}

其中Q为通过在半导体材料M中相互作用的光子所发射的电荷量(参照图4中的时间区域Za)。

在自电荷前置放大器的输出中，对应于光子能量的信息因前置放大器卸载而逐渐消失。因此在侦测电流消失后(参照图4的时间区域Zb)其需要尽快保存这电压。在并联中，电荷前置放大器的放宽使其可能面临高计数率，因在未放宽下，自其输出电压的累积，使前置放大器可能很快地饱和(参照饱和电压V_sat(图4中))。

通过电子电路2所传递的电压V_OUT(t)为电子处理电路3的输入电压。图5显示通过电子处理电路3所传递的电压Vs(t)作为时间函数。

电子处理电路3包含一使其可优化信号与噪声比率的带通滤波器。可使用一些派冲滤波器，滤波器具有n个导出及n个集成、高斯滤波器(Gaussianfilters)、梯形、三角形、数字等。这些滤波器通常是对等且其可能调整衍生与积分时间以在感兴趣的频带中最好的调整信号与噪声比率。对于所有这些滤波器，欲达到的目的就是在他们的输出端终具有一脉冲，脉冲的振幅与在探测器中相互作用的光子能量成正比。其已经被注意到，脉冲滤波器改变对应于探测器电流的持续时间的时间信息；其通过迂回的旁道(by-pass)和集成而增加。此效应通过增加积存而降低可容许的计数率。据回顾，计数率对应于单位时间内探测器的终端所检测到的脉冲数。

当计数率高时，自滤波器输出的电压Vs(t)并未具有足够的时间回复至零，使得随后光子的电压振幅则错误。

当其用于传递具有高度形状变化的电流派冲的探测器时，滤波器的另一显著缺点就是本身较差的线性，这就是冲击缺陷误差。

降低此误差的通常解决办法包含以高于输入电流的脉冲的持续时间的时间常数滤波，其显然地与适应于高计数率的快速形变冲突。

图6显示能够测量所侦测光子的能量的转换积分器，亦即自带通滤波器所输出的脉冲振幅。积分器包含一第一交换器SW1、电阻Ri、放大器AMP、电容Ci及第二交换器SW2。第一交换器SW1与电阻Ri以串联装设，电阻Ri设置在放大器AMP的输入端。电容Ci与第二交换器SW2以并联装设在放大器的输入端和输出端间。图7与图8分别显示进入积分器的信号Vs(t)(滤波器的输出电压)与自积分器所出来的信号y(t)。进入的信号Vs(t)具有一振幅Am。

在从脉冲坡滤器信号Vs(t)到达前，开启交换器SW1并关闭交换器SW2。一旦信号Vs(t)超过临界电压V_th时，交换器SW2开启且交换器SW1关闭。在时刻t0与t1间，信号Vs(t)被集成。自时刻T1起，在信号Vs(t)的脉冲边缘上的临界通过时刻，开启交换器SW1。当自峰值探测器输出时，信号Y(t)具有与输入脉冲(|Y(t)|＝k Am)成正比的振幅，因此予光子能量。

在时刻t1至t2之间，输出信号保持不变，使其储存在数据系统中。自时刻t2起，交换器SW2关闭：探测器重新设定且系统可处理新的光子。

此类型的转换积分器使用在具高计数率的快速频谱链，亦即适用于探测器的电子频谱电路在每时间单位下受到强烈辐射及产生大量的脉冲，或高计数率。计数率通常被认为是每秒所侦测(或计数每秒)的高超过约100,000光子。先前所描述的积分器可用于高达几百万光子/秒(Megaphotons/s)。甚至对于高计数率，此类积分器的使用变得困难，特别是因为交换器SW1与SW2，交换器SW1与SW2的反应时间(在指令与模拟输出间的交换延迟)则不再允许信号Vs(t)的完整集合，藉此造成光子能量测量的误差。然而，在过渡态中交换器SW2的阻抗发生在积分器的复归时间，其也有助于减缓测量链。

为了当探测其受到高计数率的影响时能够正确地通过频谱测定法进行测量，另一种解决方案存在于先前技术中。其涉及利用延迟线测量光子能量。图9显是利用延迟线的计数系统。此系统并未使用滤波电路且电荷前置放大器2的输出端直接连接通过延迟线Lr、衰减器Att(增益小于1)、减法器、放大器A2及数字模拟转换电路ADC所集合的组件中。延迟线Lr与衰减器Att以串联装设且形成一延迟与衰减区块，其第一终端连接于前置放大器输出端的且第二终端连接于减法器D的第一输入端，减法器D的第二端直接连接于前置放大器的输出端。

自前置放大器的信号VOUT(t)透过延迟线Lr延迟，其延迟大于信号VOUT(t)的上升时间。减法器D将电压VOUT(t)减去已延迟与衰减电压VOUT(t)且造成衰减的信号通过放大器A2而放大，其接着经由放大器A2传递一脉冲E(t)，脉冲E(t)的高度与在探测器的终端所生成的脉冲成正比，亦即通过在侦测材料中所侦测的光子而分割的能量。通过模拟数字转换器ADC所完成的数字化联序地完成，计算器被编程以得到超过一预定能量临界值Es的能量值。一但得到能量值，较多或较少的精致计算方法计算光子的对应能量值。图10显示为时间函数的一探测能量曲线E(t)的一范例。分布在曲线E(t)上的光子象征性地说明通过类以数字转换器ADC所完成的信号E(t)数字化。

以X射线产生器或放射源所得到的光子发射为随机发射。然后其需要处理同时发生情况，亦即若干光子在非常短的时间间隔发射的时间周期，藉此有助于数字模拟转换电路输入时信号的堆积。其阐述的是遭受予其探测器的更强烈辐射，使得有较高的同时发生情况的机率。

许多处理同时发生情况的方法已被了解。最简单的一种方法包含测量脉冲的宽度(在两连续临界值横越之间的时间)及比较与参考周期的值。若脉冲太长，则有积存且所测量的能量值无法解释并拒绝脉冲。接下来的光子再行等待。处理方法有并未非常有效的缺点，特别是当计数率高时，其中有许多积存的情形；然后大部分的脉冲具有超过一参考持续时间的持续时间并被拒绝。因此，系统的效率变得普通，此效率表示若干被处理的脉冲与若干被检测的脉冲的比率。

此外，先前技术的已知技术为用以处理与数字化电磁辐射的能量频谱的装置，例如在2009年6月17日所公开的专利申请案EP2071722。此装置包含一前置放大电路、具有延迟线的一脉冲检测电路、一取样器、造成在前置放大电路的输出信号与前置放大电路的输出信号的衍生间的差异的一电流脉冲测量电路、以及处理作为电流脉冲测量电路的输出信号函数的二进制信号，所述二进制信号控取样器的取样时刻。此装置使其可改正关于取样的随机性质与电离电磁辐射频谱探测系统中的电荷生成的探测问题。

发明内容

本发明涉及一种用以处理通过辐射探测器所传递的信号的装置，此装置包含能够传递其振幅与通过探测器所侦测的电荷成正比的电压脉冲的一第一电路以及在一给定的取样频率数字化电压脉冲且传递数字信号的一模拟数字转换器，特征在于其包含，模拟数字转换器的下游的一处理电路，处理电路包含：

-一读取单元，用以读取通过模拟数字转换器传递的数字信号，

-一计算单元，计算已读取的数字信号的一时间变化率，以及

-一撷取电路，通过计算单元而控制，当时间变化率达到一预定临界值(S1)时能够撷取已读取的数字信号。

根据一特定实施例，本发明的装置包含，处理电路的下游的一组件使其能够获得所撷取的信号的振幅频谱。

根据一较佳实施例，根据本发明的装置包含计算单元的上游、一减法电路，能够执行两时间偏移信号的相减。

根据第一变化，减法电路位在模拟数字转换器的上游、以及连接到侦检器的前置放大器的下游。减法电路产生结合在时刻t通过前置放大器所传递的信号与在时刻t-t通过相同的前置放大器所传递的信号的一信号

该发明也涉及一种辐射侦测系统，其包含辐射探测器与用以处理通过根据本发明探测器所传递的信号的装置。

本发明的目的就是提出一种电子装置，使其能够简化与有效率地量测由探测器的电流脉冲，在非常短的时间内的入射光子的能量，其保证非常高的计数率以及非常好的精确度。

附图说明

本发明的其它特性与优点将参考附图中一较佳实施例而显示，其中：

图1显示先前技术的辐射探测系统的摘要图解；

图2显示在图1的探测系统中的第一电路；

图3与图4显示图2的电路的特征电量；

图5显示通过电子处理电路所传递的电压的时间函数的变化，该电子处理电路参与图1的探测系统；

图6显示能够参与图1的探测系统的交换主动式积分电路；

图7与图8显示图6的电路的特性电子信号；

图9显示使用延迟线的先前技术的辐射探测系统的摘要图解；

图10显示图9中所显示的探测能量曲线的一范例；

图11显示根据本发明较佳实施例的电离电磁辐射频谱测定装置；

图12显示图11中所显示的本发明的探测装置的电路的详细视图；

图13与图14显示图12的电路的特性电子信号；

图15显示图12中所显示电路的改进方式；

图16A与图16B显示说明在若干堆积的存在下本发明装置的操作的图12的电路的特性电子信号；以及

图17A与图17B显示说明同时发生情况的处理与在根据本发明装置实施的空载时间的图12的电路的特性电子信号。

在所有图式中，相同参考符号表示相同组件。

具体实施方式

图11显示根据本发明较佳实施例的电离电磁辐射频谱测定装置。

根据本发明较佳实施例，除了显示于图9的先前技术电路所指(探测器1、电荷前置放大器2、减法电路3、模拟数字转换器4)之外，此装置包含一处理电路5，其执行通过模拟数字转换器ADC所传递的数字信号的处理。图12明确地显示在发明背景中操作的电路5的处理单元。图15显示在图12中显示的电路的改进方式。处理电路5可以为，例如，微处理器、可编程逻辑电路(“场式可编程门阵列(Field Programmable Gate Array)”，FPGA)、或特殊集成电路(“特定功能集成电路(Application Specific Integrated Circuit)”，ASIC电路)。

处理电路5使其可能选择特定数位信号，所选择的数字信号接着拟定以通过位在所述电路的下游的标准设备而处理。此标准设备可以，例如，包含使其可产生所截取数字信号的振幅频谱的一组件。此频谱对应于所截取信号的柱状图，作为它们振幅函数。此频谱组件可例如包含一多道分析器。所截取的信号通过位在撷取电路下游的多道分析器而考虑。换句话说，处理电路5处理数字信号，接着只有所谓的截取信号通过频谱组件而处理。

信号撷取参照信号向位在撷取电路下游的电子组件传输，未截取的信号并未传向所述组件。

在本发明中电荷前置放大器2及减法电路构成称作“第一电路”的电路。

根据本发明较佳实施例，传递模拟脉冲的第一电路(2、3)使用延迟线与减法器，其有利地使其可得到一脉冲，脉冲的时间特性(上升时间、延迟时间)接近于通过探测器电极所收集的脉冲。延迟线电路的使用使其可得到精确的时间信息。

减法电路3设置在电荷前置放大器2的输出端与数字模拟转换器4之间。此电路使其可在下列所述之间执行一减法：

-模拟信号V(t)，在时刻t通过前置放大器所传递，以及

-模拟信号V′(t)，在相同时刻且依据模拟信号V(t-t)通过延迟线电路所传递。

因此，信号V′(t)为信号V(t-t)的影像，t对应于通过延迟线所产生的时间偏移。例如，其可以呈现：

V′(t)＝V(t-t)

或，更普遍地：

V′(t)＝a V(t-t)，a为实数。

延迟线电路可包含一衰减器，以使：

V′(t)≤V(t-t)

因此，减法电路3使其可得到输出信号E(t)以使：

E(t)＝V(t)-V′(t)，

其时间特性接近于在探测器的终端所探测得那些脉冲。在本技艺中的普通技术人员已知的方式中，时间偏移Δt被选择以大于或等于由前置放大器所产生的脉冲V(t)的上升时间。因此，在通过探测器的相互作用检测期间，亦即当探测器产生一脉冲时，通过减法电路3所产生的信号E(t)描述其振幅与检测电路的振幅成正比的脉冲，其可在前述所述之申请案EP 2071722了解。

其可能设置减法电路3在数字模拟转换器4的下游，但随后，仍将于后叙述的截取单元9的上游。此接着需要具有高动力学(较佳地大于8位，或甚至大于12位)且具有在100MHz附近中取样频率的数字模拟转换器。

本发明也涉及能够传递其振幅与在探测器终端所产生的振幅成正比的模拟脉冲的“第一电路”的其它型态，举例来说例如先前所叙述的脉冲滤波器。如在先前技术中此模拟脉冲再通过数字模拟转换器ADC数字化，以产生一组数字化信号(digitized signals)，也称作数字信号(digital signal)S(t)，而呈现数字化脉冲的形成。因此，数字化脉冲汇集了通过数字模拟转换器处理模拟脉冲而产生的该组数字信号S(t)，模拟脉冲对应于探测器所探测的一相互作用。

图12显示构成处理电路5的多个单元。处理电路包含用以读取通过模拟数字转换器ADC所传递的数字化信号S(t)的一读取单元6、用以计算在两连续已读取的数字信号之间的时间变化率S′(t)的一单元7、用以比较通过单元7以预定变化临界值S1所传递的时间变化率S′(t)的一比较单元8、以及能够截取或不截取已读取的数字信号的一截取单元9。

根据读取频率，读取单元6读取模拟数字转换器ADC所传递的数字化信号S(t)。较佳地，读取频率也是数字模拟转换器的取样频率且读取单元和数字模拟转换器以相同频率同时发生。不像在文件EP 2071722所述的装置，数字模拟转换器的取样频率为固定，其使转换器的使用根据高取样频率同时发生且在高计数率上特别有用。较佳地，本领域普通技术人员皆知的管道转换器将被使用。在文件EP 2071722中，取样频率并非不变：取样时刻通过电路模块决定，其需要异步的转换器，已知其较低的取样率，此转换器不太适用于高的计数率。

图13显示通过在两连续相互作用期间模拟数字转换器ADC所传递的数字信号，其对应于图中可见的两数字化信号脉冲。通过模拟数字转换器ADC所传递的信号连续第被数字化，例如在1MHz与1GHz间(典型的几个MHz)的高频率。在图13的第一数字化信号脉冲上所表示的时间τ1对应于通过探测器的电极所收集的电流脉冲的上升时间(探测器中电荷的传递时间)而时间τ2对应于初始的电流脉冲与其衰减之间(在第一近似值中，τ2可因此对应于所使用的频谱测定系统的空载时间：这是通过先前所述的延迟线而强加的延迟。读取单元6传递已读取的数字信号S(t)_L。用于计算时间变化率的单元7再决定以下列的方程式(1)所形成的变化率S′(t)：

S’(t)＝[S(t)_L-S(t-dt)_L]/dt(1)

因此，变化率S′(t)可以依据每一新的读取脉冲S(t)_L，亦即在读取频率上计算。

如一范例，图14说明当通过转换器ADC所传递的数字信号是与图13所示的信号一致时通过计算时间变化的单元所传递的数字信号。通过单元7所传递的变化率S′(t)通过比较单元8而与临界值S1比较。在每一数字化信号脉冲上，信号S′(t)依序地地呈现正与负值。临界值S1放置在一预定负值上。临界值S1的绝对值大于影响变化率S′(t)的噪声准位BS′(t)。事实上，虽然其并无显示于图中，但因影响已读取的数字信号的躁声BS(t)_L使变化率S′(t)的值通过高频率波动而影响。影响信号S′(t)的噪声BS′(t)一般的平均值为零。临界值S1接着决定作为噪声BS′(t)的函数，使得S1小于躁声的负最大振幅。然而，S1将被选择使其决定值够低，以在S′(t₀)超过临界值S1的时刻t₀，数字信号S(t₀)_L则尽可能接近脉冲的最大值，因此所撷取的值表示所述脉冲的最大振幅。《接近(Close)》表示许多读取周期，读取周期dt对应于读取频率的倒数。

临界值S1的调整步骤实验性地完成且可重新开始，如此临界值S1可被复新。

根据此实施例，一探测相互作用对应于S(t)_L的正值，形成一脉冲。在此案例中，撷取时刻t₀对应于该时刻当：

S′(t₀)≤S1，与S′(t₀-t)＞S1。

换句话说，当信号S′(t)超过S1时变化率S′(t)为降低函数。

通过比较单元8所传递的比较信号Sc1控制撷取单元9。若临界值S1并无超过(亦即S1≤S’(t))，比较信号命令截取单元9不截取最后的已读取的数字化信号。否则(临界值超过，亦即S’(t)≤S1)，比较信号命令截取单元截取最后的已读取的数字化信号。

我们看到同一数字化信号脉冲，对应于自相同模拟脉冲的数字化的信号S(t)，变化率S′(t)依序地叙述第一部分，对应于信号S(t)_L的振幅增长，与第二部分，对应于信号S(t)L的振幅衰减。在本案例中，第一部分称作正部分而第二部分称作负部分。信号S′(t)的正部分对应于通过探测器中光子的相互作用所产生的光子电流的影像。信号S′(t)的负部分用于同步化：一但此负部分低于临界值S1，信号S′(t)的对应值则被保留，或撷取，以形成频谱。有利的是，相较于通过先前技术的电路所得到的辨别，根据本发明的装置具有更好的一致相互作用的辨别。在延迟线的目前信号下游的时间变化上运作具有关于在所述线的目前信号上游的时间变化的运作的优点。事实上，受益于延迟线的滤波效果，表示为延迟线的输出的信号与噪声比率存在如线的输入的信号与噪声比率更佳。所得的时间信息更为精确。然而，在关于专利EP 2071022中所描述的装置，不具有前述的优点，根据本发明的装置仅需较少的组件，其使其更简便且更经济而产生。

图15显示图12中所示的电路的改进方式。根据此改进方式，装置刀函能够决定信号S′(t)的正部分的持续时间。事实上，当S′(t)达到对应于先前所述的撷取时刻t₀的数值S1，但S′(t)的正部分超过一预定持续时间Tm时，则撷取未完成。S′(t)的正部分参照一组信号S′(t)，其对应于对应相同数字化模拟脉冲的信号S(t)L的振幅增长。

除了先前所提的电路6、7、8及9，电路5包含信号比较单元10、用以计数S′(t)的正部分的持续时间T_imp计数单元11以及所述持续时间T_imp的比较单元12。信号S′(t)先与临界值S2比较。临界值S2实验性地被调整，作为影响信号S′(t)的噪声BS′(t)函数。S2被设定故其数值具有相反S1的正负号且其绝对值大于噪声BS′(t)的最大振幅。其可具有相反S1数值，亦即相同绝对值，但正负号相反。当信号S′(t)大于S2时，比较单元10传递命令计数持续时间T_imp的信号Sc2，不然并不会计数。有一递增S′(t)的各读取值的脉冲持续时间计数器，直到读取信号S′(t)再次变为小于S2，其停止计数。通过计数单元1l所传递的脉冲S′(t)的正部分的持续时间T_imp接着与持续时间T_m的临界值作比较。持续时间Tm较佳地被选择作为电荷前置放大器的输入信号的上升时间。若脉冲S′(t)的正部分的持续时间T_imp大于T_m，通过比较单元12所传递的信号命令截取单元9不撷取信号S(t₀)L，其对应于S′(t)传送低于先前所述的临界值S1的时刻t0。若持续时间Timp小于或等于T_m，对应于时刻t0使S′(t₀)≤S1且S′(t₀-δt)＞S1的信号S(t₀)_L则被考虑，δt为读取电路的同步频率的周期。

直到现在为止，我们已经研究探测相互作用产生数字化信号的正脉冲的情况，亦即信号S_L在相互作用期间读取为正值。当然，其将被了解的是，若相互作用产生数字化与读取信号的负脉冲时，先前所述的发明也适用，亦即在相互作用期间，信号S(t)_L为负值，临界值S1将为正值，且撷取将在当增加时S′(t_o)超过临界值S1的时刻to而完成。换句话说，撷取时刻t₀为S′(t_o)≥S1与S′(t₀-dt)＜S1。根据这种情况下，临界值S2仍将是负值。

根据本发明的装置，当其配置在频谱组件的上游时，例如那些先前技术所提，使频谱测量有例地在高流量下。根据本发明的装置事实上使其即使在通过延迟线变形的若干积存脉冲存在下能提取用于构建频谱的数值。

图16A与图16B说明本发明的优点。图16A显示在若干堆积的存在下所得的电压脉冲而图16B显示图16中所示的电压积存的时间变化。通过时间信号的变化(参照图16B)超过的临界值S1提供时间参考以触发保存在信号频谱中。一但时间变化低于临界值S1(参照图16B)，信号的对应数值(参照图16A)则被提取且为建构频谱而保存。相反于先前技术的方法，其仍然能提取正确的测量，甚至在脉冲迭加的情况下。因此，根据本发明的装置使其能对于它们的最大计数率效能而推动脉冲成形系统的效能。

图17A与图17B说明图15所示的本发明装置的改进方式所赠成的优点。在信号的时间变化的政部份的持续时间比参考时间T_m长的案例中，有一堆积。所探测的能量值是错误的且其无法显示在能量频谱中。图17A与图17B说明在两光子在探测器中以非常短的时间相互作用的情况。信号的时间变化并无超过临界值S1且时间变化的正部分的持续时间大于T_m。因此对于频谱而言两光子并不被保留。本发明延迟线装置的空载时间为必需测量在探测器中相互作用的光子能量的时间，亦即通过延迟线强加的延迟T_d。必须涉及本发明的装置中的一种情况是延迟延迟T_d大于或等于持续时间T_m。

在本发明中所述的装置将得到通过任何致电离辐射的频谱进行测量的应用，特别是X辐射或伽马辐射，且特别是在所述辐射为强烈的情况中。

除了检查行李，此设备可以应用于核子领域，例如测量废物或燃料。

Claims

1.一种用以处理通过一辐射探测器(1)所传递的信号的装置，所述装置包含能够传递其振幅与通过探测器(1)所侦测的电荷成正比的一电压脉冲的一第一电路(2、3)以及在一给定的取样频率数字化所述电压脉冲且传递一数字信号(S(t))的一模拟数字转换器(ADC)，其特征在于其包含，所述模拟数字转换器(ADC)的下游的一处理电路(5)，所述处理电路(5)包含：

一读取单元(6)，用以读取通过所述模拟数字转换器(ADC)传递的数字信号(S(t))，

一计算单元(7)，计算已读取的数字信号(S(t)L)的一时间变化率(S’(t))，以及

一撷取电路(8、9)，通过所述计算单元(7)而控制，当所述时间变化率(S’(t))达到一预定临界值(S1)时能够撷取已读取的数字信号。

2.根据权利要求1所述的装置，其特征在于包含，所述处理电路(5)的下游的一组件使其能够获得所撷取的信号的一振幅频谱。

3.根据权利要求1所述的装置，其特征在于所述处理电路也包含能够在时间变化率(S’(t))具有超过相反于所述预定临界值(S1)的正负号的一振幅临界值(S2)期间决定一持续时间(T_imp)的组件(10、11)、以及比较一持续时间临界值(T_m)与所述持续时间的一比较组件(12)，此外，数字脉冲持续时间的比较组件(12)传递决定撷取已读取的数字脉冲的一信号，使得当在时间变化率(S’(t))大于该振幅临界值(S2)期间的持续时间小于或等于所述持续时间临界值时，一已读取的数字脉冲被截取。

4.根据权利要求3所述的装置，其特征在于能够在时间变化(S’(t))超过振幅临界值(S2)期间决定持续时间(T_imp)的所述组件(10、11)，包含按每一次已读取的数字信号而增加的一计数器，一旦已读取的数字脉冲具有一低于振幅临界值(S2)的振幅时中断计数。

5.根据权利要求3所述的装置，其特征在于所述持续时间临界值(T_m)为放置在包含能够传递一电压脉冲的一电路的装置的输入端的一电荷前置放大器的一输出信号的上升时间，所述电压脉冲的振幅与通过所述探测器所侦测的电荷成正比。

6.根据权利要求1至5的任一项所述的装置，其特征在于能够传递其振幅与通过所述探测器所侦测的电荷成正比的电压脉冲的所述电路包含具有每一延迟线路(Lr、Att、D、A2)的一能量量测电路。

7.根据权利要求1至6的任一项所述的装置，其特征在于所述模拟数字转换器的取样频率大于100KHz。

8.根据权利要求1至7的任一项所述的装置，其特征在于所述处理电路(5)为一微处理器、或一可程序逻辑电路、或一特定集成电路。

9.一种辐射探测系统，其包含一探测器与用以处理通过所述探测器传递的一信号的一装置，其特征在于所述处理装置为根据权利要求1至7的任一项的装置。

10.根据权利要求9所述的幅射探测系统，其特征在于所述探测器为一半导体探测器。

11.根据权利要求10所述的幅射探测系统，其特征在于所述半导体是在碲锌镉、碲化镉∶氯、碲化镉∶铟中选择。