CN102300058A - 固体摄像装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种固体摄像装置，其包括：比较部，其对来自像素的像素信号和斜坡信号进行比较，并且输出比较信号；测量部，其与斜坡信号同步地开始计数，并且在提供至该测量部的信号反转之前继续进行计数，以测量比较时间；比较器输出控制部，其位于比较部的输出和测量部的输入之间，如果当开始计数时，像素信号值超过基于黑化现象所确定的预定值，则当将比较信号供给至测量部以使比较信号反转时，所述比较器输出控制部停止计数，然而，如果像素信号值未超过预定值，则将在测量时段内未反转的信号供给至测量部，以在测量时段内继续进行计数。该固体摄像装置可以通过小规模的电路配置来修正黑化现象。

Description

固体摄像装置

相关申请的交叉引用

本申请包含与2010年6月24日向日本专利局提交的日本专利申请JP2010-143459中公开的相关主题并要求其优先权，将其全部内容通过引用并入此处。

技术领域

本发明涉及一种固体摄像装置。

背景技术

作为固体摄像装置，CCD(电荷耦合器件)图像传感器和CMOS(互补金属氧化物半导体)图像传感器已为公众所知。上述固体摄像装置广泛用作数码摄像机、数码相机和便携电话机的摄像器件。近年来，人们一直在致力于发展其功耗低于CCD图像传感器的功耗的CMOS图像传感器。

作为CMOS图像传感器，可使用称为列并行AD转换型或列ADC(模拟数字转换器)型的图像传感器。列ADC型图像传感器的每个像素包括浮动扩散(FD)，并且该列ADC型图像传感器选择像素阵列中的任意一行，并同时访问在列方向上布置的其他行中的像素，以同时并行地读出像素信号。然后，将读出的像素信号进行AD转换，并且将用于一列的数字化图像数据输出至信号处理部。

作为上述图像传感器，可使用下面的图像传感器：该图像传感器中，对FD被复位时的信号电平或复位电平与进行摄像时的另一信号电平进行差分处理，以提取已去除噪声分量的像素信号。由于在通常的摄像条件下，通过噪声去除而取得了提高图像质量的效果，因此该图像传感器是优选的。

附带提及，在一定摄像条件下，通过进行上述差分处理却出现了不良效果。具体来说，在光量大于饱和电平的光量的摄像条件下，会出现上述不良效果，所述条件诸如在摄像范围内存在诸如太阳、灯等高亮度物体等。该不良效果称为太阳黑子现象(sunspot phenomenon)或黑化现象(tanning phenomenon)，并且是这样的现象，即，大光量的部分本来应被拍摄为高亮度白色，却成像为低亮度部分或变黑。

上述现象起因于下述现象，即，当有非常强的光入射至像素的电荷产生部(光电转换器件)时，由电荷产生部产生的电荷通过电容耦合而泄漏至FD中，且复位电平随时间而下降。如果以ΔV表示复位电平的变化量，并且以Vb表示对应于从电荷产生部得到的信号电荷量的像素信号的信号电平，则通过差分处理，提取“Vb-ΔV”作为像素的像素信号。为指代从差分处理后的像素信号中提取的像素信号，在下文中，为了方便而将从像素中获得的未经处理的像素信号称为“原始像素信号”。如果电荷产生部有强光入射并且达到饱和电平，则原始像素信号Vb固定，而不从所达到的电平下降。另一方面，复位电平下降以增大变化量ΔV。因此，差值“Vb-ΔV”减小，并且输出的像素信号下降。因此，虽然有强光照射在像素上，但像素信号下降，并且因此发生高亮度物体变为黑图像的黑化现象。

为抑制黑化现象的发生，(1)可使用将复位电平置换为预定值或者将复位电平限幅的方法(例如，参见日本专利特开2000-287131号公报)。而且，(2)有人提出了另一方法，其中，响应于复位电平和基准信号之间的比较结果，改变当读出像素信号电平时对比较器输出的控制(例如，参见日本专利特开2007-243266号公报，下文中称为专利文献1)。而且，(3)有人提出了一种方法，其中，当判定发生黑化现象时，可减少复位电平的偏移(dispersion)的影响(例如，参见日本专利特开2008-283557号公报，下文中称为专利文献2)。

然而，上述对黑化现象的抑制方法存在下述问题。

(1)将复位电平置换为预定值或者将复位电平限幅的方法

该方法是这样的一种技术，其中，当复位电平下降至出现黑化现象的程度时，在复位电平急剧下降之前，将复位电平置换为预定电压或者限幅在预定电压，从而防止黑化现象。

然而，在应用将复位电平置换为预定电压的配置的情况下，会产生这样的问题，即，不仅要设置用于检测复位电平的电压检测部，还不得不设置电压产生部或电压置换部。这样增大了电路的规模。另一方面，在应用将复位电平限幅在预定电压的配置的情况下，会发生这样的情况，即，由于为各列布置的限幅电路的特性偏移，因此在不同的列中预定电压(限幅电平)也不同。该情况导致这样的情形，即，在不同的列中发生黑化现象的标准不同，并且在不同的列中引起黑化现象的发生程度偏移的问题。

(2)根据复位电平和基准信号之间的比较结果而改变在读出像素信号电平时对比较器输出的控制的方法

该方法是用于避免在数字CDS(相关双采样)处理中出现黑化现象的技术。这里，取决于复位电平和基准信号(RAMP)之间的比较结果，改变当读出比较后的像素信号(原始像素信号)时对比较器输出的控制。具体来说，在复位电平低于基准信号的情况下，在读出原始像素信号的时段内，无论原始像素信号的信号电平如何，都使比较器的输出固定，并且进行计数器的完整计数，以防止黑化现象。参照图7的时序图说明防止黑化现象的方法的要点。应当注意，以实线表示在通常光量的情况下的从像素中得到的原始像素信号Vx，而以虚线表示在发生黑化现象的大光量的情况下的原始像素信号Vx。

参照图7，首先，通过信号SEL选择像素，而通过信号RST使像素的FD的电荷复位。通过信号AZ进行自动调零处理，该自动调零处理用于使原始像素信号和斜坡信号Ramp的基准彼此对齐。然后，进行用于读出复位电平的P阶段(预充电阶段)的处理和用于读出像素的信号电平的D阶段(数据阶段)的处理。

在通常光量的情况下，在P阶段中的斜坡信号Ramp的降坡开始后，通过对时钟CLK的脉冲数进行倒计数，直到斜坡信号Ramp和原始像素信号Vx彼此交叉而使比较输出反转为止，从而设定复位电平。在D阶段中的斜坡信号Ramp的降坡开始后，通过对时钟CLK的脉冲数从设定值开始进行正计数，直到斜坡信号Ramp和原始像素信号Vx彼此交叉而使比较输出反转为止，从而得到像素信号。通过以此方式而将复位电平的倒计数和原始像素信号的正计数组合，得到从中去除了复位电平的噪声的像素信号。

另一方面，在发生黑化现象的大光量的情况下，由于从紧接着通过信号RST使FD的电荷复位后的时刻起，电荷便开始泄漏，因此原始像素信号Vx如图7中的虚线所示地大幅下降。因此，如果照原样读出复位电平，则出现上述黑化现象。

因此，在读出复位电平的P阶段时段内，在从像素读出的原始像素信号Vx的信号电平、即复位电平低于如图7中的虚线所示的斜坡信号Ramp的信号电平的情况下，进行下述处理。具体来说，在读出原始像素信号的D阶段时段内，无论像素信号电平如何，都保持比较器的输出固定，并且在从斜坡信号Ramp的降坡开始至降坡结束的时段内，对时钟CLK的脉冲数进行完整计数。因此，输出的像素信号达到最大值，并且避免了黑化现象。

应当注意，在图7所示的配置中，在有非常强的光入射的情况下，可发生这样的情况：在进行自动调零处理的时段(称为AZ时段)内，原始像素信号下降至下限，并且复位电平变为高于基准信号。在这点上，如图8中的虚线所示，在专利文献1中公开了一种配置，其中，原始像素信号Vx大幅下降，原始像素信号Vx被信号CLP钳位，使得复位电平不会过度地下降至基准信号的RAMP幅值以下。

然而，采用上述配置可发生下述问题。首先，已知钳位电平受到下列约束。具体来说，(i)如果提高钳位电平，那么虽然对白色区域的黑化现象的修正、即太阳黑子修正变得更好，但是黑色区域的暗特性、即DK特性恶化。(ii)另一方面，如果降低钳位电平，那么虽然不发生DK特性的恶化，但是可能发生黑化现象。在考虑到半导体处理的偏移的情况下，如图9所示，还会发生钳位电平没有设定值(窗口)的情况。应当注意，图9中的各行分别表示像素11的放大晶体管的阈值电压Vth，而图9的各列分别表示钳位电平。

(3)当判定发生黑化现象时可减少复位电平的偏移的影响的方法

该方法是一种用于当判定发生黑化现象时可减少复位电平的偏移的影响的技术。具体来说，应用了这样的配置，该配置中，响应于复位时的像素信号电压、即复位电平而调整判定电平，从而为每个单位像素设定适当的判定电平。

在专利文献2中，提出了图10和图11中所示的电路配置，以作为实施上述技术的电路。在所述电路中，将用于对基准信号和像素信号值进行比较的比较部构造为使得该比较部的输入与输出短路，以当基准信号等于初始值电平时进行初始化，所述基准信号具有在时间序列中的初始值电平和判定电平。

然而，所述电路存在构成电路的组件数、即器件数多的问题。而且，虽然由于电容器具备减小噪声分量的功能，因此如图11所示的比较部301和另一比较部401中的NMOS输入部的栅极连接有电容器，然而存在电容器的尺寸通常较大的问题。因此，存在上述电路配置使电路面积增大的问题。

发明内容

于是，期望提供一种可采用小尺寸电路配置来修正黑化现象的固体摄像装置。

根据本发明，提供了一种固体摄像装置，该固体摄像装置包括：像素，其用于将光电转换元件通过光电转换而得到的电荷转换为具有对应于电荷量的电压的像素信号，并且输出像素信号；比较部(例如实施方式中的比较器32)，其用于对从像素输出的像素信号和随时间变化的斜坡信号进行比较，并且输出比较信号；测量部(例如实施方式中的计数器35)，其用于与斜坡信号同步地开始计数，连续地进行计数操作直到供给至所述测量部的输入端的信号被反转为止，从而测量比较时间；以及比较器输出控制部(例如实施方式中的比较器输出控制电路33)，其位于比较部的输出端和测量部的输入端之间，并且接收像素信号作为该比较器输出控制部的输入；所述比较器输出控制部配置为：当测量部开始计数时，如果像素信号的值超过基于黑化现象所确定的预定值，则当将从比较部输出的比较信号供给至测量部的输入端以使该比较信号反转时，停止计数操作，然而，当测量部开始计数时，如果像素信号的值不大于预定值，则将在测量时段内未被测量部反转的信号供给至所述测量部的输入端，从而在测量时段内继续进行计数操作。

优选地，基于依据像素的饱和电平而设定的基准信号的电压来确定预定值。

在该情况中，比较器输出控制部优选地包括：锁存电路，其配置为将两个反相器连接成环；和NAND(与非)电路，其一个输入端连接于锁存电路的第一节点，并且另一输入端连接于比较部的输出端；像素信号的信号线连接于锁存电路的第一节点，而基准信号的信号线连接于锁存电路的第二节点；NAND电路的输出端连接于测量部的输入端。

优选地，多个像素以行和列的形式布置以形成像素阵列；为每列像素设置有比较部、测量部和比较器输出控制部，以形成转换部；并且在列扫描时段内，仅设有对像素阵列的每行像素进行并行操作的数据阶段，而不设有预充电阶段。

采用所述固体摄像装置，可通过设置在比较部和测量部之间的比较器输出控制部来抑制黑化现象。因此，该固体摄像装置可通过小规模电路配置而修正黑化现象。

附图说明

图1是图示作为根据本发明的固体摄像装置的例子的CMOS图像传感器的框图；

图2是图示像素的代表性配置的框图；

图3是图示比较器的电路配置的框图；

图4是图示比较器输出控制电路的电路配置的框图；

图5是图示第一控制方式中的固体摄像装置的操作情况的时序图；

图6是图示第二控制方式中的固体摄像装置的操作情况的时序图；

图7是图示现有固体摄像装置中的控制配置的示例的时序图；

图8是图示现有固体摄像装置中的控制配置的另一示例的时序图；

图9是表示在传统固体摄像装置中对黑化现象的修正和黑色区域的暗特性或DK特性之间的关系的表；

图10是在传统固体摄像装置中用于判定黑化现象的电路的框图；并且

图11是图示了图9的电路中的两个比较部的配置的框图。

具体实施方式

下面，参照附图说明实施本发明的实施方式。图1是包含列并行模拟/数字转换部的列ADC型CMOS图像传感器的框图，其图示了根据本发明的固体摄像装置的例子。首先，参照图1说明固体摄像装置1的总体配置。

1.固体摄像装置的总体配置

固体摄像装置1包括像素阵列10、行扫描电路20、转换部群30、列扫描电路40、定时控制电路50、基准信号发生电路60、感测电路70等。

通过将多个像素11在矩阵中沿多个行H和列V布置，并且形成由大量的像素11构成的二维平面摄像部，从而构成像素阵列10，像素11各自包括利用光电转换的电荷产生部。应当注意，像素或单位像素11的配置在后面详述。

行扫描电路20通过行信号线21(210、211、...)连接于各个像素11，并基于从定时控制电路50输出的扫描信号来控制行地址Hn(H0、H1、...)的指定以及行扫描，各个像素11构成像素阵列10。行信号线21有时被称为水平信号线，而行扫描电路20有时被称为垂直扫描电路。

列扫描电路40通过列信号线31(310、311、...)和设置在列信号线上的转换部30a连接于构成像素阵列10的各个像素11。列扫描电路40基于从定时控制电路50输出的扫描信号来控制列地址Vn(V0、V1、...)的指定以及列扫描。列信号线31有时被称为垂直信号线，而列扫描电路40有时被称为水平扫描电路。

转换部群30包括对应于像素阵列10的多个像素列而设置的多个转换部30a。考虑到摄像条件，每个转换部30a将像素11输出的像素信号(原始像素信号)转换为对应于信号电平的数字信号，并输出所转换的信号。具体来说，转换部群30构成列并行模拟/数字转换型或列ADC型的像素信号转换部。虽然转换部30a的特定配置在后面进行详述，然而通过使用斜坡信号Ramp的用于APGA的积分型AD转换和数字CDS，每个转换部30a将每个像素11输出的模拟信号转换为数字信号，随后输出所转换的信号。

定时控制电路50控制行扫描电路20、转换部群30和列扫描电路40的运行，以使行扫描电路20、转换部群30和列扫描电路40通过包括感测电路70的水平输出线71输出从像素阵列10读出并由转换部群30进行AD转换后的数字像素信号。

下面，说明在以上述方式构成的固体摄像装置1中设置于像素阵列10中的像素11以及设置于转换部群30中的转换部30a的配置。

2.像素的配置

图2图示了像素或单位像素11的配置的代表性例子。参照图2，像素11是由光电转换器件和四个晶体管构成的四晶体管型像素。

具体来说，像素11包括作为光电转换器件的光电二极管12和作为有源器件的四个晶体管，所述四个晶体管包括传输晶体管13、放大晶体管14、选择晶体管15和复位晶体管16。所述晶体管由行扫描电路20控制。

光电二极管12进行可得到与入射光的光量对应的电荷的光电转换。传输晶体管13连接于光电二极管12和浮动扩散层(浮动扩散)FD之间，并且将光电二极管12的电荷传输至浮动扩散FD。通过将来自行扫描电路20的传输信号TR经输控制线施加于传输晶体管13的栅极，使光电二极管12所光电转换的电荷传输至浮动扩散FD。

放大晶体管14的栅极连接于浮动扩散FD。放大晶体管14通过选择晶体管15而连接至列信号线31，并且与设置在像素11外面的恒流源17一起构成源极跟随器。如果将选择信号SEL经选择控制线而施加于选择晶体管15的栅极以使选择晶体管15导通，则放大晶体管14将浮动扩散FD的电位放大，并且将对应于该电位的电压输出至列信号线31。从每个像素11输出的信号电压经列信号线31而输出至对应列的转换部30a。

复位晶体管16连接于电源线VDD和浮动扩散FD之间。在通过将来自行扫描电路20的复位信号RST经由复位控制线而施加于要从像素中读出信号的读出行中的复位晶体管16的栅极，使浮动扩散FD的电位设定为复位电平。

更具体地，在传输晶体管13处于截止状态时，复位晶体管16导通，以便从电源线VDD输入基准电位，此后，复位晶体管16截止。因此，当以未发生黑化现象的通常光量操作时，浮动扩散FD基于基准电位而设定在作为复位电平的基本固定的电压。然后，将此时的浮动扩散FD的电压通过放大晶体管14和选择晶体管15而输出至列信号线31。因为所述输出是复位像素11时的信号、即为复位电平的像素信号，并且是在对浮动扩散FD预充电的P阶段时段内的输出，故有时将所述输出称为P阶段输出。

然后，当在P阶段时段内传输晶体管13截止之后，光电二极管12累积所光电转换的电荷。因此，传输晶体管13导通，从而将光电二极管12中累积的电荷传输至浮动扩散FD。此时，如果浮动扩散FD具有复位电平的电位，则浮动扩散FD被调整至一电压，对应于接收光量的电位从复位电平进一步下降至该电压。然后，将此时的浮动扩散FD的电压通过放大晶体管14和选择晶体管15而输出至列信号线31。因为所述输出是当像素11摄像时的原始像素信号，并且是在获取图像数据的D阶段时段内的输出，故有时将所述输出称为D阶段输出。

然后，通过使用D阶段输出和P阶段输出之间的差值作为像素信号，不仅可从图像信号中去除像素11的输出中的DC分量的偏移，还可去除浮动扩散FD复位噪声。因为例如传输晶体管13、选择晶体管15以及复位晶体管16的各自的栅极以行为单位相互连接，因此对一行中的像素11同时进行上述操作。将D阶段输出和P阶段输出之间的差值确定为像素信号的处理由转换部30a进行。

应当注意，虽然图2图示了对所有晶体管的配置应用N沟道晶体管，然而如果对某些或全部晶体管应用P沟道晶体管，则可实现与上述配置类似的配置。或者，可应用未设有传输晶体管13的配置、省略选择晶体管15而由整个电源进行选择控制的另一配置、由多个像素共用任意组件的其他配置等。

3.转换部的配置

回到图1，转换部30a包括比较器32、比较器输出控制电路33和计数器35，并具有n位(n为自然数)数字信号转换功能。

比较器32用作比较部，用于对从像素11输出的原始像素信号Vx和从基准信号发生电路60的斜坡信号发生电路62输出的斜坡信号Ramp进行互相比较，并且在被比较的信号的大小关系交替时，使该比较部的输出反转。斜坡信号Ramp是具有随时间以预定的斜率线性变化的斜坡波形的信号，且由斜坡信号发生电路62产生，并通过斜坡信号线61而输入比较器32中。

比较器输出控制电路33基于从像素11输出的原始像素信号Vx和从基准信号发生电路60的Vref发生电路65输出的基准信号Vref，来控制比较器32对计数器35的输出，从而进行黑化修正。

计数器35对从像素11经比较器32和比较器输出控制电路33而送来的基于原始像素信号或黑化修正信号以及斜坡信号Ramp的模拟原始像素信号进行AD转换，并且输出作为结果的像素信号。虽然在后面详述该操作，然而一般来说，即在通常光量的情况下，通过对从定时控制电路50输出的时钟脉冲进行计数，将原始像素信号Vx和斜坡信号Ramp之间的大小关系反转之前的时间量转换为数字值。换言之，计数器35构成用于将模拟原始像素信号转换为数字像素信号的AD转换部。

应当注意，为了对P阶段和D阶段的两次读出结果进行算术运算，可由两个单独的计数器部构成计数器35。然而，如果以双向计数器作为计数器35，则可简化转换部30a的配置。下面说明以双向计数器作为计数器35的形式。

而且，优选的配置形式为设置例如n位锁存电路的存储部，该锁存电路可保持用于比较由计数器35所计的时间的计数值。根据刚才所述的配置，可进行比较器32的比较、计数以及计数值的输出的并行操作，因此，可实现高速并行操作。用于输出计数值的水平输出线由n位宽的水平输出线71和感测电路70构成。虽然在本实施方式中，这种水平输出线71和感测电路70的数量是n个，然而，可将数量增加至n×m(m为自然数)个，以便将水平输出线71和感测电路70并行布置，从而提高输出速度。

4.比较器的配置

下面，说明比较器32的详细配置。图3图示了比较器32的电路配置的例子。参照图3，比较器32包括PMOS晶体管PT1～PT4、NMOS晶体管NT1～NT3以及作为自动调零(Auto Zero：AZ)电平的采样电容器的第一电容器C31和第二电容器C61。

比较器32是差动放大器，并且电流镜像电路由PMOS晶体管PT1、PT2构成，而差动比较部由NMOS晶体管NT1、NT2构成，在该差动比较部中以NMOS晶体管NT3作为电流源。具体来说，在比较部中，对从像素11经列信号线31输入的原始像素信号Vx和经斜坡信号线61输入的斜坡信号Ramp进行互相比较，并且输出具有基于比较结果的电压的信号。比较部的输出被两级反相器反转两次，并且被作为比较信号Vout输出至比较器输出控制电路33。

PMOS晶体管PT3用作开关晶体管，并且连接于NMOS晶体管NT1的栅极和漏极之间。PMOS晶体管PT4也用作开关晶体管，并且连接于NMOS晶体管NT2的栅极和漏极之间。

原始像素信号Vx通过第一电容器C31输入NMOS晶体管NT1的栅极，并且斜坡信号Ramp通过第二电容器C61输入NMOS晶体管NT2的栅极。第一电容器C31连接为用于切断NMOS晶体管NT1的栅极处的DC电平的电容器，而第二电容器C61连接为用于切断NMOS晶体管NT2的栅极处的DC电平的电容器。

比较器32的比较信号Vout根据斜坡信号Ramp和原始像素信号Vx的电压的大小关系而呈现H(高)电平或L(低)电平。比较器32首先确定用于比较的基准电压。于是，在下文中，将用于确定所述电压的处理称为自动调零处理。当进行自动调零处理时，将列信号线31的复位电平输入至原始像素信号Vx侧，而将基准参考电压输入至斜坡信号Ramp侧。

将用于共同实施自动调零处理的AZ信号施加于PMOS晶体管PT3、PT4的栅极。在像素11的P阶段输出之前进行自动调零处理，并具体地，响应于AZ信号的下降沿和上升沿而进行自动调零处理。首先，PMOS晶体管PT3、PT4导通，以在AZ信号的下降沿时刻将比较器32设置在自动调零状态。将工作点确定在NMOS晶体管NT1、NT2的栅极电压彼此相等并且电路平衡的时刻。

然后，PMOS晶体管PT3、PT4截止，以便在AZ信号的上升沿时刻，将NMOS晶体管NT1、NT2的栅极设置为悬空状态。此时，基准参考电压和NMOS晶体管NT1的栅极电压之间的差值被保持在第一电容器C31中，而列信号线31的复位电平的电压和NMOS晶体管NT2的栅极电压之间的另一差值被保持在第二电容器C61中。在进行上述自动调零处理之后，原始像素信号Vx和斜坡信号Ramp的零电平彼此相等，并且设置在彼此可比较大小的状态。

随着AZ信号的上升沿变得平缓，比较器32的通过率得到提高。因此，通过使得AZ信号的上升沿平缓，可在偏移方面改善像素11的复位电平。

应当注意，可根据输入值而与P沟道晶体管类似地配置输入晶体管。而且，包括输出在内，可以左右反转地配置此处描述的差动放大器。

5.比较器输出控制电路的配置

下面，说明比较器输出控制电路33的详细配置。图4图示了比较器输出控制电路33的电路配置的例子。参照图4，比较器输出控制电路33包括：锁存电路331，其中，两个反相器332a、332b彼此连接成环；以及NAND电路335，其连接于锁存电路331的节点333a。

列信号线31通过电容器C1和开关SW1而连接于锁存电路331的连接NAND电路335侧的节点333a，并且Vref发生电路65的Vref信号线66通过电容器C2和开关SW2而连接于锁存电路331的另一节点333b。通过上述的AZ信号使开关SW1和开关SW2接通/断开。而且，通过由激活信号EN驱动的使能开关来使锁存电路331的两个反相器接通/断开。

因此，如果AZ信号设置为高电平，并且开关SW1、SW2接通，那么列信号线31的电位、即原始像素信号的电压Vx保持在电容器C1中，而Vref信号线66的电位、即基准信号Vref的电压保持在电容器C2中。应当注意，此时EN信号为低电平，并且锁存电路331的使能开关处于断开状态。

NAND电路335的一个输入端连接于比较器32的输出，而NAND电路335的另一输出端连接于计数器35。具体来说，NAND电路335接收锁存电路331的输出和比较器32的输出以作为NAND电路335的输入，并且将输出端的NAND值输出至计数器35。因此，计数器35的输入信号响应于从比较器32输出的比较信号Vout的电压以及锁存电路331的节点333a的电压而在高电平和低电平之间跳变。然后，通过从比较器输出控制电路33、具体为NAND电路335输出的输出信号来控制计数器35的操作。下面说明以上述方式配置的固体摄像装置1的操作、即转换部30a的运行。

6.固体摄像装置的操作

(1)第一控制方式

图5图示了表示第一控制方式中的固体摄像装置的操作情况的时序图。在时序图中，上部图示了例如选择信号SEL、传输信号TR、复位信号RST、AZ信号、用于比较器输出控制电路中的开关SW1和开关SW2以及反相器的接通/断开信号在1H(1水平)时段内的时序变化。而且，图5的下部图示了当光量正常时和当黑化现象发生时，斜坡信号Ramp的时序变化以及计数器35的计数值的时序变化。

首先，当来自任意行地址Hn(H0、H1、...)的各像素11的各列的首次读出稳定之后，通过复位信号RST使各像素11复位。然后，由当比较器32的工作点被AZ(自动调零)信号激活时的列信号线31的信号电平、即原始像素信号Vx的电压，以及斜坡信号线61的信号电平、即斜坡信号Ramp的电压，使各像素11初始化。

具体来说，当将像素11设置在复位电平时进行初始化，然后，在复位状态下使从像素11经列信号线31读出的原始像素信号Vx的信号电平的零点以及斜坡信号Ramp的初始值的信号电平的零点调整为彼此对齐。具体来说，在图3所示的比较器32的电路配置中，由电容器C31、C61去除DC分量。因此，通过对从列信号线31的信号Vx和斜坡信号线61的信号Ramp中去除了DC分量的结果进行自动调零操作，使在切断AZ信号时的电位保持在第一电容器C31和第二电容器C61中，并且在刚才所述的条件下使各个零点对齐。

接下来，为避免由自动调零操作引起的初始化偏移，由斜坡信号发生电路62施加一次少量补偿，且随后将具有斜坡波形的斜坡信号输入比较器32中，所述斜坡信号的信号电压或斜坡信号线电平随时间变化。然后，由比较器32对从列信号线31读出的复位电平的像素信号Vx的电压以及倾斜变化的斜坡信号Ramp的电压进行比较，并进行首次计数(P阶段)。

此时，在斜坡信号Ramp的降坡开始的同时，计数器35开始计数，并且斜坡信号Ramp和计数值在时间上以彼此一一对应的关系变化，以将复位状态下的读出模拟信号转换为数字信号。具体来说，斜坡信号Ramp用于将电压的变化转换为时间的变化，并且通过由计数器35对时钟脉冲进行计数而将该时间、即时钟脉冲的脉冲数转换为数字值。

然后，当原始像素信号Vx和斜坡信号Ramp彼此交叉时，比较器32的输出反转，并且在未发生黑化现象的通常操作的情况下，在所述反转的同时，将对应于比较时段的计数值保持在计数器中。

在首次读出中，在选择信号SEL使像素11的选择晶体管15导通之后，复位信号RST使复位晶体管16导通，以便使浮动扩散FD复位，并且读出复位电平。

此处，将各单位像素中变化的噪声作为复位电平或复位分量中的偏移而包括在内。然而，因为复位电平的偏移通常较小，并且复位电平的值对于所有像素是共同的，故可粗略地了解任意的列信号线。而且，通过激活AZ信号，比较器32的工作点已由此时的列信号线31的信号电平和斜坡信号线61的信号电平初始化。于是，一旦读出复位电平，便可通过调整斜坡信号以大幅缩短比较时段。在本实施方式中，在8位的计数时段、即256个时钟内进行与复位电平的比较。

应当注意，在比较器输出控制电路33中，开关SW1、SW2接通，从而列信号线31和Vref信号线66在AZ时段内分别连接至锁存电路331的节点333a和节点333b。如果AZ时段结束，则激活信号EN接通使能开关，以激活锁存电路331，从而将节点333a和节点333b之间的电位差放大至电源电压。然后，将放大后的电位差输出至NAND电路335的输入端。在第二次读出时段、即D阶段时段结束之前，保持锁存电路331的激活。

此处，由Vref发生电路65产生经Vref信号线66输出至比较器输出控制电路33的基准信号Vref。基准信号Vref的电压设定为等于当发生黑化现象或识别出黑化现象时的像素信号Vx的电压，或者考虑到列信号线31的变化而设定为高出十几mV的电压。换言之，将像素信号Vref的电压设定为等于或稍高于在入射光量达到光电二极管12的饱和电平的情况下输出的像素信号的信号电压。因此，在未发生黑化现象的通常操作的情况下，测量刚开始时的像素信号Vx和基准信号Vref之间的电位差大，并且放大至电源电压的高电平信号从锁存电路331的节点333a输入NAND电路335中。

在第二次读出中，在选择信号SEL使选择晶体管15保持在导通状态的同时，传输信号TR使传输晶体管13导通。而且，读出既包括复位分量又包括对应于入射光量的信号分量的像素信号。第二次读出是D阶段时段，在该D阶段时段内，从像素11中读出摄像时的像素信号或原始像素信号，以获取图像数据。

比较器32对经列信号线31读出的原始像素信号Vx和斜坡信号Ramp进行比较。在未发生黑化现象的通常操作的情况下，当原始像素信号Vx和斜坡信号Ramp彼此交叉时，将比较器32的输出反转，并且，在未发生黑化现象的通常操作的情况下，在反转的同时，将对应于比较时段的计数值保持在计数器中。

具体来说，在原始像素信号Vx和斜坡信号Ramp彼此交叉之前，原始像素信号Vx的电压低于斜坡信号Ramp。另一方面，在原始像素信号Vx和斜坡信号Ramp彼此交叉之后，原始像素信号Vx的电压高于斜坡信号Ramp。因此，从比较器32输出至NAND电路335的比较信号Vout的电压从低电平跳变至高电平。同时，在比较器输出控制电路33中，在未发生黑化现象的通常操作的情况下，测量刚开始时的原始像素信号Vx和基准信号Vref之间的电位差大，并且从锁存电路331的节点333a输出至NAND电路335的信号保持在高电平。因此，从NAND电路335输出至计数器的信号从高电平反转为低电平，并且在所述反转的同时，保持对应于比较时段的计数值。

此处，如果首次计数是倒计数，而第二次计数是正计数，则由计数器自动保持“第二次计数值-第一次计数值”。因为当第二次读出时，在对应于动态范围的大范围内进行计数很重要，故在本实施方式中，在“10位+8位”的计数时段、即1,280个时钟内进行“信号分量+复位电平”的比较。

在未发生黑化现象的通常情况下，复位电平在早期阶段稳定(参照图5中的虚线所示的Vx(通常))，并且原始像素信号Vx的信号电平在从自动调零时段(AZ时段)至第一次读出时段的期间内基本上固定。于是，通过由上述的双向计数器进行的这种差分处理而得到适当的操作。然而，在有显著超过光电二极管12的饱和电平的过多的光入射至光电二极管12中的情况下，在AZ时段内，光电二极管12的电荷有时泄漏至FD。

如果该情况发生，那么会发生这样的状况，即，在AZ时段～P阶段时段内，经由列信号线31输入的原始像素信号Vx的信号电压突然下降。例如，在P阶段时段内，相对于自动调零处理后的信号电平，原始像素信号Vx的信号电压的变化有时高于斜坡信号Ramp的幅值的变化(图5中的虚线所示的Vx1)，或者有时在AZ时段内完全下降(参照图5中的虚线所示的Vx2)。

在不包括用于避免黑化现象的部分的配置中，如果进行“第二次计数值-第一次计数值”的差分处理，那么由于第二次计数值与第一次计数值之间的差值小，故输出变为代表黑色或接近黑色的颜色的暗信号。因此，虽然输入光量大，仍发生黑化现象。

下面，参照图5继续说明在输入可引起黑化现象的极端过多的入射光的情况下的操作。

如果在AZ时段内，由过多的入射光引起原始像素信号Vx的电压下降，那么，原始像素信号Vx的下降后的电压和基准信号Vref的电压分别保持在比较器输出控制电路33中的电容器C1、C2中。当AZ时段结束时，由激活信号EN激活比较器输出控制电路33中的锁存电路331。锁存电路331的节点333a的电压对应于保持在电容器C1、C2中的电位之间的电位差。

然而，如果原始像素信号Vx的电压如上所述地下降直到其小于基准信号Vref的电压，那么，当激活锁存电路331时，节点333a的电压变为等于GND电平。

锁存电路331的节点333a直接连接于NAND电路335，并且无论比较器32的比较信号Vout的电压如何，NAND电路335的输出呈现H(高)电平。

因为在第二次读出(D阶段)结束之前，锁存电路331保持在激活状态，故在所述时段内，NAND电路335的输出也一直呈现高电平。毕竟，在输入可引起黑化现象的极端过多的入射光的情况下，计数器35的输入信号并不基于首次计数和第二次计数而反转。具体来说，“第二次计数值-第一次计数值”是通过在用于读出信号分量的10位计数时段内、即在1,024个时钟的时段内进行完整计数而得到的值。

以此方式，本发明的特征在于，针对在斜坡信号的调零时段内浮动扩散层的电位大幅波动的情况，可通过组件数减少的非常简化的配置而抑制黑化现象。

(2)第二控制方式

下面，说明本发明的第二控制方式。在本控制方式中，计数器35不进行P阶段的计数。参照图6所示的流程图说明根据本控制方式的固体摄像装置1的操作。应当注意，时序图中的信号与第一控制方式中的信号相同，此处为避免重复而省略了重复说明。

在自动调零时段内的控制操作类似于第一控制方式中的控制操作。首先，在使来自于任意行地址Hn(H0、H1、...)的各像素11中的各列的读出稳定之后，通过复位信号RST使各像素11复位。然后，当使用AZ信号将信号激活时，以列信号线31的原始像素信号Vx以及斜坡信号线61的斜坡信号Ramp来初始化比较器32的工作点。

具体来说，当像素11具有复位电平时，进行初始化，以使得通过列信号线31从像素11读出的处于复位状态下的原始像素信号Vx和斜坡信号Ramp的初始值的零点彼此对齐。具体来说，对列信号线31的原始像素信号Vx和斜坡信号线61的斜坡信号Ramp进行去除DC分量的调零，于是，将当切断AZ信号时的电荷保持在第一电容器C31和第二电容器C61中，并且在此条件下，使零点彼此对齐。

此后，为避免由自动调零操作引起的初始化偏移，将具有斜坡波形的斜坡信号输入比较器32中，该斜坡信号通过由斜坡信号发生电路62施加一次少量补偿然后使信号电压随时间变化而得到。于是，虽然通过像素11的选择信号SEL而使选择晶体管15处于激活状态，然而，通过传输信号TR将传输晶体管13激活，以便将添加在复位电平上的对应于像素11的入射光量的信号分量读出到列信号线31。

然后，比较器32对从列信号线31读出的复位电平的原始像素信号Vx的电压和呈现斜坡变化的斜坡信号Ramp的电压进行比较，并且进行D阶段的计数。在斜坡信号Ramp的降坡的开始的同时，计数器35开始计数。因为斜坡信号Ramp和计数值在时间上以一一对应的关系变化，故可将读出的原始像素信号Vx转换为数字信号。

在本实施方式中，因为斜坡信号发生电路62预先对斜坡信号线电平施加非常小的补偿，故优选地从计数结果中减去对应于所述补偿的计数值，从而输出对应于入射光量的信号分量。通常由感测电路70之后的逻辑电路进行该操作。在本实施方式中，在定时控制电路50中进行所述操作。

在比较器输出控制电路33中，在AZ时段内，开关SW1、SW2处于接通状态，从而使列信号线31和Vref信号线66分别连接于锁存电路331的节点333a和节点333b。如果AZ时段结束，那么通过激活信号EN接通使能开关，以激活锁存电路331，从而将节点333a和节点333b之间的电位差放大至电源电压，于是，将放大后的电位差输出至NAND电路335的输入端。保持锁存电路331的激活，直到读出时段、即D阶段时段结束后为止。

Vref发生电路65产生输出至Vref信号线66的基准信号。基准信号Vref的电压被设定在等于当发生黑化现象时的原始像素信号Vx的电压，或者考虑到列信号线31的偏移而高出约十几mV的电压。换言之，基准信号Vref的电压设定在等于或稍高于在入射光量达到光电二极管12的饱和电平的情况下输出的像素信号的信号电压。于是，在未发生黑化现象的通常操作的情况下，将放大至电源电压的信号从锁存电路331的节点333a输入NAND电路335中。

如上所述，在未发生黑化现象的通常操作的情况下，当斜坡信号线61的斜坡信号Ramp和列信号线31的原始像素信号Vx变为彼此相等时，比较器32的输出反转，同时，将对应于比较时段的计数值保持在计数器35中。此时，将计数设定为正计数。在第二控制方式中，在10位计数时段、即1,024个时钟中进行信号分量的比较。

在未发生黑化现象的通常情况下，复位电平在早期阶段稳定(参照图5中的虚线所示的Vx(通常))，并且在从自动调零时段进入读出时段之前，原始像素信号Vx的信号电平基本固定。因此，可通过双向计数器的计数值而进行适当的处理。然而，在有显著超过饱和电平的过多的入射光输入光电二极管12中的情况下，光电二极管12的电荷有时从AZ时段起泄漏至FD。

因此，发生这样的情况，即，在AZ时段～D阶段的读出时段期间内，列信号线31的像素信号Vx突然下降(图6中的虚线所示的Vx1和Vx2)。如果试图用自动调零处理来应对刚才所述的情况，那么即使此后读出了对应于像素11的入射光量的信号分量，然而，由于列信号线31的电压变化很少或基本上未变，故信号分量被输出为黑色或接近黑色的颜色的信号，导致黑化现象。

下面，参照图6继续说明在可引起黑化现象的极端过多的入射光的情况下的操作。

在AZ时段内，如果列信号线31的原始像素信号Vx由于过多的入射光而下降，则将原始像素信号Vx的下降后的电压和基准信号Vref的电压分别保持在比较器输出控制电路33中的电容器C1和电容器C2中。在AZ时段结束之后，通过激活信号EN将比较器输出控制电路33中的锁存电路331激活。此时，对列信号线31的节点333a施加对应于保持在电容器C1、C2中的电位之间的电位差的电压。

然而，如果在原始像素信号Vx的电压下降直至等于或小于上述Vref信号线66的基准信号Vref的电压，那么，当激活锁存电路331时，节点333a的电压变为GND电平。

锁存电路的节点333a直接连接于NAND电路335，并且无论比较器32的比较信号Vout的电压如何，NAND电路335的输出变为等于H(高)电平。

因为在读出时段结束之前，锁存电路331保持在激活状态，故在所述时段内，NAND电路335的输出同样一直呈现高电平。毕竟，如果输入可引起黑化现象的极端过多的入射光，则计数器35的输入信号不反转，并且计数值为通过在用于读出信号分量的10位计数时段内、即在1,024个时钟内进行完整计数而得到的值。

以此方式，在本发明中，针对在斜坡信号的调零时段内浮动扩散的电位大幅波动的条情况，可通过组件数减少的非常简化的配置抑制黑化现象。而且，因为采用了仅有测量D阶段的比较时段的配置，故可简化整个固体摄像装置。

虽然基于特定术语描述了本发明的优选的实施方式，但这种描述为示例目的，并且应当理解，在不脱离所附的权利要求的精神或范围的情况下，可作出改进和变化。

Claims (4)

1.一种固体摄像装置，其包括：

像素，其用于将光电转换元件通过光电转换而得到的电荷转换为具有对应于所述电荷的量的电压的像素信号，并且输出所述像素信号；

比较部，其用于对从所述像素输出的所述像素信号和随时间变化的斜坡信号进行比较，并且输出比较信号；

测量部，其与所述斜坡信号同步地开始计数，并在提供至所述测量部的输入端的信号被反转之前连续地进行计数操作，从而测量比较时间；和

比较器输出控制部，其位于所述比较部的输出端和所述测量部的输入端之间，并且接收所述像素信号作为该比较器输出控制部的输入，

所述比较器输出控制部配置为，当所述测量部开始计数时，如果所述像素信号的值超过基于黑化现象所确定的预定值，则当将从所述比较部输出的所述比较信号供给至所述测量部的输入端以使该比较信号反转时，停止所述计数操作，然而

当所述测量部开始所述计数时，如果所述像素信号的值不大于所述预定值，则在所述测量部的测量时段内将未反转的信号提供至所述测量部的输入端，从而在所述测量时段内继续进行所述计数操作。

2.如权利要求1所述的固体摄像装置，其中，所述预定值基于根据所述像素的饱和电平设定的基准信号的电压而确定。

3.如权利要求2所述的固体摄像装置，其中，所述比较器输出控制部包括：

锁存电路，其配置为将两个反相器连接成环；和

与非电路，其一个输入端连接于所述锁存电路的第一节点，并且该与非电路的另一输入端连接于所述比较部的输出端；

所述像素信号的信号线连接于所述第一节点，而所述基准信号的信号线连接于所述锁存电路的第二节点；

所述与非电路的输出端连接于所述测量部的输入端。

4.如权利要求1至3的任一项所述的固体摄像装置，其中，

按行和列布置有多个所述像素以形成像素阵列；

为每列所述像素设有所述比较部、所述测量部和所述比较器输出控制部，以形成转换部；并且

在列扫描时段内，仅设有用于对所述像素阵列的每行所述像素并行地进行操作的数据阶段，而未设有预充电阶段。

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