JP2013506822A - 放射線検出器によって供給される信号を処理するためのデバイス - Google Patents

放射線検出器によって供給される信号を処理するためのデバイス Download PDF

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Abstract

本発明は、放射線検出器(1)によって供給される信号を処理するためのデバイスに関係し、本デバイスは、電圧パルスの振幅が検出器(1)によって検出される電荷に比例する電圧パルスを供給することが可能な回路(2、3)と、電圧パルスをディジタル化し、ディジタル信号を供給するアナログ/ディジタル変換器(ADC)とを備えたデバイスにおいて、アナログ/ディジタル変換器(ADC)の下流に、-アナログ/ディジタル変換器(ADC)によって供給されるディジタル信号(S(t))を読み取るためのユニットと、-読み取ったディジタル信号の時間的変化を計算する計算ユニットと、-ディジタル信号の時間的変化が所定のしきい値に達する読み取ったディジタル信号を取り込むことが可能な回路とを備えた処理回路(5)を備えることを特徴とする。

Description

本発明は、放射線検出器によって供給される信号を処理するためのデバイスに関する。本発明は、放射線検出器および本発明による検出器によって供給される信号を処理するためのデバイスを備えた放射線検出システムにやはり関する。
本発明は、より詳しくは、例えば、CdZnTe、CdTe:Cl、CdTe:Inなどの半導体を使用した電離電磁放射線(X線、ガンマ線)の室温における検出に関する。
電離電磁放射線検出器としての半導体の使用は、多数の利点を有し、
- 電磁放射線の電気信号への直接変換(これに対して、シンチレータが光電子増倍管とともに使用されるときには、変換は間接的である[ガンマ線/光/電荷])、
- 検出器が室温で動作する、それゆえ、非常にかさばることがなく、大きな電気信号が優れたエネルギー分解能を得ることを可能にする。
数年にわたり、検出器用の材料および技術の発達に関係する進歩、ならびに電子機器および信号の処理における進歩が、電離電磁放射線分光法における半導体の希望を確かにすること、および使用の分野、すなわち、例えば、CdZnTe-系スキャナの開発による医療用画像化のための2D撮像素子、セキュリティ分野においてx-線を使用した手荷物検査システム、照射された組立品をテストするための核プローブ、を大きく広げることを可能にさせている。
本発明の使用の分野は、より具体的には、x-線を使用する荷物の検査、特に爆発物の存在を検出することであるが、これに限らない。
電離電磁放射線検出システムの概要が、図1に記号を使って図示されている。検出システムは、電離電磁放射線検出器1、検出器1によって供給される信号を測定する電子近接回路2、電子回路2によって供給される信号を処理する電子処理回路3(フィルタ処理、増幅器...)、および供給された信号のヒストグラムを得るために電子回路3によって供給される信号をディジタル化する電子システム4を備える。
電磁放射線分光法は、したがって、可能な最高の精度(エネルギー分解能)で、電磁放射線を構成し検出器によって吸収される(検出効率)すべてのフォトンのエネルギーを計数し、測定することからなる。
使用の分野に応じて、入射電磁放射線は、まさしく大きく変化するエネルギー範囲(数keVから数MeV)を有する程度の差はあるが多数のフォトンエネルギースペクトルから構成される。半導体検出器の厚さおよび表面の選択は、それぞれ、システムの検出効率および期待する感度に依存する。非限定的な例として、1ミリメートルよりも薄い厚さは、低エネルギーフォトン(<100keV)の大部分を止めるために十分であるが、高エネルギーフォトン(>100keV)に対しては、数ミリメートルの厚さまたは1センチメートルの厚さでさえ必要なことがある。
かなりの厚さの検出器は、(相互作用(interaction)確率を増加させ)最多のフォトンを止めることを可能にするが、検出器中の電荷の走行時間が検出器の厚さに正比例するために、可能な計数率を低下させる。高バイアス電圧、ならびに検出器の特殊な構成(セクション毎の照射)は、非常に短い走行時間(電流パルス<100ns)を維持しながら効率を向上させることを、そのときには可能にする。
前に述べたように、電離電磁放射線分光システムは、検出器1とは別に、電子近接回路2、電子処理回路3、およびディジタル化回路4を備える。
図2は、検出器1に接続された電子近接回路2を示す。図3は、検出器により供給され電子回路2に入る電流i(t)を示し、図4は、電子回路2によって供給される電圧VOUT(t)を示す。
検出器1は、半導体材料のブロックMおよびブロックMを高電圧HTへ接続する抵抗器Rを備える。電子近接回路2は、キャパシタC1、増幅器A1、キャパシタC2、および抵抗器Rpを備えた電荷前置増幅器である。キャパシタC1は、増幅器A1の入口のところに取り付けられ、キャパシタC2および抵抗器Rpは、増幅器A1の入口と出口との間に直列に取り付けられる。
フォトンphの相互作用を検出すると、電流i(t)を、検出器に接続された電極によって集めることができる。検出器1によって供給される検出電流i(t)の存在時間中には、電荷前置増幅器から出力される電圧VOUT(t)は、
Figure 2013506822
ここで、Qは、半導体材料M中で相互作用するフォトンによって放出される電荷の量である(図4中の時間ゾーンZa参照)。
電荷前置増幅器からの出力中では、フォトンのエネルギーに対応する情報は、前置増幅器が排出するという理由で流れ去る。それゆえ、検出電流が消失した後で(図4中の時間ゾーンZb参照)、可能な限り早くこの電圧を保存する必要がある。並行して、電荷前置増幅器からの出力電圧が蓄積するので、電荷前置増幅器の緩和が、高計数率に対処することを可能にし、緩和することなく、前置増幅器は、早く飽和するはずである((図4中の)飽和電圧Vsat参照)。
電子回路2によって供給される電圧VOUT(t)は、電子処理回路3の入力電圧である。図5は、時間に応じて電子処理回路3によって供給される電圧Vs(t)を示す。
電子処理回路3は、信号対雑音比を最適化することを可能にするバンドパスフィルタを備える。n個の微分器およびn個の積分器を有するフィルタ、ガウスフィルタ、台形、三角形、ディジタル、等の多数のインパルスフィルタが、使用されることがある。これらのフィルタは、多くの場合に整合させることが可能であり、関心のある帯域における信号対雑音比を最善に調節する微分時間および積分時間を調節することを可能にする。これらのすべてのフィルタについて、実現すべき目的は、出力中のパルスの振幅が検出器内で相互作用するフォトンのエネルギーに比例するそれらの出力中のパルスを知ることである。インパルスフィルタが、検出器電流の持続期間に対応する時間情報を変えることが知られており、検出器電流は、バイパスおよび積分によって増大する。この効果は、パイルアップを増加させることによって許容可能な計数率を低下させる。計数率が単位時間あたりに検出器の電極のところで検出されるパルスの数に対応することが、思い出される。
計数率が高いときには、フィルタから出力される電圧Vs(t)は、ゼロに戻るための十分な時間がなく、続くフォトンの電圧の振幅は、そのときには誤りである。
フィルタのもう1つの重大な欠点は、フィルタが大きな波形変化を有する電流パルスを供給する検出器(厚い検出器)用に使用されるときの悪い直線性に由来し、これは弾道欠損誤差である。
この誤差を低減させるための通常の解は、入力電流のパルスの持続期間よりもはるかに長い時定数を用いてフィルタ処理することからなり、これは、高い計数率に適合したパルスの高速の整形とは明らかに矛盾する。
図6は、検出したフォトンのエネルギー、すなわち、バンドパスフィルタから出力されるパルスの振幅を測定することが可能なスイッチト積分器を示す。積分器は、第1のスイッチSW1、抵抗器Ri、増幅器AMP、キャパシタCi、および第2のスイッチSW2を備える。第1のスイッチSW1および抵抗器Riは、直列に取り付けられ、抵抗器Riが増幅器AMPの入力部に設置される。キャパシタCiおよび第2のスイッチSW2が、増幅器AMPの入力部と出力部との間に並列に取り付けられる。図7および図8は、それぞれ、積分器に入る信号Vs(t)(フィルタの出力電圧)および積分器から出てくる信号Y(t)を示す。入る信号Vs(t)は、振幅Amを有する。
インパルスフィルタからの信号Vs(t)が到達する前には、スイッチSW1が開であり、スイッチSW2が閉である。一旦、信号Vs(t)がしきい値電圧Vthと交差すると、スイッチSW2が開き、スイッチSW1が閉じる。時点t0とt1との間では、信号Vs(t)が積分される。時点t1、信号Vs(t)のパルス端におけるしきい値通過時点のところでは、スイッチSW1が開く。ピーク検出器から出力するときに、信号Y(t)は、入力パルスに、それゆえ、フォトンのエネルギーに比例する振幅を有する(|Y(t)|=k Am)。
時点t1からt2の間では、出力信号が一定に保たれ、データシステム内に保存することを可能にする。時点t2のところでは、スイッチSW2が閉じ、検出器がリセットされ、システムは新たなフォトンを処理することができる。
このタイプのスイッチト積分器は、高い計数率を有する高速分光チェーンにおいて、すなわち、強い放射光に曝される検出器に適合し、単位時間あたり多数のパルスを生成する、または高い計数率の電子分光回路において使用される。計数率は、毎秒検出される数100,000フォトン(またはカウント毎秒)をはるかに超えると考えられる。前に説明した積分器は、数メガフォトン/sまで使用されることが可能である。もっと高い計数率に対して、このタイプの積分器の使用は、特に、スイッチSW1およびSW2のために困難になり、SW1およびSW2の応答時間(命令とアナログ出力との間のスイッチング遅延)が、そのときにはもはや、信号Vs(t)の完全な積分を不可能にし、それによって、フォトンのエネルギーの測定におけるエラーを生じさせる。その上、遷移状態におけるスイッチSW2の抵抗が、積分器のリセット時間中に生じ、これはやはり、測定チェーンの減速の一因になる。
検出器が高い計数率の下に置かれるとき、分光法による測定を正しく行うことができるように、もう1つの解が、先行技術の中に存在する。これは、遅延回線を使用してフォトンのエネルギーを測定することを含む。図9は、遅延回線を使用する計数システムを示す。かかるシステムは、フィルタ処理回路を使用せずに、電荷前置増幅器2の出力が、ここでは、遅延回線Lr、アッテネータAtt(1よりも小さな利得)、減算器D、増幅器A2、およびアナログ/ディジタル変換回路ADCによって形成されたアセンブリに直接接続される。遅延回線Lrは、アッテネータAttと直列に取り付けられ、遅延および減衰ブロックを形成し、その第1の電極が、前置増幅器の出力部に接続され、第2の電極が、減算器Dの第1の入力部に接続され、減算器の第2の端部が、前置増幅器の出力部に直接接続される。
前置増幅器からの信号VOUT(t)は、遅延回線Lrを通って遅延され、その遅延は、信号VOUT(t)の立ち上がり時間よりも長い。減算器Dは、電圧VOUT(t)から遅延させ減衰させた電圧VOUT(t)を引き算し、その引き算からもたらされる信号は、増幅器A2によって増幅され、これは次に、増幅器A2を介してパルスE(t)を供給し、パルスの高さは検出器の電極のところで生成されたパルス、すなわち、検出材料中で検出されたフォトンによって割譲されたエネルギーに比例する。アナログ/ディジタル変換器ADCによって行われるディジタル化は、連続的に行われ、コンピュータが、所定のエネルギーしきい値ESよりも大きなエネルギー値を取り出すようにプログラムされる。一旦、エネルギー値が取り出されると、程度の差はあるが巧妙なアルゴリズムが、フォトンの対応するエネルギー値を計算する。図10は、時間の関数として検出したエネルギー曲線E(t)の一例を示す。曲線E(t)上に分布する点は、アナログ/ディジタル変換器ADCによって行われた信号E(t)のディジタル化を象徴的に図示する。
x-線発生器または放射線源を用いて得られるフォトンの放出は、ランダム放出である。これは、次に、同時発生(coincidence)、すなわち、多数のフォトンが非常に短い時間間隔において放出される期間、それによってアナログ/ディジタル変換回路の入力としての信号がパイルアップすることの一因となる、を処理することが必要である。検出器が受ける放射線がより強くなると、かかる同時発生の確率が高くなることが特定される。
同時発生を処理するための多くの方法が知られている。最も簡単なものの1つは、パルスの幅(2つの連続するしきい値交差間の時間)を測定するステップ、およびその値を基準期間と比較するステップからなる。パルスが長すぎる場合には、パイルアップがあり、測定したエネルギー値は考慮に入れられず、パルスは受け入れられない。次のフォトンをそのときには待機する。この処理方法は、非常に効率的ではないという欠点を有し、特に、多くのパイルアップがあるケースである計数率が高いときには、パルスの大部分は、その場合には基準持続期間を超える持続期間を有し、受け入れられない。したがって、処理したパルスの数と検出したパルスの数との間の比率を表す効率のような、システムの効率は、あまり良くなくなる。
先行技術からやはり知られるものは、2009年6月17日に公開された特許出願EP2071722に開示されたデバイスなどの電磁放射線のエネルギースペクトルを処理しディジタル化するためのデバイスである。このデバイスは、前置増幅回路、遅延回線を有するパルス測定回路、サンプラ、前置増幅回路の出力信号と前置増幅回路の出力信号の派生物(derivative)との間の差異を作る電流パルス測定回路、および電流パルス測定回路の出力信号に応じて二値信号を生成する識別回路を備え、前記二値信号がサンプラのサンプリング時点を制御する。このデバイスは、サンプリングのランダムな性質および電離電磁放射線分光検出システム中の電荷の生成に関連する検出問題を是正することが可能である。
EP2071722 EP2071022
本発明は、放射線検出器によって供給される信号を処理するためのデバイスに関し、本デバイスは、電圧パルスの振幅が検出器によって検出される電荷に比例する電圧パルスを供給することが可能な第1の回路と、所与のサンプリング周波数で電圧パルスをディジタル化し、ディジタル信号を供給するアナログ/ディジタル変換器とを備えたデバイスにおいて、アナログ/ディジタル変換器の下流に、
- アナログ/ディジタル変換器によって供給されるディジタル信号を読み取るための読み取りユニットと、
- 読み取ったディジタル信号の時間的変化率を計算する計算ユニットと、
- 前記計算ユニットによって制御され、時間的変化率が所定のしきい値に達するときに読み取ったディジタル信号を取り込むことが可能な取り込み回路と
を備えた処理回路を備えることを特徴とする。
1つの特定の実施形態によれば、本発明のデバイスは、処理回路の下流に、取り込み回路によって取り込んだ信号の振幅スペクトルを得ることを可能にする手段を備える。
1つの好ましい実施形態によれば、本発明によるデバイスは、計算ユニットの上流に、2つの時間オフセット信号の引き算を実行することが可能な減算回路を備える。
第1の変形例によれば、減算回路は、アナログ/ディジタル変換器の上流で、かつ検出器に接続された前置増幅器の下流に据えられる。減算回路は、時点tのところで前置増幅器によって供給される信号と、時点t-Δtのところで同じ前置増幅器によって供給される信号とを結合する信号を生成する。
本発明は、放射線検出器と、本発明による検出器によって供給される信号を処理するためのデバイスとを備えた放射線検出システムにやはり関する。
本発明の目的は、簡単かつ効率的に、検出器からの電流パルスから非常に短時間内に入射フォトンのエネルギーを測定することを可能にし、非常に高い計数率および非常に優れた精度を保証する電子デバイスを提案することである。
本発明の他の特徴および利点は、添付した図を参照して行われる1つの好ましい実施形態を読むと明らかになるであろう。
先行技術の放射線検出システムの概要を示す図である。 図1の検出システムに関与する第1の電子回路を示す図である。 図2の回路の特徴的な電気量を示す図である。 図2の回路の特徴的な電気量を示す図であり、図４中の符号１〜３は、図３中の符号１〜３と同じタイミングを示している。 図1の検出システムに関与する電子処理回路によって供給される電圧の時間に応じた変化を示す図である。 図1の検出システムに関与することが可能なスイッチト能動積分器回路を示す図である。 図6の回路の特徴的な電気信号を示す図である。 図6の回路の特徴的な電気信号を示す図であり、図８中の符号Ａ、Ｂは、図７中の符号Ａ、Ｂと同じタイミングを示している。 遅延回線を使用する先行技術の放射線検出システムの概要を示す図である。 図9に示した回路における検出されたエネルギー曲線の一例を示す図である。 本発明の好ましい実施形態による電離電磁放射線分光検出デバイスを示す図である。 図11に示した本発明の検出デバイスの回路の詳細図である。 図12の回路の特徴的な電気信号を示す図である。 図12の回路の特徴的な電気信号を示す図であり、図14中の符号a〜fは、図13中の符号a〜fと同じタイミングを示している。 図12に示した回路の改善例を示す図である。 多数のパイルオンの存在下での本発明のデバイスの動作を図示する図12の回路の特徴的な電気信号を示す図である。 本発明によるデバイスにおいて実施される同時発生およびデッドタイムの処理を図示する図12の回路の特徴的な電気信号を示す図である。
すべての図において、同じ参照符号は同じ要素を示す。
図11は、本発明の好ましい実施形態による電離電磁放射線分光検出デバイスを示す。
本発明の好ましい実施形態によれば、デバイスは、図9に示した先行技術回路を参照して述べた要素のセット(検出器1、電荷前置増幅器2、減算回路3、アナログディジタル変換器4)以外に、アナログ/ディジタル変換器ADCによって供給されるディジタル信号S(t)の処理を実行する処理回路5を備える。図12は、本発明の環境において動作する回路5の処理ユニットを明示的に示す。図15は、図12に示した回路の改善例を示す。処理回路5を、例えば、マイクロプロセッサ、プログラマブル論理回路(「フィールドプログラマブルゲートアレイ」を表すFPGA)、または特定(specific)集積回路(「特定用途向け集積回路」を表すASIC回路)とすることができる。
処理回路5は、ある種のディジタル信号を選択することを可能にし、選択したディジタル信号が、次に前記回路の下流に設置された標準的な装置によって処理されることを目的にしている。この標準的な装置は、例えば、取り込んだディジタル信号の振幅スペクトルを生成することを可能にする手段を備えることができる。かかるスペクトルは、その振幅に応じて、取り込んだ信号のヒストグラムに対応する。かかる分光手段は、例えば、マルチチャネル分析器を備えることができる。取り込んだ信号だけが、取り込み回路の下流に据えられたマルチチャネル分析器によって考慮される。言い換えると、処理回路5は、ディジタル信号を分類し、いわゆる取り込んだ信号だけが次に分光手段によって処理される。
信号取り込みは、取り込み回路の下流に設置された電子手段に向けた信号の伝送を指し、取り込まれない信号は、前記手段に向けて伝送されない。
電荷前置増幅器2および減算回路3は、本特許出願において「第1の回路」と呼ばれる回路を構成する。
本発明の好ましい実施形態によれば、アナログ信号を供給する第1の回路(2、3)は、遅延回線、およびパルスを得ることを都合の良いことに可能にする減算器を使用し、パルスの時間特性(立ち上がり時間、減衰時間)は、検出器の電極によって集められたパルスに近い。遅延回線回路の使用は、したがって、正確な時間情報を得ることを可能にする。
減算回路3は、電荷前置増幅器2の出力部とアナログディジタル変換器4との間に置かれる。この回路は、
- 時点tにおいて前置増幅器によって供給されるアナログ信号V(t)と、
- 同じ時点において遅延回線回路によって供給され、アナログ信号V(t-Δt)に依存するアナログ信号V'(t)と
の間で引き算を実行することを可能にする。
したがって、信号V'(t)は、信号V(t-Δt)のイメージであり、Δtは、遅延回線によって生成される時間オフセットに対応する。例えば、
V'(t)=V(t-Δt)
または、より一般的に
V'(t)=a V(t-Δt)、aは実数である、
を有することが可能である。
遅延回線回路は、アッテネータを備えることができ、その結果、
V'(t)≦V(t-Δt)
である。
したがって、減算回路3は、出力信号E(t)を得ることを可能にし、その結果、
E(t)=V(t)-V'(t)、
であり、その時間特性は、検出器の電極のところで検出したパルスの特性に近い。当業者には知られた方式で、時間オフセットΔtは、前置増幅器によって生成されたパルスV(t)の立ち上がり時間以上になるように選択される。したがって、検出器による相互作用の検出中には、すなわち、検出器がパルスを生成するときには、前述の出願EP2071722に見ることができるように、減算回路3によって生成される信号E(t)は、パルスの振幅が検出電流の振幅に比例するパルスを記述する。
減算回路3をアナログディジタル変換器4の下流に設置することが、やはり可能であるが、そのときには、後で説明する取り込みユニット9のまだ上流である。これは、そのときには、100MHz付近のサンプリング周波数を用い、高いダイナミック(好ましくは8ビットよりも大きい、または12ビットよりも大きいことさえある)を有するアナログディジタル変換器を必要とする。
本発明は、パルスの振幅が検出器、例えば、前に説明したものなどのインパルスフィルタの電極のところで生成された振幅に比例するアナログパルスを供給することが可能な別のタイプの「第1の回路」にやはり関する。先行技術におけるように、このアナログパルスは、次に、ディジタル化したパルスの形式を仮定して、やはりディジタル信号とも呼ばれるディジタル化した信号S(t)のセットを生成するように、アナログディジタル変換器ADCによってディジタル化される。したがって、ディジタル化したパルスは、アナログディジタル変換器によるアナログパルスの処理によって生成されるディジタル信号S(t)のセットを一緒に運び、アナログパルスが、検出器によって検出された相互作用に対応する。
図12は、処理回路5を構成するユニットを示す。処理回路5は、アナログ/ディジタル変換器ADCによって供給されるディジタル化した信号S(t)を読み取るための読み取りユニット6、2つの連続する読み取ったディジタル信号間の時間的変化率S'(t)を計算するためのユニット7、ユニット7によって供給された時間的変化率S'(t)を所定の変化しきい値S1と比較するための比較ユニット8、および読み取ったディジタル信号を取り込むことが可能なまたは取り込まないことが可能な取り込みユニット9を備える。
読み取りユニット6は、読み取り周波数にしたがって、アナログ/ディジタル変換器ADCによって供給されるディジタル化した信号S(t)を読み取る。好ましくは、読み取り周波数は、やはりアナログディジタル変換器のサンプリング周波数であり、読み取りユニットおよびアナログディジタル変換器は、同じクロックによって同期される。文書EP2071722に開示されたデバイスとは異なり、アナログディジタル変換器のサンプリング周波数は固定されており、これは、高サンプリング周波数にしたがって同期された変換器の使用を可能にし、高い計数率において特に有用である。好ましくは、当業者には良く知られているパイプライン変換器が使用されるであろう。文書EP2071722では、サンプリング周波数は、一定ではなく、サンプリング時点が、回路のモジュールによって決定され、このモジュールは、低いサンプリング率で知られる非同期変換器の使用を必要とし、かかる変換器は、そのときには高い計数率にほとんど適合しない。
図13は、この図に見られる2つのディジタル化した信号パルスに対応する2つの連続した相互作用の検出中にアナログ/ディジタル変換器ADCによって供給されるディジタル信号の一例を示す。アナログ/ディジタル変換器ADCによって供給される信号は、例えば、1MHzと1GHzとの間の高周波数(典型的には数百MHz)で、連続的にディジタル化される。図13の第1のディジタル化した信号パルス上に示される時間τ1は、検出器の電極によって集められた電流パルスの立ち上がり時間(検出器中の電荷の走行時間)に対応し、時間τ2は、この電流パルスの開始とその減衰との間の持続期間に対応する(τ2はしたがって、第1近似では、使用する分光システムのデッドタイムに対応し、これは前に述べた遅延回線によって強いられる遅延である)。読み取りユニット6は、読み取ったディジタル信号S(t)Lを供給する。時間的変化率を計算するためのユニット7は、次に下記の式(1)の形式で変化率S'(t)を決定する、
S'(t)=[S(t)L-S(t-dt)L]/dt (1)
したがって、変化率S'(t)は、各新たな読み取ったパルスS(t)Lについて、すなわち、読み取り周波数で計算されることが可能である。
図14は、一例として、変換器ADCによって供給されるディジタル信号が図13に示した信号と一致するときに、時間的変化を計算するためのユニットによって供給されるディジタル信号を図示する。ユニット7によって供給される変化率S'(t)は、比較ユニット8によってしきい値S1と比較される。各ディジタル化した信号パルスについて、信号S'(t)は連続的に正の値および負の値を仮定する。しきい値S1は、所定の負の値のところに置かれる。しきい値S1の絶対値は、変化率S'(t)に影響を及ぼす雑音レベルBS'(t)よりも大きい。実際に、図には示していないが、変化率S'(t)の値は、読み取ったディジタル信号S(t)Lに影響を及ぼす雑音BS(t)Lに起因する高周波数不規則変化によって影響を受ける。信号S'(t)に影響を及ぼす雑音BS'(t)は、一般に平均値ゼロのものである。S1が雑音BS'(t)の負の最大振幅よりも小さくなるように、しきい値S1が、次にこの雑音BS'(t)に応じて決定される。その上、S1は、その絶対値が十分に小さくなるように選択されるであろう、その結果、S'(t0)がしきい値S1と交差する時点t0のところで、ディジタル信号S(t0)Lは、パルスの最大値に可能な限りクローズであり、その結果、取り込んだ値が前記パルスの最大振幅を表す。<<クローズ>>は、いくつかの読み取り期間を指し、読み取り期間dtが読み取り周波数の逆数に対応する。
しきい値S1の調節ステップは、経験的に行われ、しきい値の値S1がリフレッシュされることが可能になるように、更新されることが可能である。
この実施形態によれば、検出した相互作用は、S(t)Lの正の値に対応し、パルスを形成する。このケースでは、取り込み時点t0が、
S'(t0)≦S1、同時にS'(t0-δt)>S1
のときの時点に対応する。
言い換えると、変化率S'(t)は、信号S'(t)がS1と交差するときには減少関数である。
比較ユニット8によって供給される比較信号Sc1が、取り込みユニット9を制御する。しきい値S1が交差しない場合(すなわち、S1≦S'(t))には、比較信号は、最後に読み取ったディジタル化した信号を取り込まないように命令する。それ以外の場合(しきい値が交差する、すなわち、S'(t)≦S1)には、比較信号は、最後に読み取ったディジタル化した信号を取り込むように取り込みユニット9に命令する。
同じアナログパルスのディジタル化からの信号S(t)に対応する同じディジタル化した信号パルスについて、変化率S'(t)が、信号S(t)Lの振幅成長に対応する第1の部分、次にS(t)Lの振幅減衰に対応する第2の部分を連続的に記述することが分かる。このケースでは、第1の部分が正の部分と呼ばれ、第2の部分が負の部分と呼ばれる。信号S'(t)の正の部分は、検出器内でのフォトンの相互作用によって生成されるフォトニック電流のイメージに対応する。信号S'(t)の負の部分は、同期のために使用され、一旦、この負の部分がしきい値S1よりも低くなると、信号S(t)の対応する値が、スペクトルの形成のために保持される、または取り込まれる。都合の良いことには、本発明によるデバイスは、先行技術の回路によって得られる識別よりも同時発生相互作用の優れた識別を有する。遅延回線の下流に存在する信号の時間的変化において働くことは、前記回線の上流に存在する信号の時間的変化上で働くことに対して利点を有する。実際に、あるものがそのときには遅延回線のフィルタ処理効果から利益を得て、遅延回線の出力として存在する信号の信号対雑音比が、回線の入力として存在するものよりも良くなる。得られた時間情報はより正確である。その上、特許EP2071022中に記載したデバイスに関して、上記の利点以外に、本発明によるデバイスは、少ない数の構成要素しか必要とせず、これは製造することをより簡単にし、より経済的にする。
図15は、図12に示した回路の改善例を示す。この改善例によれば、デバイスは、信号S'(t)の正の部分の持続期間を決定することが可能な手段を備える。実際に、S'(t)が前に説明した取り込み時点t0に対応する値S1に達するが、S'(t)の正の部分が所定の持続期間Tmを超えるときには、取り込みは行われない。S'(t)の正の部分は、同じディジタル化したアナログパルスに対応する信号S(t)Lの振幅成長に対応する信号S'(t)のセットを呼ぶ。
前に述べた回路6、7、8および9の他に、回路5は、信号比較ユニット10、S'(t)の正の部分の持続期間Timpを計数するための計数ユニット11、および前記持続期間Timpの比較ユニット12を備える。信号S'(t)は、しきい値の値S2と最初に比較される。しきい値の値S2は、信号S'(t)に影響を及ぼす雑音BS'(t)に応じて経験的に調節される。S2は、その値がS1と反対の符号を有し、その絶対値が雑音BS'(t)の最大振幅よりも大きくなるように設定される。S2は、S1とは反対の値、すなわち、同じ絶対値であるが反対の符号を有することができる。信号S'(t)がS2よりも大きいときには、比較ユニット10は、パルス持続期間Timpを計数することを命令する信号Sc2を供給し、それ以外では計数することがない。読み取った信号S'(t)が、計数することを停止させるS2よりも再び小さくなるまで、S'(t)の各読み取った値についてのパルス持続期間計数器の増加がある。計数ユニット11によって供給されるパルスS'(t)の正の部分の持続期間Timpは、次に持続期間のしきい値の値Tmと比較される。持続期間Tmが、好ましくは電荷前置増幅器の出力信号の立ち上がり時間になるように選択される。パルスS'(t)の正の部分の持続期間TimpがTmよりも長い場合には、比較ユニット12によって供給される信号は、前に説明したようにS'(t)がしきい値S1の下方を通る時点t0に対応する信号S(t0)Lを取り込まないように取り込みユニット9に命令する。パルス持続期間TimpがTm以下である場合には、S'(t0)≦S1およびS'(t0-δt)>S1(δtは読み取り回路の同期クロックの期間である)になるような時点t0に対応する信号S(t0)Lが、考慮される。
ここまで、検出した相互作用がディジタル化した信号の正のパルスを生成する、すなわち、相互作用中に読み取った信号SLが正であるケースを考察してきた。当然、相互作用が、ディジタル化し読み取った信号の負のパルスを生成する場合にも、すなわち、相互作用中に、信号S(t)Lが負であり、しきい値S1が正であり、S'(t0)が増加しながらしきい値S1と交差する時点t0において、取り込みが行われる場合にも、前に説明した発明がやはり利用可能であることが、理解されるであろう。言い換えると、取り込み時点t0は、S'(t0)≧S1およびS'(t0-dt)<S1になるような時点である。さらにこのケースによれば、しきい値S2は負になるであろう。
デバイスが前に述べたものなどの分光手段の上流に設置されるときには、本発明によるデバイスは、都合の良いことに、大きな流れの下での分光測定を可能にする。本発明によるデバイスは、実際には、遅延回線によって整形されるパルスの多くのパイルアップが存在するときでさえ、スペクトルを構成するために使用する値を抽出することを可能にする。
図16の(a)および(b)は、本発明のこの利点を図示する。図16(a)は、多数のパイルオンの存在下で得た電圧パルスを示し、図16(b)は、図16(a)に示した電圧パイルオンの時間的変化を示す。時間的な信号変化によってしきい値S1と交差することは(図16(b)参照)、信号のスペクトルで保存することをトリガするための時間基準を提供する。一旦、時間的な変化がしきい値S1より小さくなると(図16(b)参照)、信号の対応する値(図16(a)参照)が、取り出され、スペクトルを構築するために保存される。先行技術の方法とは対照的に、パルスの重なりがあるケースでさえ、真に正しい測定値を抽出することが、そういう訳でまだ可能である。本発明によるデバイスは、したがって、パルス整形システムの性能をその最大計数率性能へと押し上げることを可能にする。
図17の(a)および(b)は、図15に示した本発明によるデバイスの改善例から結果としてもたらされる利点を図示する。信号の時間的変化の正の部分の持続期間が基準時間Tmよりも長いケースでは、パイルオンがある。検出したエネルギーの値は、そのときには間違いであり、エネルギースペクトルには示してはならない。図17の(a)および(b)は、2つのフォトンが非常に短い時間内に検出器中で相互作用するケースを図示する。信号の時間的変化は、そのときにはしきい値S1とは交差せず、時間的変化の正の部分の持続期間は、Tmよりも長い。2つのフォトンは、それゆえスペクトルのために保持されない。本発明の遅延回線デバイスのデッドタイムは、検出器内で相互作用するフォトンのエネルギーを測定するために必要な時間、すなわち、遅延回線によって強いられる遅延Tdである。本発明のデバイスにおいて高く評価されなければならない1つの条件は、その上、遅延Tdが持続期間Tm以上であることである。
本発明において説明したようなデバイスは、いずれかの電離放射線、特にX放射線またはガンマ放射線、および特に前記放射線が強いケースにおいて、分光法による測定を行う必要がある応用例を見つけるであろう。
手荷物を検査することとは別に、このデバイスを、原子力分野において、例えば、廃棄物または燃料を測定することに適用することが可能である。
1 電離電磁放射線検出器
2 電子近接回路
3 電子処理回路、減算回路
4 アナログディジタル変換器
5 処理回路
6 読み取りユニット
7 計算ユニット
8 比較ユニット
9 取り込みユニット
10 比較ユニット
11 計数ユニット
12 比較ユニット
A1 増幅器
A2 増幅器
ADC アナログ/ディジタル変換器
AMP 増幅器
Am 振幅
Att アッテネータ
C1 キャパシタ
C2 キャパシタ
D 減算器
E(t) パルス
Es エネルギーしきい値
HT 高電圧
i(t) 電流
Lr 遅延回路
M 半導体材料のブロック
ph フォトン
R 抵抗器
Ri 抵抗器
Rp 抵抗器
S1 しきい値
S2 しきい値
Sc1 比較信号
Sc2 信号
S(t) ディジタル信号
S(t)L 読み取ったディジタル信号
S'(t) 変化率
SW1 スイッチ
SW2 スイッチ
Timp 正の部分のパルス持続期間
Tm 持続期間
VOUT(t) 電圧
Vs(t) 電圧
Vsat 飽和電圧
Vth しきい値電圧
Y(t) 信号

Claims (11)

  1. 放射線検出器(1)によって供給される信号を処理するためのデバイスであって、前記デバイスが、電圧パルスの振幅が前記検出器(1)によって検出される電荷に比例する電圧パルスを供給することが可能な第1の回路(2、3)と、所与のサンプリング周波数で前記電圧パルスをディジタル化し、ディジタル信号(S(t))を供給するアナログ/ディジタル変換器(ADC)とを備えたデバイスにおいて、前記アナログ/ディジタル変換器(ADC)の下流に、
    - 前記アナログ/ディジタル変換器(ADC)によって供給される前記ディジタル信号(S(t))を読み取るための読み取りユニット(6)と、
    - 前記読み取ったディジタル信号(S(t)L)の時間的変化率(S'(t))を計算する計算ユニット(7)と、
    - 前記計算ユニット(7)によって制御され、前記時間的変化率(S'(t))が所定のしきい値(S1)に達するときに前記読み取ったディジタル信号を取り込むことが可能な取り込み回路(8、9)と
    を備えた処理回路(5)
    を備えることを特徴とするデバイス。
  2. 前記処理回路(5)の下流に、前記取り込んだ信号の振幅スペクトルを得ることを可能にする手段を備えた、請求項1に記載のデバイス。
  3. 前記処理回路が、持続期間内に前記時間的変化率(S'(t))が前記所定のしきい値(S1)とは反対の符号を有する振幅しきい値(S2)を超える持続期間(Timp)を決定することが可能な手段(10、11)と、前記持続期間を持続期間しきい値の値(Tm)と比較するための比較手段(12)とをやはり備え、その上、持続期間内に前記時間的変化率(S'(t))が前記振幅しきい値(S2)よりも大きくなる前記持続期間が、前記持続期間しきい値の値以下である場合に、読み取ったディジタルパルスが取り込まれるように、前記ディジタルパルス持続期間の前記比較手段(12)が、前記読み取ったディジタルパルスの前記取り込みを調整する信号を供給する、請求項1に記載のデバイス。
  4. 持続期間内に前記時間的変化(S'(t))が振幅しきい値(S2)を超える持続期間(Timp)を決定することが可能な前記手段(10、11)が、各読み取ったディジタル信号で増加する計数器を備え、計数するステップが、一旦、読み取ったディジタルパルスが前記振幅しきい値(S2)よりも低い振幅を有すると中断される、請求項3に記載のデバイス。
  5. 前記持続期間しきい値の値(Tm)は、電圧パルスの振幅が前記検出器によって検出される電荷に比例する電圧パルスを供給することが可能な回路を備えた前記デバイスの入力部のところに置かれた電荷前置増幅器の出力信号の立ち上がり時間である、請求項3に記載のデバイス。
  6. 電圧パルスの前記振幅が前記検出器によって検出される電荷に比例する電圧パルスを供給することが可能な前記回路が、各遅延回線(Lr、Att、D、A2)を有するエネルギー測定回路を備える、請求項1から5のいずれか一項に記載のデバイス。
  7. 前記アナログ/ディジタル変換器の前記サンプリング周波数が、100KHzよりも大きい、請求項1から6のいずれか一項に記載のデバイス。
  8. 前記処理回路(5)が、マイクロプロセッサ、またはプログラマブル論理回路、または特定集積回路である、請求項1から7のいずれか一項に記載のデバイス。
  9. 検出器と、前記検出器によって供給される信号を処理するためのデバイスとを備えた放射線検出システムにおいて、前記処理デバイスが、請求項1から7のいずれか一項に記載のデバイスであることを特徴とする、放射線検出システム。
  10. 前記検出器が、半導体検出器である、請求項9に記載の放射線検出システム。
  11. 前記半導体が、CdZnTe、CdTe:Cl、CdTe:Inの中から選択される、請求項10に記載の放射線検出システム。
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