CN102281048A - 多谐振荡器电路和电压转换电路 - Google Patents

多谐振荡器电路和电压转换电路 Download PDF

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CN102281048A CN201110147235XA CN201110147235A CN102281048A CN 102281048 A CN102281048 A CN 102281048A CN 201110147235X A CN201110147235X A CN 201110147235XA CN 201110147235 A CN201110147235 A CN 201110147235A CN 102281048 A CN102281048 A CN 102281048A
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Abstract

本公开提供了一种多谐振荡器电路和电压转换电路。所述多谐振荡器电路包含：第一场效应晶体管；第二场效应晶体管；第一电阻；第二电阻；第三电阻；第四电阻；第一电容器；第二电容器；以二极管方式连接的第三场效应晶体管；和以二极管方式连接的第四场效应晶体管。

Description

多谐振荡器电路和电压转换电路
技术领域
本公开涉及使用两个场效应晶体管的多谐振荡器电路和如DC(直流)到DC转换器等的电压转换电路。
背景技术
图1是示出使用两个增强型场效应晶体管的基本多谐振荡器电路的图。
图1中的多谐振荡器电路10是日本专利特开No.2006-222487(下文称为专利文献1)中作为背景技术所描述的电路。
多谐振荡器电路10具有第一增强型场效应晶体管(FET)11、第二FET12、第一电阻R11、第二电阻R12、第三电阻R13、第四电阻R14、第一电容器C11和第二电容器C12。
多谐振荡器电路10具有节点ND11、ND12、ND13和ND14、连接至节点ND11的输出端子TOUT11以及连接至节点ND12的输出端子TOUT12。
第一FET 11和第二FET 12的源极连接至地电位GND。
第一FET 11的漏极连接至节点ND11。第二FET 12的漏极连接至节点ND12。
第一FET 11的栅极连接至节点ND14。第二FET 12的栅极连接至节点ND13。
第一电阻R11连接在电源电压VDD的供应源SVDD和节点ND11之间。第二电阻R12连接在电源电压VDD的供应源SVDD和节点ND12之间。
第三电阻R13连接在电源电压VDD的供应源SVDD和节点ND13之间。第四电阻R14连接在电源电压VDD的供应源SVDD和节点ND14之间。
第一电容器C11连接在节点ND11和节点ND13之间。第二电容器C12连接在节点ND12和节点ND14之间。
该多谐振荡器电路10是基本电路。专利文献1中描述了多谐振荡器电路10的功能。如专利文献1中公开的，此电路难以实现更低的电压和更低的功耗。
专利文献1中提出了解决此问题的多谐振荡器电路。
图2是示出专利文献1中提出的多谐振荡器电路的图。
在图2的多谐振荡器电路10A中，第三电阻R13和第四电阻R14的连接的位置与图1中多谐振荡器电路10的不同。
具体地，在多谐振荡器电路10A中，第三电阻R13连接在第一FET 11的栅极和漏极之间，第四电阻R14连接在第二FET 12的栅极和漏极之间。
利用这种配置，当第一FET 11的栅极电压为逻辑“H(高)”时，电流经由第二电阻R12、第二电容器C12、第三电阻R13和处于导通状态的第一FET 11而从电源流向接地侧。
另外，当第二FET 12的栅极电压为逻辑值H时，电流经由第一电阻R11、第一电容器C11、第四电阻R14和处于导通状态的第二FET 12而从电源流向接地侧。
从而，第一FET 11和第二FET 12的栅极电压逐渐减小。
由此，当栅极电压从逻辑值H变为L(低)时，可以确信获得夹断电压，并且确保在低电流和低电压上的稳定可靠振荡。
发明内容
尽管图2中的多谐振荡器电路可以实现更低的电压和更低的电流消耗，然而图2中的多谐振荡器电路具有的问题在于振荡频率由于晶体管特性的差异而不同，这导致振荡频率稳定性差。
由此，这种多谐振荡器电路应用到的电压转换电路(DC-DC转换器)等的输出电压由于振荡频率而改变，这导致难以获得稳定的特性以及FET差异的容许范围较窄的缺点。
期望提供一种多谐振荡器电路和电压转换电路，其在实现更低电压和更低电流消耗的同时，即使晶体管特性存在差异也能稳定振荡频率。
根据本公开的第一观点，提供了一种多谐振荡器电路，包含：第一场效应晶体管，其具有连接至地电位的源极；第二场效应晶体管，其具有连接至所述地电位的源极；第一电阻，其连接在所述第一场效应晶体管的漏极和电源电压的供应源之间；第二电阻，其连接在所述第二场效应晶体管的漏极和电源电压的供应源之间；第三电阻，其连接在所述第二场效应晶体管的栅极和电源电压的供应源之间；第四电阻，其连接在所述第一场效应晶体管的栅极和电源电压的供应源之间；第一电容器，其连接在所述第一场效应晶体管的漏极和所述第二场效应晶体管的栅极之间，并与所述第三电阻形成积分电路；第二电容器，其连接在所述第二场效应晶体管的漏极和所述第一场效应晶体管的栅极之间，并与所述第四电阻形成积分电路；以二极管方式连接的第三场效应晶体管，其连接在所述第一场效应晶体管的栅极和所述地电位之间；以及以二极管方式连接的第四场效应晶体管，其连接在所述第二场效应晶体管的栅极和所述地电位之间。
根据本公开的第二观点，提供了一种电压转换电路，包含：振荡电路部分，其包括多谐振荡器电路，用于生成正相的时钟以及与该正相的时钟反相的时钟；以及电压生成部分，其用于根据正相和反相的时钟生成和输出与提供的电压不同的电压，从所述振荡电路部分提供所述正相和反相的时钟。所述振荡电路部分的所述多谐振荡器电路包括第一场效应晶体管，其具有连接至地电位的源极；第二场效应晶体管，其具有连接至所述地电位的源极；第一电阻，其连接在所述第一场效应晶体管的漏极和电源电压的供应源之间；第二电阻，其连接在所述第二场效应晶体管的漏极和电源电压的供应源之间；第三电阻，其连接在所述第二场效应晶体管的栅极和电源电压的供应源之间；第四电阻，其连接在所述第一场效应晶体管的栅极和电源电压的供应源之间；第一电容器，其连接在所述第一场效应晶体管的漏极和所述第二场效应晶体管的栅极之间，并与所述第三电阻形成积分电路；第二电容器，其连接在所述第二场效应晶体管的漏极和所述第一场效应晶体管的栅极之间，并与所述第四电阻形成积分电路；以二极管方式连接的第三场效应晶体管，其连接在所述第一场效应晶体管的栅极和所述地电位之间；以及以二极管方式连接的第四场效应晶体管，其连接在所述第二场效应晶体管的栅极和所述地电位之间。
根据本公开，在实现更低电压和更低电流消耗的同时，即使晶体管特性存在差异的时候，也可以稳定振荡频率。
附图说明
图1是示出使用两个增强型场效应晶体管的基本多谐振荡器电路的图；
图2是示出专利文献1中提出的多谐振荡器电路的图；
图3是示出根据本公开的第一实施例的多谐振荡器电路的图；
图4A、4B、4C和4D是辅助说明根据本实施例的多谐振荡器电路的操作的图；
图5是示出第一电容器两端的电压变化的图；
图6是示出在FET阈值电压改变时的FET特性的图；
图7是示出当使用具有图6的特性的FET时偏置电路的电压-电流特性的图；
图8A、8B和8C是通过仿真结果示出根据本实施例的多谐振荡器电路、与第一和第二比较示例之间的振荡频率的特性的差异的图；
图9A、9B和9C是通过仿真结果示出根据本实施例的多谐振荡器电路、与第一和第二比较示例之间的电流消耗的特性的差异的图；
图10是示出根据本公开第二实施例的多谐振荡器电路的图；
图11是示出根据本公开第三实施例的高频开关电路的配置的示例的框图；
图12是示出根据本实施例的作为电源设备的电压转换电路的配置的具体示例的电路图；以及
图13是示出Dickson型电荷泵电路的电路图。
具体实施方式
下文参照附图描述本公开的优选实施例。
顺便提及，将按照下列顺序进行描述。
1.第一实施例(多谐振荡器电路的配置的第一示例)
2.第二实施例(多谐振荡器电路的配置的第二示例)
3.第三实施例(高频开关电路的配置的示例)
<1.第一实施例>
图3是示出根据本公开第一实施例的多谐振荡器电路的图。
如图3所示，根据本第一实施例的多谐振荡器电路20具有第一增强型FET(场效应晶体管)21、第二FET 22、第三FET 23和第四FET 24。
多谐振荡器电路20具有第一电阻R21、第二电阻R22、第三电阻R23、第四电阻R24、第五电阻R25、第六电阻R26、第七电阻R27、第八电阻R28、第一电容器C21和第二电容器C22。
多谐振荡器电路20具有节点ND21、节点ND22、节点ND23、节点ND24、连接至节点ND21的输出端子TOUT21以及连接至节点ND22的输出端子TOUT22。
第一FET 21和第二FET 22的源极连接至地电位GND。
第一FET 21的漏极连接至节点ND21。第二FET 22的漏极连接至节点ND22。
第一FET 21的栅极连接至节点ND24。第二FET 22的栅极连接至节点ND23。
第一电阻R21连接在电源电压VDD的供应源SVDD和节点ND21之间。第二电阻R22连接在电源电压VDD的供应源SVDD和节点ND22之间。
第三电阻R23连接在电源电压VDD的供应源SVDD和节点ND23之间。第四电阻R24连接在电源电压VDD的供应源SVDD和节点ND24之间。
第一电容器C21连接在节点ND21和节点ND23之间。第二电容器C22连接在节点ND22和节点ND24之间。
第三FET 23的漏极连接至第一FET 21的栅极和节点ND24之间。第三FET 23的栅极和漏极经由第五电阻R25相互连接。第三FET 23的源极经由第七电阻R27连接至地电位GND。
第四FET 24的漏极连接至第二FET 22的栅极和节点ND23之间。第四FET 24的栅极和漏极经由第六电阻R26相互连接。第四FET 24的源极经由第八电阻R28连接至地电位GND。
在多谐振荡器电路20中，以二极管方式连接的第三FET 23连接至第一FET 21的栅极部分，第三FET 23的栅极和漏极通过第五电阻R25相互连接。
类似地，以二极管方式连接的第四FET 24连接至第二FET 22的栅极部分，第四FET 24的栅极和漏极通过第六电阻R26相互连接。
以二极管方式连接的第三FET 23和以二极管方式连接的第四FET 24具有与第一FET 21和第二FET 22的那些特性相同的特性。
从而，多谐振荡器电路20依据FET的特性，例如阈值变化，稳定振荡频率。
顺便提及，第五电阻R25、第六电阻R26、第七电阻R27和第八电阻R28的电阻值充分地小于第三电阻R23和第四电阻R24的电阻值。
例如，第五电阻R25和第六电阻R26的电阻值大约为第三电阻R23和第四电阻R24的电阻值的1/20。
第七电阻R27和第八电阻R28的电阻值大约为第三电阻R23和第四电阻R24的电阻值的1/15。
在多谐振荡器电路20中，第三FET 23、第五电阻R25和第七电阻R27形成第一偏置电路BIAS21。
第四FET 24、第六电阻R26和第八电阻R28形成第二偏置电路BIAS22。
第一偏置电路BIAS21和第二偏置电路BIAS22的相同对应部分用相同的常数配置。
第五电阻R25被布置用以控制去往第三FET 23的栅极的电流的流动。第六电阻R26被布置用以控制去往第四FET 24的栅极的电流的流动。
第七电阻R27被布置用于第一偏置电路BIAS21的偏置调节。第八电阻R28被布置用于第二偏置电路BIAS22的偏置调节。
在使用多谐振荡器电路的第三FET 23和第四FET 24的二极管连接的正向(forwarding-direction)操作时，偏置电路BIAS21和BIAS22降低栅极电压，第三FET 23和第四FET 24具有与多谐振荡器电路的第一FET 21和第二FET 22的特性相同的特性。
从而，偏置电路BIAS21和BIAS22具有如下特点：通过FET特性改变对于电容器C21和C22的充电电压，并且使得振荡频率稳定。
另外，二极管特性偏置电路在栅极电压向负电压转变时进行反向操作。因此，偏置电路BIAS21和BIAS22具有这样的特点：通过将栅极电压设置于绝缘状态，在RC积分电路从负电压操作时，消除偏置电路BIAS21和BIAS22的影响。
接下来将参照图4A～4D和图5描述具有这样的特点的多谐振荡器电路20的具体操作。
图4A～4D是辅助说明根据本实施例的多谐振荡器电路的操作的图。
图4A示出第一FET 21的栅极电压Vg1。图4B示出第一FET 21的漏极电压(第一输出信号)OSC1。图4C示出第二FET 22的栅极电压Vg2。图4D示出第二FET 22的漏极电压OSC2。
<1>：第一FET 21的栅极电压Vg1通过第四电阻R24上升。第二FET 22的栅极电压Vg2通过第三电阻R23上升。
<2>：第一FET 21的栅极电压Vg1超过阈值Vth而导通第一FET 21，第一FET 21的漏极电压OSC1向地电平急剧转变。
顺便提及，第一FET 21的栅极电压Vg1此后由于第二FET 22的漏极电压OSC2的上升而通过第二电容器C22急剧上升，但是由于第一偏置电路BIAS21产生的正向电流而逐渐下降。
<3>：与此并行，第二FET 22的栅极电压Vg2通过第一电容器C21(充电电压Vc21)急剧转变到地电平(取决于第一FET 21的导通电阻和第一电阻R21)-Vc21。
在此情况下，在紧接转变之前的第二FET 22的栅极电压Vg2，由第二偏置电路BIAS22的二极管连接的正向分量Vf与第八电阻R28的电阻分量进行分压。此时，保持Vg2＜OUT21，并且使得第一电容器C21的充电电压(Vc21)为高。然而，在振荡开始时，第一电容器C21未完全充电，由此出现小的下降。
<4>：转变之后的第二FET 22的栅极电压Vg2处于-Vc21，并且由第三电阻R23和第一电容器C21形成的积分电路进行充电。
在此情况下，转变之后的第二FET 2的栅极电压Vg2为-Vc21，并且由第二偏置电路BIAS22的二极管连接的反向特性而被设定在绝缘状态中。此时积分操作由第三电阻R23和第一电容器C21执行，而对第二偏置电路BIAS22影响很少。
<5>：第二FET 22的栅极电压Vg2超过阈值Vth，从而导通第二FET 22，并且第二FET 22的漏极电压OSC2向接地电平进行急剧转变。
顺便提及，第二FET 22的栅极电压Vg2此后由于第一FET 21的漏极电压OSC 1的上升而通过第一电容器C21急剧上升，但是由于偏置电路BIAS22产生的正向电流而逐渐下降。
<6>：与此并行，第一FET 21的栅极电压Vg1通过第二电容器C22(充电电压Vc22)也急剧转变到地电平(取决于第二FET 22的导通电阻和第二电阻R22)-Vc22。
在此情况下，在转变之前的第一FET 21的栅极电压Vg1，由偏置电路BIAS21的二极管连接的正向分量Vf与第七电阻R27的电阻分量进行分压，保持Vg1＜OUT22，并且第二电容器C22的充电电压(Vc22)为高。
<7>：转变之后的第一FET 21的栅极电压Vg1处于-Vc22，并且由第四电阻R24和第二电容器C22形成的积分电路进行充电。
在此情况下，转变之后的第一FET 21的栅极电压Vg1为-Vc22，并由偏置电路BIAS21的二极管连接的反向特性而被设定在绝缘状态中，并且积分操作由第四电阻R24和第二电容器C22执行。
通过重复上述<2>～<7>中所示的操作，振荡操作持续并设定在稳定状态中，并且振荡频率被稳定。
将参照图5考虑以上操作中第一电容器C21两端的电压变化。
图5是示出第一电容器C21两端的电压变化的图，并且是示出图4B中第一FET 21的漏极电压OSC1的图像与图4C中第二FET 22的栅极电压Vg2的图像在相互叠加状态下的图。
第一电容器C21的连接至节点ND21(第一FET 21的漏极)的一个端子侧的电位(电压)，在第一FET 21截止时，以第一电阻R21和第一电容器C21的时间常数上升。
第一电容器C21的连接至节点ND23(第二FET22的栅极)的另一个端子侧的电位(电压)，由于第二偏置电路BIAS22的分压而逐渐下降。
紧接切换之前的第一FET 21的漏极电压OSC1与第二FET 22的栅极电压Vg2之间的电位差，被视为对第一电容器C21充电的电压。
在切换之后，第一FET 21的漏极电压OSC1向地电位GND的电平下降，并且第二FET 22的栅极电压Vg2以第一电容器C21被充电的电压量向负侧下降。
顺便提及，可以设定第一电容器C21的充电电压，以便确定地低于第二FET 22的阈值电压Vth。
第二电容器C22的充电电压以与上面类似的方式操作。
具体地，第二电容器C22的连接至节点ND22(第二FET 22的漏极)的一个端子侧的电位(电压)，在第二FET 22截止时，以第二电阻R22和第二电容器C22的时间常数上升。
第二电容器C22的连接至节点ND24(第一FET21的栅极)的另一个端子侧的电位(电压)，由于偏置电路BIAS21的分压而逐渐下降。
紧接切换之前的第二FET 22的漏极电压OSC2与第一FET 21的栅极电压Vg1之间的电位差，被视为对第二电容器C22充电的电压。
在切换之后，第二FET 22的漏极电压OSC2向地电位GND的电平下降，并且第一FET 21的栅极电压Vg1以第二电容器C22被充电的电压量向负侧下降。
顺便提及，可以设定第二电容器C22的充电电压，以便确定地低于第一FET 21的阈值电压Vth。
图6是示出在FET阈值电压变化时的FET特性的图。
图7是示出当使用具有图6的特性的FET时偏置电路的电压-电流特性的图。
如上所述，多谐振荡器电路20的第一和第二FET 21和22、以及偏置电路BIAS21和BIAS22的第三和第四FET 23和24具有相同的特性。
由此，当FET的阈值Vth变化时，偏置电压也呈现依据阈值Vth的变化。
在上面<3>和<6>的操作的时候，施加至电容器C21和C22的电压在阈值Vth低时为高，而在阈值Vth高时为低。
所施加电压的这种差异显现在负电压值中，第二FET 22的栅极电压Vg2和第一FET 21的栅极电压Vg1在上述<4>和<7>的操作时，转变到所述负电压值。
此时，转变到的负电压值在阈值Vth低时为高，而在阈值Vth高时为低。
由如下的时间的倒数确定振荡频率，该时间为从RC积分电路给出的负电压值抵达多谐振荡器电路(振荡电路)的第一FET 21和第二FET 22的阈值Vth的时间。
在这种情况下，RC积分电路由第三电阻R23和第一电容器C21、以及第四电阻R24和第二电容器C22形成。
本实施例通过使用偏置电路BIAS21和BIAS22中的以二极管方式连接的FET，抑制由于FET的阈值Vth的特性的差异所引起的负电压-FET Vth的电压差异，实现了振荡频率的稳定。
接下来将通过仿真结果，示出根据本实施例的多谐振荡器电路20、与第一和第二比较示例(1)和(2)之间的振荡频率和电流消耗的特性的差异。
在此情况下，图1的多谐振荡器电路10应用为第一比较示例(1)，而图2的多谐振荡器电路10A应用为第二比较示例(2)。
图8A～图8C是通过仿真结果、示出根据本实施例的多谐振荡器电路20、与第一和第二比较示例(1)和(2)之间的振荡频率的特性的差异的图。
图8A示出第一比较示例(1)的仿真结果。图8B示出第二比较示例(2)的仿真结果。图8C示出根据本实施例的多谐振荡器电路(本电路)的仿真结果。
在图8A～8C中，横坐标轴指示FET阈值Vth，而纵坐标轴指示振荡频率。
如从图8A～8C中理解的，根据本实施例的多谐振荡器电路20通过偏置电路BIAS21和BIAS22的功能，相比于第一和第二比较示例(1)和(2)可以抑制振荡频率的变化。
图9A～图9C是通过仿真结果、示出根据本实施例的多谐振荡器电路20、与第一和第二比较示例(1)和(2)之间的电流消耗的特性的差异的图。
图9A示出第一比较示例(1)的仿真结果。图9B示出第二比较示例(2)的仿真结果。图9C示出根据本实施例的多谐振荡器电路(本电路)的仿真结果。
在图9A～9C中，横坐标轴指示FET阈值Vth，而纵坐标轴指示电流消耗。
如从图9A～9C中理解的，根据本实施例的多谐振荡器电路20通过偏置电路BIAS21和BIAS22的功能，可以实现与第二比较示例(2)相等的低电流消耗。
<2.第二实施例>
图10是示出根据本公开第二实施例的多谐振荡器电路的图。
根据本第二实施例的多谐振荡器电路20A在以下方面不同于根据第一实施例的多谐振荡器电路20。
多谐振荡器电路20A具有用作开关的第五FET 25，该第五FET 25布置在第一FET 21和第二FET 22的源极以及第七电阻R27和第八电阻R28的接地侧端子、与地电位GND之间。
第五FET 25的源极连接至地电位GND。第五FET 25的漏极连接至第一FET 21和第二FET 22的源极、以及第七电阻R27和第八电阻R28的接地侧端子。
第五FET 25的栅极经由第九电阻R29连接至使能信号EN提供到的控制端子TC。
多谐振荡器电路20A可以仅在工作时导通第五FET 25，并且在不工作时截止第五FET 25，由此实现甚至更低的功耗。
<3.第三实施例>
图11是示出根据本公开第三实施例的高频开关电路的配置的示例的框图。
图11中的高频开关电路100可应用为用于将便携式电话等的发送和接收信号连接至期望路径的高频开关电路。
图11中的高频开关电路100具有振荡电路部分110、电荷泵电路部分120、电平移位电路部分130、逻辑电路部分140和开关电路部分150。
在图11的高频开关电路100中，根据上述第一实施例或第二实施例的多谐振荡器电路20或20A应用为振荡电路部分110。
在高频开关电路100中，振荡电路部分110以同时和并行的方式，将正相与反相的时钟CLK和/CLK(/表示反相)提供至电荷泵电路部分120。
基于振荡电路部分110的振荡频率，电荷泵电路部分120生成与从端子提供的电源电压VDD不同的电压Vcp(升压(step-up)电源或负电源)。电荷泵电路部分120将电压Vcp提供给电平移位电路部分130。
电平移位电路部分130基于来自逻辑电路部分140的电平移位控制信号，将电压Vcp提供给开关电路部分150。
振荡电路部分110和电荷泵电路部分120形成作为电源设备的电压转换电路(DC到DC转换器：下文称为DDC)200。
图12是示出根据本实施例的作为电源设备的电压转换电路的配置的具体示例的电路图。
如上所述，图12中的电压转换电路200由振荡电路部分110和电荷泵电路部分120形成。
根据第一实施例的图3中的多谐振荡器电路20应用于图12中的振荡电路部分110。
在图12中，振荡电路部分110的每个组成元件以与图3中相同的附图标记标识，以方便理解。
然而，第一FET 21和第二FET 22的每一个均由级联的两个FET形成。第一FET 21和第二FET 22在功能上与已经描述的多谐振荡器电路20的类似。
振荡电路部分110振荡并输出来自节点ND22(第二FET 22的漏极)的正相的时钟CLK，并且振荡和输出来自节点ND21(第一FET 21的漏极)的反相的时钟/CLK。
电荷泵电路部分120包括作为开关的FET 31、32和33、二极管D31～D34、电阻R31～R36、电容器C31、C32、C33和C34以及节点ND31～ND38。
顺便提及，尽管FET 31～33的每一个均示出为两个级联的FET，但是下面将FET 31～33的每一个均描述为一个FET。
节点ND31连接至电源电压VDD的供应源SVDD。
二极管D31的阳极经由电阻R31连接至节点ND31。二极管D31的阴极连接至二极管D32的阳极。节点ND32由二极管D31的阴极和二极管D32的阳极之间的连接点形成。
二极管D32的阴极连接至二极管D33的阳极。节点ND33由二极管D32的阴极和二极管D33的阳极之间的连接点形成。二极管D33的阴极连接至二极管D34的阳极。节点ND34由二极管D33的阴极和二极管D34的阳极之间的连接点形成。二极管D34的阴极连接至输出节点ND35。
电容器C31的一个端子侧连接至节点ND32。电容器C31的另一个端子侧连接至FET 31的漏极。节点ND 36由电容器C31的所述另一个端子侧与FET 31的漏极之间的连接点形成。
电容器C32的一个端子侧连接至节点ND33。电容器C32的另一个端子侧连接至FET 32的漏极。节点ND 37由电容器C32的所述另一个端子侧与FET 32的漏极之间的连接点形成。
电容器C33的一个端子侧连接至节点ND34。电容器C33的另一个端子侧连接至FET 33的漏极。节点ND 38由电容器C33的所述另一个端子侧与FET 33的漏极之间的连接点形成。
FET 31～33的源极连接至地电位。正相的时钟CLK经由电阻R35提供至奇数级的FET 31和33的栅极。反相的时钟/CLK经由电阻R36提供至偶数级的FET 32的栅极。
电容器C34连接在输出节点ND35和地电位GND之间。
节点ND36经由电阻R32连接至节点ND31。节点ND37经由电阻R33连接至节点ND31。节点ND38经由电阻R34连接至节点ND31。
图13是示出Dickson型电荷泵电路的电路图。
如图12和图13所示，具有这种配置的电荷泵电路部分120用作Dickson型电荷泵电路。
级联的二极管D31～D33的阴极侧的节点ND32～ND34的电位的上升和下降，通过时钟CLK和/CLK重复。从而，节点ND32～ND34的电位逐渐提升，并且提升的电压Vcp从输出节点ND35输出。
图12和图13中的电荷泵电路部分是具有三级的电荷泵电路的示例。
令n为电荷泵电路的级数，所生成的电荷泵电压Vcp由下列等式给出。
Vcp = VDD + n &CenterDot; ( V CLK - V d - I OUT C &CenterDot; f osc ) - V d
振荡频率fosc的变化也改变输出电压。然而，由于根据本实施例的能够稳定振荡频率的多谐振荡器电路应用于振荡电路部分110，因此输出电压可以被稳定。
本公开包含与2010年6月9日向日本专利局提交的日本优先权专利申请JP 2010-131682中公开的主题有关的主题，其全部内容通过引用的方式合并在此。
本领域的技术人员应当理解，依据设计要求和其它因素，可以出现各种修改、组合、子组合和变更，只要其在权利要求或其等效的范围内即可。

Claims (10)

1.一种多谐振荡器电路，包含：
第一场效应晶体管，其具有连接至地电位的源极；
第二场效应晶体管，其具有连接至所述地电位的源极；
第一电阻，其连接在所述第一场效应晶体管的漏极和电源电压的供应源之间；
第二电阻，其连接在所述第二场效应晶体管的漏极和电源电压的供应源之间；
第三电阻，其连接在所述第二场效应晶体管的栅极和电源电压的供应源之间；
第四电阻，其连接在所述第一场效应晶体管的栅极和电源电压的供应源之间；
第一电容器，其连接在所述第一场效应晶体管的漏极和所述第二场效应晶体管的栅极之间，并与所述第三电阻形成积分电路；
第二电容器，其连接在所述第二场效应晶体管的漏极和所述第一场效应晶体管的栅极之间，并与所述第四电阻形成积分电路；
以二极管方式连接的第三场效应晶体管，其连接在所述第一场效应晶体管的栅极和所述地电位之间；以及
以二极管方式连接的第四场效应晶体管，其连接在所述第二场效应晶体管的栅极和所述地电位之间。
2.如权利要求1所述的多谐振荡器电路，
其中，第五电阻连接在所述第三场效应晶体管的栅极和漏极之间的连接路径中，并且所述第三场效应晶体管的漏极连接至所述第一场效应晶体管的栅极。
3.如权利要求1所述的多谐振荡器电路，
其中，第六电阻连接在所述第四场效应晶体管的栅极和漏极之间的连接路径中，并且所述第四场效应晶体管的漏极连接至所述第二场效应晶体管的栅极。
4.如权利要求1所述的多谐振荡器电路，进一步包含
第七电阻，其用于偏置调节，该第七电阻连接在所述第三场效应晶体管的源极和所述地电位之间。
5.如权利要求1所述的多谐振荡器电路，进一步包含
第八电阻，其用于偏置调节，该第八电阻连接在所述第四场效应晶体管的源极和所述地电位之间。
6.一种电压转换电路，包含：
振荡电路部分，其包括多谐振荡器电路，所述多谐振荡器电路配置为生成正相的时钟以及与该正相的时钟反相的时钟；以及
电压生成部分，其配置为根据正相和反相的时钟生成和输出与提供的电压不同的电压，其中从所述振荡电路部分提供所述正相和反相的时钟；
其中，所述振荡电路部分的所述多谐振荡器电路包括
第一场效应晶体管，其具有连接至地电位的源极；
第二场效应晶体管，其具有连接至所述地电位的源极；
第一电阻，其连接在所述第一场效应晶体管的漏极和电源电压的供应源之间；
第二电阻，其连接在所述第二场效应晶体管的漏极和电源电压的供应源之间；
第三电阻，其连接在所述第二场效应晶体管的栅极和电源电压的供应源之间；
第四电阻，其连接在所述第一场效应晶体管的栅极和电源电压的供应源之间；
第一电容器，其连接在所述第一场效应晶体管的漏极和所述第二场效应晶体管的栅极之间，并与所述第三电阻形成积分电路；
第二电容器，其连接在所述第二场效应晶体管的漏极和所述第一场效应晶体管的栅极之间，并与所述第四电阻形成积分电路；
以二极管方式连接的第三场效应晶体管，其连接在所述第一场效应晶体管的栅极和所述地电位之间；以及
以二极管方式连接的第四场效应晶体管，其连接在所述第二场效应晶体管的栅极和所述地电位之间。
7.如权利要求6所述的电压转换电路，
其中，第五电阻连接在所述第三场效应晶体管的栅极和漏极之间的连接路径中，并且所述第三场效应晶体管的漏极连接至所述第一场效应晶体管的栅极。
8.如权利要求6所述的电压转换电路，
其中，第六电阻连接在所述第四场效应晶体管的栅极和漏极之间的连接路径中，并且所述第四场效应晶体管的漏极连接至所述第二场效应晶体管的栅极。
9.如权利要求6所述的电压转换电路，进一步包含
第七电阻，其用于偏置调节，该第七电阻连接在所述第三场效应晶体管的源极和所述地电位之间。
10.如权利要求6所述的电压转换电路，进一步包含
第八电阻，其用于偏置调节，该第八电阻连接在所述第四场效应晶体管的源极和所述地电位之间。
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