CN102270991A - 二阶分时复用Delta-Sigma调制器 - Google Patents

Abstract

在Delta-Sigma调制器中，积分器的作用至关重要，但在典型的Delta-Sigma调制器中各级积分器都存在“忙”-“闲”状态转换，利用率只有50％。针对这个问题，本发明公开了一种基于分时复用技术的二阶Delta-Sigma调制器，将积分器分时的分配给不同的环路使用，使各级积分器在每个时钟相位下都处于“忙碌”状态，利用率提高到100％。对比典型的Delta-Sigma调制器，本发明公开的二阶分时复用Delta-Sigma调制器在面积和功耗方面都具有良好的性能提升。本发明公开的二阶分时复用Delta-Sigma调制器由二阶分时复用积分器、一位量化器和D触发器组成。

Description

二阶分时复用Delta-Sigma调制器

技术领域

本发明应用于集成电路设计领域，用于Delta-Sigma调制器的实现。具体涉及一种将分时复用积分器的技术应用于Delta-Sigma调制器的设计实现。

背景技术

典型的二阶调制器可以表示为图1的结构形式。基于不同的S₁、S₂相位，图1的调制器电路的工作状态分别如图2中(a)、(b)所示，其中用粗线条表示的器件代表处于“忙碌”状态，箭头指示方向代表信号“流动”方向。在S₁相位时，如图2(a)所示，输入信号被第一级采样电容C_s1采样，与此同时，第二级采样电容C_s2中的信号被第二级积分器积分，信号转移到第二级积分电容C_f2中，在此相位，信号分别“流动”到C_s1和C_f2中，并被锁存到锁存比较器中；当工作在S₂相位时，如图2(b)所示，第一级积分器进行积分运算，将上一相位时保存到C_s1中的信号转移到C_f1中去，并被C_s2采样，与此同时，量化器对上一相位时保存到C_f2中的信号进行量化，并且输出到D触发器中，D触发器在S₁、S₂相位始终保持“忙碌”状态。在时钟相位S₁和S₂的交替工作下，信号持续的从输入“流向”输出。

通过上面的描述，可以观察到信号在图2中是按行波方式从输入向输出“流动”。并且，通过图2可以清楚的看到，无论哪个相位，两个积分器中只有一个处于“忙碌”状态，造成了功耗和芯片面积上的浪费。

发明内容

从前文的分析可知，典型Delta-Sigma调制器中各级积分器的利用率只有50％，造成了功耗和芯片面积上的浪费。而且，无论处于哪个相位，在二阶Delta-Sigma调制器的两个积分器中只有一个处于“忙碌”状态。也就是说，在图1的结构中，每个积分器都有一半的时间处于“闲置”状态。基于这个出发点，构建一种结构，仅使用一个积分器，随着时钟相位的切换，该积分器在原两级积分器中的两个角色之间切换，在某一个相位充当积分器1的角色，而在另一个相位充当积分器2的角色，则该积分器的利用率可以被提高到100％，时刻都处于“忙碌”状态，这就是分时复用Delta-Sigma调制器的基本设计思想。

基于这一思想，本发明基于分时复用的技术提出一种新的Delta-Sigma调制器实现方法，主要的技术特点在于：

1.基于分时复用原理充分利用每一个积分器，使一个积分器在不同的时刻扮演不同积分器的角色，提高其利用率；

2.仅使用一个积分器就可以构成二阶Delta-Sigma调制器，节省了功耗；

3.仅使用一个积分器就可以构成二阶Delta-Sigma调制器，节省了芯片面积；基于同样的原理，本发明的技术优势在于：

1.相对于经典的二阶Delta-Sigma调制器，二阶分时复用调制器有效降低了功耗；

2.相对于经典的二阶Delta-Sigma调制器，二阶分时复用调制器降低了芯片面积。

附图说明

图1典型单环二阶Delta-Sigma调制器电路原理图；

图2典型调制器工作状态及信号流图(a)

相位(b)

相位；

图3分时复用调制器电路原理图；

图4二阶分时复用Delta-Sigma调制器模型；

图5两相非重叠时钟相位关系图；

图6二阶分时复用Delta-Sigma调制器不同相位信号流图(a)相位(b)

相位。

图7二阶分时复用Delta-Sigma调制器行为级模型功率谱密度。

具体实施方式

以下结合附图，详细说明本发明公开的二阶分时复用Delta-Sigma调制器的结构和工作过程。

如图3所示，本发明公开的二阶分时复用Delta-Sigma调制器主要由以下几部分电路组成：二阶分时复用积分器、一位量化器、D触发器以及若干开关组成；具体特征为，二阶分时复用积分器中，开关S_1-1将输入信号V_in+连接到采样电容C_s1-1的正极板上，开关S_1-2将输入信号V_in-连接到采样电容C_s1-2的正极板上，C_s1-1的正极板还通过开关S_2-1·V_out连接到参考电平V_ref+，同时通过开关

连接到参考电平V_ref-，C_s1-2的正极板还通过开关S_2-2·V_out连接到参考电平V_ref-，同时通过开关

连接到参考电平V_ref+，采样电容C_s1-1的负极板通过开关S_4-1连接到运放的反相输入端，同时通过开关S_3-1连接到共模电平V_cmi，采样电容C_s1-2的负极板通过开关S_4-2连接到运放的同相输入端，同时通过开关S_3-2连接到共模电平V_cmi，积分电容C_f1-1的正极板通过开关S_5-1-1连接到运放AMP的反相输入端，同时C_f1-1的负极板通过开关S_5-1-2连接到运放AMP的同相输出端，积分电容C_f1-2的正极板通过开关S_5-2-1连接到运放AMP的同相输入端，同时C_f1-2的负极板通过开关S_5-2-2连接到运放AMP的反相输出端，采样电容C_s2-1的正极板通过开关S_6-1连接到C_f1-1的负极板，C_s2-1的正极还通过开关S_7-1·V_out和开关

分别连接到参考电平V_ref+和V_ref-，采样电容C_s2-2的正极板通过开关S_6-2连接到C_f2-2的负极板，C_s2-2的正极板还通过开关S_7-2·V_out和开关

分别连接到参考电平V_ref-和V_ref+，C_s2-1的负极板通过开关S_9-1连接到运放的反相输入端，并且通过开关S_8-1连接到共模电平V_cmi，C_s2-2的负极板通过开关S_9-2连接到运放的同相输入端，并且通过开关S_8-2连接到共模电平V_cmi，积分电容C_f2-1的正/负极板分别通过开关S_10-1-1和开关S_10-1-2连接到运放的反相输入端和同相输出端，并且C_f2-1的负极板连接到一位量化器的正输入端，积分电容C_f2-2的正/负极板分别通过开关S_10-2-1和开关S_10-2-2连接到运放的同相输入端和反相输出端，并且C_f2-2的负极板连接到一位量化器的负输入端，一位量化器通过开关(S₁₁)定时采样，将量化结果输入到D触发器的输入端，D触发器通过开关S₁₂定时，D触发器的输出即为调制器的输出V_out。

如图4所示为二阶分时复用Delta-Sigma调制器的原理图。图4中有三个开关，S₁、S₂和S₃，根据时钟节拍的不同，三个开关分别在节点φ1和φ2之间进行切换，图中所表示的两个平行积分器实际上代表的是一个积分器，在不同相位下充当不同积分器的角色。

图4中Y₁和Y₂分别代表第一级积分器和第二级积分器的输出，两个积分器实质上是同一个积分器，仅仅是在不同的时钟相位中处于不同的逻辑位置。从图4中可以得到如下等式：

$Y_1=(U\left(z\right)-z^{-1}V\left(z\right))\frac{1}{1-z^{-1}}---\left(1\right)$

$Y_2=(Y_1\left(z\right)-z^{-1}V\left(z\right))\frac{1}{1-z^{-1}}---\left(2\right)$

V(z)＝Y₂(z)+E(z)                  (3)

将式(1)、(3)代入式(2)，经过整理可以得到：

V(z)＝U(z)+(1-z^-1)²E(z)           (4)

等式(4)表明，输入信号没有经过任何整形便出现在输出中，而噪声信号经过二阶整形，这正是二阶Delta-Sigma调制器的基本特征。

为了避免时钟馈通效应，开关的定时时钟采用两相非重叠延时时钟，其相位关系如图5所示，

和

是反向不重叠相位，

是

的延时相位，是

的延时相位。开关S_1-1、S_1-2、S_9-1和S_9-2采用相位定时，

相位为高时开关打开，开关S_8-1、S_8-2、S₁₂采用

相位定时，

相位为高时开关打开，开关S_3-1、S_3-2、S_10-1-1、S_10-1-2、S_10-2-1、S_10-2-2采用

相位定时，

相位为高时开关打开，开关S_4-1、S_4-2、S_5-1-1、S_5-1-2、S_5-2-1、S_5-2-2、S_6-1、S_6-2、和S₁₁采用

相位定时，

相位为高时开关打开，开关S_2-1·Vout、S_2-2·Vout由

相位时钟和输出信号Vout的乘积控制，相位和Vout同为高时开关打开，开关

和由

相位时钟和输出信号Vout的反向信号的乘积控制，相位为高、Vout为低时开关打开，开关S_7-1·Vout、S_7-2·Vout由相位时钟和输出信号Vout的乘积控制，

相位和Vout同为高时开关打开，开关

和

由

相位时钟和输出Vout的反向信号的乘积控制，相位为高、Vout为低时开关打开。为了便于分析，将

与

相位合并，称为

相位，将

与相位合并，称为

相位。在

相位和

相位下，电路的工作状态及信号流分别如图6中(a)、(b)所示，图中粗体代表“忙碌”的器件及路径。

相位如图6中(a)所示，此时第一级采样电容C_s1-1和C_s1-2进行采样，第二级积分器电容C_f2-1和C_f2-2进行积分操作，在此相位，信号分别“流动”到C_s1-1、C_s1-2、C_f2-1和C_f2-2中；

相位如图6中(b)所示，此时第一级积分器进行积分操作，将

相位时保存在C_s1-1和C_s1-2中的信号传递到C_f1-1和C_f1-2中，并且第二级采样电容C_s2-1和C_s2-2对此积分结果进行采样操作，与此同时量化器将

相位保存在C_f2-1和C_f2-2中的信号进行量化，并且输出到D触发器中。在时钟相位

和

交替工作下，信号源源不断的从输入“流向”输出。

图7所示为二阶分时复用Delta-Sigma调制器的输出功率谱密度，从图中可以看出，输出信号频谱在输入信号频率处(此图中输入信号的频率为20KHz)具有最大的功率，同时在低频段，随着频率的增大噪声信号功率以40dB/dec的幅度上升，低频噪声信号被推到高频，40dB/dec的速率代表噪声功率被二次整形，意味着该电路完全具备二阶Delta-Sigma调制器的效果。

Claims (1)

1.一种电路结构，包括：

针对积分器“忙-闲”状态转换造成利用率较低的问题，本发明公开的二阶分时复用Delta-Sigma调制器通过分时复用技术提高了积分器的利用率，减小了电路面积与功耗开销，本发明公开的二阶分时复用Delta-Sigma调制器主要由二阶分时复用积分器、一位量化器、D触发器组成；具体特征为，开关(S_1-1)将输入信号(V_in+)连接到采样电容(C_s1-1)的正极板上，开关(S_1-2)将输入信号(V_in-)连接到采样电容(C_s1-2)的正极板上，(C_s1-1)的正极还通过开关(S_2-1·V_out)连接到参考电平(V_ref+)，同时通过开关连接到参考电平(V_ref-)，(C_s1-2)的正极还通过开关(S_2-2·V_out)连接到参考电平(V_ref-)，同时通过开关

连接到参考电平(V_ref+)，采样电容(C_s1-1)的负极板通过开关(S_4-1)连接到运放的反相输入端，同时通过开关(S_3-1)连接到共模电平(V_cmi)，采样电容(C_s1-2)的负极板通过开关(S_4-2)连接到运放的同相输入端，同时通过开关(S_3-2)连接到共模电平(V_cmi)，积分电容(C_f1-1)的正极板通过开关(S_5-1-1)连接到运放(AMP)的反相输入端，同时(C_f1-1)的负极板通过开关(S_5-1-2)连接到运放(AMP)的同相输出端，积分电容(C_f1-2)的正极板通过开关(S_5-2-1)连接到运放(AMP)的同相输入端，同时(C_f1-2)的负极板通过开关(S_5-2-2)连接到运放(AMP)的反相输出端，采样电容(C_s2-1)的正极板通过开关(S_6-1)连接到(C_f1-1)的负极板，(C_s2-1)的正极还通过开关(S_7-1·V_out)和开关

分别连接到参考电平(V_ref+)和(V_ref-)，采样电容(C_s2-2)的正极板通过开关(S_6-2)连接到(C_f2-2)的负极板，(C_s2-2)的正极板还通过开关(S_7-2·V_out)和开关

分别连接到参考电平(V_ref-)和(V_ref+)，(C_s2-1)的负极板通过开关(S_9-1)连接到运放的反相输入端，并且通过开关(S_8-1)连接到共模电平(V_cmi)，(C_s2-2)的负极板通过开关(S_9-2)连接到运放的同相输入端，并且通过开关(S_8-2)连接到共模电平(V_cmi)，积分电容(C_f2-1)的正/负极板分别通过开关(S_10-1-1)和开关(S_10-1-2)连接到运放的反相输入端和同相输出端，并且(C_f2-1)的负极板连接到一位量化器的正输入端，积分电容(C_f2-2)的正/负极板分别通过开关(S_10-2-1)和开关(S_10-2-2)连接到运放的同相输入端和反相输出端，并且(C_f2-2)的负极板连接到一位量化器的负输入端，一位量化器通过开关(S₁₁)定时采样，将量化结果输入到(D)触发器的输入端，(D)触发器通过开关(S₁₂)定时，(D)触发器的输出即为调制器的输出(V_out)。

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