CN101849360A - 对抖动不敏感的∑-△调制器 - Google Patents

Abstract

一种用于形成表示输入信号的电压电平的数字输出信号的∑-Δ调制器，该∑-Δ调制器具有配置为接收表示输入信号的电压电平的电流的节点，并且数字输出信号取决于所述节点的电压，该∑-Δ调制器包括：用于平滑电流的多个电容性元件，每个电容性元件的一端连接至节点，并且其另一端连接至相应的开关单元；以及多个开关单元，每个开关单元配置为根据节点处的电压将相应的一个电容性元件连接至第一电压电平或者第二电压电平，以便提供影响节点处的电压的反馈。

Description

对抖动不敏感的∑-Δ调制器

技术领域

本发明涉及一种连续时间∑-Δ调制器。

背景技术

∑-Δ调制器是配置为用于接收模拟输入信号并输出数字信号的模拟-数字转换器，数字信号中的“1”和“0”的相对密度与模拟输入信号的电压电平成比例。

图1中示出了简单的∑-Δ调制器。该∑-Δ调制器接收输入至加法单元102中的模拟输入信号101。该加法单元对模拟输入信号与由反馈通路(feedback path)中的数字-模拟转换器(DAC)106输出的反馈信号进行求和。然后，已求和的信号被积分器103进行积分，并被传递至量化器104，该量化器将积分信号与一个或多个阈值电压相比较，并根据该比较输出数字输出信号105。数字-模拟转换器接收数字输出信号并将其转换为用于与模拟输入信号进行求和的模拟信号。

反馈信号的用途在于，通过利用表示模拟输入信号的数字输出信号的1和0，使积分器的平均输出保持接近比较器的参考电平。

∑-Δ调制器的输入范围由模拟反馈信号的上限电压和下限电压设定。数字输出信号中的“1”和“0”的相对比例表示模拟输入信号相对于调制器的输入范围的电压电平。例如，如果调制器的输入范围是0至5V并且输入信号的电压电平为2.5V，则数字输出信号应该包含50％的“1”和50％的“0”。如果输入信号超出了调制器的输入范围，则数字输出信号就不能正确地表示输入信号的电压电平。

量化器优选地配置为对积分后的信号进行高频率采样。高采样频率提供了噪声性能益处。过采样使量化噪声在较宽的频率范围内传播，但过采样不改变信噪比。因此，过采样具有降低所关心的频率范围内的噪声幅度的作用。低通滤波器可以适当地跟随在∑-Δ调制器之后，以去除高频噪声。

仅仅过采样并不能解释∑-Δ调制器所提供的高分辨率。为了达到高分辨率调制所需的采样频率通常太高以致不能可行地实现。然而，积分器提供了进一步的噪声性能益处，其将噪声从低频“整形(shape)”为高频。这进一步降低了所关心的频率范围内的噪声幅度。此外，可以通过对数字输出信号进行滤波去除“整形”为高频的噪声。

图1中所示的∑-Δ调制器是简单的一阶∑-Δ调制器。通过具有多位量化器而非一位(single bit)量化器，并且通过具有一个以上的积分器，可以引入进一步的复杂性。

∑-Δ调制器通常实现为离散时间系统，其中，电压电平在每个时钟周期通过调制器被传送(propagate)。然而，也存在连续时间实施方式，其相对于离散时间实施方式通常提供节能的优点和更高的输出带宽。

图2中示出了连续时间∑-Δ调制器的实例。模拟输入信号201在传递至积分器207之前与在该实例中由电流源206提供的反馈信号相结合。在该实例中，积分器包括运算放大器202和电容器203。积分的信号被量化器204接收，以形成数字输出信号205。数字输出信号经由反馈回路被反馈，并输入到电流源中，从而产生用于与模拟输入信号相结合的合适反馈信号。

图2中的电流源在每个时钟转换处有效地将电流脉冲注入到求和点(summing junction)中。目的是保持进入求和点中的零平均电流。然而，在时钟脉冲期间注入到求和点中的总电荷取决于脉冲的长度。理论上，每个时钟转换之间的时间应该为相同的持续时间。然而，实际上，时钟抖动指的是时钟变换之间的时间可能随着时间轻微地变化。这引起了直接调制反馈信号且直接加至模拟输入信号中的噪声。该额外噪声可以使∑-Δ调制器的性能显著劣化。

∑-Δ调制器中的进一步的噪声源是量化器亚稳定性。当量化器的输入信号接近阈值电平时，量化器花费比平时更多的时间在一个输出电平进行稳定。这导致了没有被良好限定的反馈电流，该反馈电流相当于将大误差注入到求和点中。这种现象导致了“噪声填充(noise filling)”，其中，高频量化噪声“叠加(folded)”到所关心的频带中。该问题限制了调制器的性能，并且随着调制器的阶数而增大。

另外的性能限制由积分器的非线性和非理想的传递函数产生。积分器的非线性使量化噪声“叠加”到所关心的频带中。积分器在高频的非理想传递函数改变调制器的噪声整形函数。这还将额外的延迟引入到回路中。对于高频和高带宽连续时间的实施方式，这可能是影响调制器稳定性的主要问题之一。

由于上述的性能限制，许多现有的连续时间∑-Δ调制器的实施方式使用开关电容器和多位量化器。图3中示出了这种∑-Δ调制器的实例。该∑-Δ调制器包括用于接收输入信号301的开关电容器306。如前所述，该调制器包括积分器302和电流源305。该调制器还结合有多位量化器303。该多位量化器使抖动灵敏度降低了2N，其中N是在任意给定时刻由量化器输出并在反馈通路中由DAC接收的位数。

虽然将开关电容器和/或多位量化器结合在∑-Δ调制器中有助于解决时钟抖动所引起的问题，但开关电容器和多位量化器都会引入额外的其自身问题。首先，开关电容器限制了最大信号带宽。其次，开关电容器将延迟引入到调制器中，这实际上使调制器返回至离散时间实施方式。最后，积分器的运算放大器在一个采样周期中必须“吞下(swallow)”由开关电容器引入的电荷，这需要运算放大器迅速地稳定下来。然后，运算放大器的增益带宽积需要与开关电容器的增益带宽积相等，这就抵消了连续时间实施方式的节能能力。使用多位量化器可能引起DAC非线性，这会导致噪声叠加和量化器功耗的增加。

因此，需要提供一种解决上述问题的改进的∑-Δ调制器。

发明内容

根据本发明的第一方面，提供了一种∑-Δ调制器，用于形成表示输入信号的电压电平的数字输出信号，该sigma delta调制器具有配置为接收表示输入信号的电压电平的电流的节点，并且数字输出信号取决于节点上的电压，该∑-Δ调制器包括：用于平滑电流的多个电容性元件，每个电容性元件的一端连接至节点，并且其另一端连接至相应的开关单元；以及多个开关单元，每个开关单元配置为根据节点处的电压将相应的一个电容性元件连接至第一电压电平或者第二电压电平，以便提供影响节点处的电压的反馈。

∑-Δ调制器可以配置为使得将电容性元件连接至第二电压电平导致电荷转移至该电容性元件。

∑-Δ调制器可以配置为使得输出节点处的电压电平根据转移至电容性元件的电荷而改变。

∑-Δ调制器可以配置为使得通过将一个或多个电容性元件连接至第二电压电平而引起的输出节点处的电压变化等于第二电压电平除以连接至第二电压电平的一个或多个电容性元件的数目。

∑-Δ调制器可以配置为使得在采样间隔期间节点处的电压电平根据表示在采样间隔期间通过电容性元件的输入电压的电流流量而变化。

∑-Δ调制器可以包括量化器，量化器配置为通过以预定的采样间隔为数字输出信号选择电压电平来形成数字输出信号，该量化器配置为根据每个采样时刻的节点处的电压来执行所述选择。

该量化器可以配置为根据节点处的电压为数字输出信号选择两个不同电压电平中的一个。该量化器可以连接至节点，并且可以配置为以预定的采样间隔对节点处的电压进行采样，并且输出数字输出信号以便表示在每个采样时刻经采样的电压。

∑-Δ调制器可以包括配置为接收数字输出信号的控制单元，控制单元配置为根据数字输出信号，使得每个开关单元将其相应的电容性元件连接至第一电压电平或者第二电压电平。

控制单元可以配置为，在量化器为数字输出信号选择电压电平的采样时刻之后，至少在紧跟在所述采样时刻之后的采样间隔的持续时间内，使每个开关单元将其相应的电容性元件连接至第一电压电平或者第二电压电平。

控制单元可以配置为在紧跟在采样时刻之后的采样间隔期间，根据数字输出信号的电压电平，使每个开关单元将其相应的电容性元件连接至第一电压电平或者第二电压电平。

∑-Δ调制器可以配置为使得通过在第一采样间隔期间将每个电容性元件连接至第一电压电平或者第二电压电平而转移至多个电容性元件的电荷量与通过在紧跟在第一采样间隔之后的第二采样间隔期间将每个电容性元件连接至第一电压电平或者第二电压电平而转移至多个电容性元件的电荷量相差了与第二采样间隔期间数字输出信号的电压电平成比例的电荷量。

∑-Δ调制器可以配置为使得通过在采样间隔期间将每个电容性元件连接至第一电压电平或者第二电压电平而转移至多个电容性元件的电荷量与数字输出信号的积分成比例。

控制单元可以包括数字积分器，数字积分器配置为用于接收数字输出信号并对数字输出信号进行积分，以形成积分反馈值。

数字积分器可以配置为在每个采样时刻通过如下方式对数字输出信号进行积分：如果数字输出信号在该采样时刻具有第一电压电平，则使在先前采样时刻形成的积分的反馈值增加1；如果数字输出信号在该采样时刻具有第二电压电平，则使在先前采样时刻形成的积分的反馈值减小1。

控制单元可以配置为，在采样间隔期间，使多个开关单元中的每一个在采样间隔的持续时间内将其相应的电容性元件连接至第一电压电平或者第二电压电平，以便在采样间隔期间将与积分的反馈值成比例的电荷量转移至电容性元件。

控制单元可以配置为，如果在给定采样时刻的积分后的反馈值大于在先前采样时刻的积分后的反馈值，则在跟随于所述给定时刻之后的采样间隔期间，使比所述先前采样间隔期间至少多一个的所述开关单元将其相应的电容性元件连接至所述第二电压电平。

控制单元可以配置为，如果在给定采样时刻的积分的反馈值小于在先前采样时刻的积分后的反馈值，则在跟随于所述给定时刻之后的采样间隔期间，使比所述先前采样间隔期间至少少一个的所述开关单元将其相应的电容性元件连接至所述第二电压电平。

数字积分器可以配置为形成积分的反馈值，使其包括多个位。

控制单元可以配置为，在给定采样间隔期间，使与采样间隔期间的积分的反馈值成比例的多个开关单元将它们相应的电容器连接至第二电压电平。

∑-Δ调制器可以包括转换单元，转换单元配置为用于接收积分的反馈值并形成取决于积分的反馈值的反馈电流，该转换单元配置为形成反馈电流，以在采样间隔的持续时间内具有与采样间隔期间的积分的反馈值成比例的电流值。

∑-Δ调制器可以配置为使得多个电容性元件中的每一个的一端配置为接收反馈电流。

∑-Δ调制器可以配置为使得在采样间隔期间，节点处的电压电平根据在该采样间隔期间通过电容性元件的反馈电流的流量而变化。

第一电压电平可以为零伏特，第二电压电平可以非零。第二电压电平可以高于第一电压电平。

多个电容性元件可以具有相同的电容。

控制单元可以配置为，在每个采样时刻，根据数字输出信号使每个开关单元将其相应的电容性元件连接至第一电压电平或者第二电压电平。

∑-Δ调制器可以配置为使得基本上所有的反馈都与时间无关。

根据本发明的第二方面，提供了一种用于通过∑-Δ调制器来形成表示输入信号的电压电平的数字输出信号的方法，该∑-Δ调制器具有配置为接收表示模拟输入信号的电压电平的电流流量的节点，并且数字输出信号取决于该节点处的电压，该方法包括在节点处接收电流，该∑-Δ调制器包括用于平滑电流的多个电容器，每个电容器的一端连接至节点，并且其另一端连接至相应的开关单元，并且利用通过根据所述节点处的电压，借助于其相应的开关单元将每个电容性元件连接至第一电压电平或者第二电压电平，来提供影响所述节点处的电压的反馈。

附图说明

为了更好地理解本发明，以实例的方式参考附图，附图中：

图1示出了一阶∑-Δ调制器；

图2示出了连续时间∑-Δ调制器；

图3示出了包括开关电容器和多位量化器的∑-Δ调制器；

图4示出了∑-Δ调制器的框图；

图5示出了经典∑-Δ调制器的框图；

图6示出了通过积分电容器施加反馈的∑-Δ调制器；

图7示出了包括一N个电容器阵列的∑-Δ调制器；

图8示出了包括一N个电容器阵列和电流反馈的∑-Δ调制器；

图9示出了二阶∑-Δ调制器；

图10示出了结合有电荷反馈和电流反馈的二阶∑-Δ调制器；以及

图11示出了作为同相/正交配置(quadrature arragement)的一部分的二阶∑-Δ调制器。

具体实施方式

图6中示出了解决与时钟抖动相关的问题的∑-Δ调制器。该调制器包括根据输入电压生成输入电流信号的电压-电流转换器601。输入电流经由两个对输入电流具有平滑作用的电容性元件603、604提供给节点602。每个电容性元件连接在输出节点与相应的开关单元605、606之间。每个开关单元包括用于将其相应的电容性元件的底板连接至两个参考电压之一的开关。在图6中，第一参考电压被示为地，第二参考电压被示为V_Ref。开关单元配置为根据节点处的电压在两个参考电压之间切换电容性元件的底板。在该图中，F_Dig(607)示出了该相关性(dependence)。

虽然图中未示出，节点处的电压可以由量化器接收，以形成数字输出信号。然后，该数字输出信号可以用作反馈信号。可选地，该节点可以跟随有附加的积分级，其用于接收节点处的电压并对其进行积分。然后，量化器可以连接至这些积分级的输出，并且可以对积分后的电压进行采样，以形成数字输出信号。控制单元可以设置为用于控制开关单元，并使其根据数字反馈信号将电容性元件连接至第一参考电压或第二参考电压。

在操作中，每个电容性元件的底板(base plate)起初通过开关单元连接至地。因此，输入电流流过电容性元件到达地，该电流流量在输出节点产生电压。在装置的操作期间，每个开关单元可以将其相应的电容性元件的底板连接至V_Ref。将电容性元件之一连接至V_Ref的实际作用是将已知电荷瞬时注入到电容性元件中。注入的电荷基本上与时间无关。已知电荷引起输出节点处的电压变化(并因此提供反馈)。这在输出节点处产生了不仅由积分输入电流决定而且还由瞬时反馈电荷决定的电压。

可以通过考虑图6来解释电荷注入的与时间无关的特性。当其中一个开关单元将其相应的电容器连接至V_Ref时，这导致电荷瞬时转移至该电容器的底板。这导致了输入电流经由输出节点流过电容器所受到的静电力立即改变。该静电力的改变意味着输出节点处的电压瞬时地改变了与V_Ref成比例的数量。当电荷从一个底板流向另一个底板时，并且当输入电流经由输出节点流过电容器时，两个电容器的每个底板上的电荷随时间而改变。然而，如果两个电容器具有相同的电容量，则与一个电容器相关联的电荷运动对输出节点处至另一个电容器的输入电流受到的静电力具有同等的和相反的作用。因此，当一个电容器保持连接至V_Ref而另一个电容器保持连接至地时，输出节点处的电压瞬时变化得以保持。

通过将相等的电容器的阵列中的一个电容器连接至V_Ref而引起的输出节点处的电压变化等于V_Ref除以阵列中电容器的数目。

由于通过积分电容器引入的瞬时电荷与时间无关，因此如图6中所示的∑-Δ调制器是有利的。因此，调制器的反馈部分对时钟抖动不敏感。反馈回路注入的电荷量仍是线性的并且不受量化器亚稳定性的影响。因此，相对于现有∑-Δ调制器，图6中所示的调制器提供了改进的性能。

如图6中所示的∑-Δ调制器的进一步优点是电荷被瞬时地注入。这对于需要一个时钟周期对电流反馈进行积分的开关电容器实施方式来说是一种改进。该瞬时电荷注入提高了反馈回路的稳定性，还提供了将故意延迟引入反馈回路的机会。这种故意延迟可以用于，例如，量化器的额外再生(additional regeneration)或者用于DAC元件的动态元件匹配(DEM)。

为了将调制器反馈从积分器的输入移动至积分器的输出，可以使反馈路径中包含积分器。这使调制器的噪声传递函数保持不变。反馈积分器适合是配置为接收数字输出信号(即输出节点处的电压的量化形式)的数字计数器。图7中示出了在反馈通路中包括数字积分器的∑-Δ调制器(在704处)。

数字积分器可以配置为在任意给定采样时刻对数字输出信号表示的数字值进行求和。因此，例如，如果数字输出信号为二进制信号，如果数字输出信号具有表示“1”的电压电平，则数字积分器将其“计数”增加1，如果数字输出信号具有表示“0”的电压电平，则数字积分器将其计数减小1。

数字积分器可以控制多个开关单元的开关。例如，图7中示出了接收相应的控制线707的每个开关单元。通过触发合适的控制线，数字积分器可以使相关联的开关单元将其相应的电容器连接至V_Ref或地。

数字积分器适合为多位积分器(如图7中所示)。多位数字积分器充当用于所关心的低频信号的跟踪量化器。因此，调制器表现出具有N位量化器的调制器的性能(例如，降低抖动灵敏度、提高信噪比)，但其仅具有一位量化器。

图7示出了电容性元件为电容阵列702(即多个并行连接的电容器)的调制器。图7中，电容器阵列由N个电容器组成。因此，该阵列表现为对输入电流具有电容量C的单个电容器。阵列中的每个电容器具有C/N的单独电容量。阵列中的每个电容器均连接至其自身相应的开关单元703。

每个开关单元由数字积分器的输出控制。在采样周期中瞬间将其相应的电容器连接至V_Ref的开关单元的数目通过采样周期中数字积分器的“计数”(F_COUNT)来确定。如果电容器阵列中的电容器的数目为N，则数字积分器适于配置为从-N/2“计数”到N/2。对于“计数”的每个逐步增加，控制单元使另外的电容器连接至V_Ref，且对于“计数”的每个逐步减少，使另外的电容器连接至地。如果“计数”为零，那么电容器阵列中的一半电容器连接至V_Ref，而另一半连接至地。

在采样周期的开始处，开关单元可以根据数字输出信号在采样周期开始处的值将其相应电容器的底板从连接至地切换到连接至V_Ref(或者反之亦然)。可选地，开关单元可以保持底板与地或与V_Ref的现有连接，从而不发生切换。如果开关单元确实切换了其相应电容器的底板的连接，则至少在随后的采样周期中维持该连接。

可以使用与量化器相同的时钟对数字积分器进行计时，即，使得积分器在量化器对输出节点处的电压进行采样并输出该电压的数字表示的同一时刻对数字输出信号进行积分。可选地，数字积分器的时钟可以稍微地偏离量化器的时钟，以便为时钟漂移留有余地。

现在将参考图4、图5和图7考虑电荷注入到积分器的与时间无关的性质。

图4中所示的电路在z域中的传递函数为：

$\mathrm{Out}\left(z\right)=\mathrm{In}\left(z\right)\frac{z^{-1}}{1-z^{-1}}+F_{\mathrm{DIG}}\left(z\right)\frac{G_F{z}^{-1}}{1-z^{-1}}---\left(1\right)$

图5示出了连续时间∑-Δ调制器的经典实施方式，其中，将输入电流和反馈电流都流入到求和点中。在Laplace域中V_out和V_in之间的关系由下式给出：

$V_{\mathrm{out}}\left(s\right)=\frac{V_{\mathrm{in}}\left(s\right).g_{\mathrm{MI}}-V_{\mathrm{FDig}}\left(s\right).g_{\mathrm{MF}}}{s.C}---\left(2\right)$

该式在z域中转化为下式：

$V_{\mathrm{out}}\left(z\right)=(V_{\mathrm{in}}\left(z\right){.g}_{\mathrm{MI}}-V_{\mathrm{FDig}}\left(z\right).g_{\mathrm{MF}}).\frac{T_s}{C}.\frac{1+z^{-1}}{1-z^{-1}}---\left(3\right)$

其中T_s为采样周期。

在时域中，该式转化为：

$v_{\mathrm{out}}\left(t_m\right)-v_{\mathrm{out}}\left(t_{m-1}\right)=v_{\mathrm{in}}\left(t_m\right)\frac{g_{\mathrm{MI}}{T}_s}{C}-f_F\left(t_m\right)\frac{g_{\mathrm{MF}}{T}_s}{C}---\left(4\right)$

从而，在每个采样周期T_s：

$\mathrm{\Δ}{v}_{\mathrm{out}}=v_{\mathrm{in}}\frac{g_{\mathrm{MI}}{T}_s}{C}-v_{\mathrm{FDig}}\frac{g_{\mathrm{MF}}{T}_s}{C}---\left(5\right)$

根据上述等式，可以看出在连续时间∑-Δ调制器的经典实施方式中的抖动问题。输出节点处的电压变化所依赖的两个项本身都是依赖于时钟周期的。因此，任何时钟抖动都被看作是在输出节点处的噪声。

图7中示出了∑-Δ调制器的改进形式。用于该调制器的传递函数可以写为：

$V_{\mathrm{out}}\left(z\right)=V_{\mathrm{in}}\left(z\right)\frac{g_{\mathrm{MI}}{T}_s}{C}.\frac{1+z^{-1}}{1-z^{-1}}-V_{\mathrm{FDig}}.\frac{V_{\mathrm{Ref}}}{N}.\frac{1}{1-z^{-1}}---\left(6\right)$

其中，项

表示数字积分器。

这使得采样周期期间输出节点处的电压变化由下式给出：

$\mathrm{\Δ}{v}_{\mathrm{out}}=v_{\mathrm{in}}{g}_{\mathrm{MI}}\frac{T_s}{C}-v_{\mathrm{FDig}}\frac{V_{\mathrm{Ref}}}{N}---\left(7\right)$

从等式(7)可以看出，对调制器的输出节点处的电压变化的反馈效果与时间无关。因此，改进的∑-Δ调制器中的反馈对抖动不敏感。

由于调制器是连续时间调制器，因此考虑在采样间隔期间输出节点处的电压变化是很方便的。如等式7所表明的，在采样间隔期间输出节点处的电压变化取决于在该时间段内流过电容器阵列的电流量。输出节点处的电压还受到在采样间隔期间注入到电容器阵列中的反馈电荷的影响。因此，在一个采样时刻和随后的采样时刻之间的输出电压的变化取决于在那些采样时刻之前的各采样间隔中注入到电容器阵列中的反馈电荷之间的差。如等式7所表明的，该电荷差在紧挨第二采样时刻之前的采样间隔期间与数字反馈信号的电压直接成比例。

数字积分器在连续采样时刻期间计算数字反馈信号的电压。因此，通过使用数字积分器的输出来控制开关单元的瞬时切换，在给定的采样间隔期间的数字反馈信号与先前的采样间隔期间的数字反馈信号的和确定了在任意给定采样间隔期间连接至V_Ref的电容器的数目。在一个采样间隔期间，这导致了输出电压变化，该输出电压变化取决于在该采样间隔期间连接至V_Ref的电容器的数目与在先前的采样间隔期间连接至V_Ref的电容器的数目之间的差。

通常，数字积分器在多个采样间隔之后会饱和，在数字积分器饱和之后，调制器将不再正常工作。如图8所示的，可以引入附加的反馈通路来避免该问题。在图8中，调制器结合有产生反馈电流的电流源805。反馈电流由数字积分器的“计数”确定。反馈电流的作用在于消除反馈信号的平均值，这防止了数字积分器的饱和。

反馈电流由下式给出：

I_DAC＝g_ME·V_FCount    (8)

其中g_ME为电流源的电流DAC增益，“计数(count)”为数字积分器的输出。可以选择g_ME因数来给出调制器的期望的传递函数。

因此，图8中所示的调制器在采样间隔期间的输出节点处的总电压变化可以表示为：

$\mathrm{\Δ}{v}_{\mathrm{out}}=v_{\mathrm{in}}{g}_{\mathrm{MI}}\frac{T_s}{C}-v_{\mathrm{FDig}}\frac{V_{\mathrm{Ref}}}{N}-V_{\mathrm{FCount}}{g}_{\mathrm{ME}}\frac{T_s}{C}---\left(9\right)$

两条反馈通路在时间t中所引入的电荷总量由下式给出：

Q＝I_DAC×t×V_FCount+C×V_Ref×V_FCount    (10)

其中Q为所注入的总电荷，I_DAC为反馈电流，C为电容器阵列的总电容，并且V_FCount为-2^(N-1)与2^(N-1)之间的整数(其限制数字积分器的输出)。从等式10可以看出，电荷注入由两部分组成：第一部分，由反馈电流引起并且是时间相关的；第二部分(更明显)，由电容器阵列引起并且与时间无关。

与经由电容器阵列的电荷注入不同，反馈电流对与数字输出信号的积分成比例的输出电压的变化有影响，而不是对其瞬时值有影响。因此，该电流反馈信号比前述连续时间∑-Δ调制器中的反馈信号遇到的抖动问题少，因为数字积分器充当一阶低通滤波器(1/f)。这显著地减小了积分器输出中的高频抖动分量，因此使反馈电流引入到调制器中的抖动误差最小化。高频抖动分量的减小还降低了DAC非线性对调制器性能的影响。

图7和图8中所示的多位积分器还有助于解决当用于驱动DAC电流源时的时钟抖动问题。通过与多位积分器使用的位数相等的因子有效地降低了时钟抖动引入的噪声。因此，例如，如果积分器输出16位的结果，那么通过1/16的因数降低了时钟抖动对DAC电流源的影响。

该改进的∑-Δ调制器的进一步优点在于其信号传递函数是一阶低通传递函数。这使得数字抽选(decimation)滤波器的设计更为容易。(数字抽选滤波器通常跟随在∑-Δ调制器之后，以便将高频输出信号降低至更易处理的频率)。另外，如果使调制器成为复通频带(complex passband)，则可以将数字积分器转换为谐振器，以便根据需要成形(shape)信号传递函数。

在上述实例中，电容性阵列的电容器具有相同值。阵列的电容器可以具有不同的值。在上述实例中，所有开关单元可以将它们相应的电容器连接至的电压都是相同的。不同的电压和两个以上的电压均可用于每个开关单元。

尽管上文仅参考简单的一阶∑-Δ调制器描述了改进的∑-Δ调制器，但应当理解的是，这仅是为了举例的目的。所述的改进可以适于∑-Δ调制器的类型，而不管其阶数或者复杂性。作为实例，图9示出了传统的二阶∑-Δ调制器，并且图10示出了结合有瞬间电荷注入和电流反馈信号的二阶∑-Δ调制器。在图10中，电容器1002表示包括16个电容器的电容器阵列。该电容器阵列接收由将输入电压转换为输入电流的电压-电流转换器1001输出的输入电流。电容器阵列还接收由电流源1006产生的反馈电流。电容器阵列和电流源均根据它们所连接至的数字积分器1005的输出进行操作。1003处示出了产生输出电压的输出节点。然而，该实施方式中的输出电压被送入另一积分级1004，而不是直接由量化器接收。因此，尽管量化器仍根据输出节点处的电压形成数字输出信号，但量化器不像简单的一阶实施方式那样直接连接至该输出节点。

作为另一实例，图11示出了作为调制器的同相和正交配置的一部分的二阶∑-Δ调制器的更复杂的实施方式。然而，可以看出这种更复杂的实施方式也结合有瞬时电荷注入(1101)和电流反馈信号(1102)。

从图10和图11中所示的实例可以看到，本文所描述的电荷注入原理可以结合在∑-Δ调制器的任何合适设计中。因此本文所描述的原理不限于任何∑-Δ调制器的特定设计中。

因此，申请人由此将本文所描述的每个单独特征以及两个或多个这些特征的任意组合独立地公开到了这样的程度，即根据本领域技术人员的公知常识、基于作为整体的本说明书能够实施这些特征或组合，而不考虑这些特征或特征的组合是否解决了本文所公开的任何问题，而且不限制权利要求的保护范围。申请人认为本发明的多个方面可以由任何这种特征或特征的组合构成。鉴于上述说明，显然对本领域技术人员来说可以在本发明的范围内进行各种修改。

Claims (32)

1.一种∑-Δ调制器，用于形成表示输入信号的电压电平的数字输出信号，所述∑-Δ调制器具有被配置为接收表示所述输入信号的所述电压电平的电流的节点，并且所述数字输出信号取决于所述节点的电压，所述∑-Δ调制器包括：

多个电容性元件，用于平滑所述电流，每个电容性元件的一端连接至所述节点，并且其另一端连接至相应的开关单元；以及

多个开关单元，每个开关单元被配置为根据所述节点处的电压，将所述电容性元件中相应的一个连接至第一电压电平或者第二电压电平，以便提供影响所述节点处的电压的反馈。

2.根据权利要求1所述的∑-Δ调制器，其中，所述∑-Δ调制器被配置为使得将一电容性元件连接至所述第二电压电平导致电荷转移至该电容性元件。

3.根据权利要求2所述的∑-Δ调制器，其中，所述∑-Δ调制器被配置为使得输出节点处的电压电平根据转移至所述电容性元件的电荷而改变。

4.根据权利要求3所述的∑-Δ调制器，其中，所述∑-Δ调制器被配置为使得通过将一个或多个所述电容性元件连接至所述第二电压电平而引起的所述输出节点处的电压变化等于所述第二电压电平除以连接至所述第二电压电平的所述一个或多个电容性元件的数目。

5.根据前述任一项权利要求所述的∑-Δ调制器，其中，所述∑-Δ调制器被配置为使得在采样间隔期间所述节点处的电压电平根据表示在该采样间隔期间通过所述电容性元件的输入电压的电流流量而变化。

6.根据前述任一项权利要求所述的∑-Δ调制器，其中，所述∑-Δ调制器包括量化器，所述量化器被配置为通过以预定的采样间隔为所述数字输出信号选择电压电平来形成所述数字输出信号，所述量化器被配置为根据在每个采样时刻所述节点处的电压来执行所述选择。

7.根据权利要求6所述的∑-Δ调制器，其中，所述量化器被配置为根据所述节点处的电压为所述数字输出信号选择两个不同电压电平中的一个。

8.根据权利要求6或7所述的∑-Δ调制器，其中，所述量化器连接至所述节点，所述量化器被配置为以预定的采样间隔对所述节点处的电压进行采样，并且输出所述数字输出信号以表示在每个采样时刻经采样的电压。

9.根据权利要求6至8中任一项所述的∑-Δ调制器，其中，所述∑-Δ调制器包括被配置为接收所述数字输出信号的控制单元，所述控制单元被配置为使每个开关单元根据所述数字输出信号将其相应的电容性元件连接至所述第一电压电平或者所述第二电压电平。

10.根据权利要求9所述的∑-Δ调制器，其中，所述控制单元被配置为，在所述量化器为所述数字输出信号选择电压电平的采样时刻之后，至少在紧跟在所述采样时刻之后的采样间隔的持续时间内，使每个开关单元将其相应的电容性元件连接至所述第一电压电平或者所述第二电压电平。

11.根据权利要求10所述的∑-Δ调制器，其中，所述控制单元被配置为在紧跟在所述采样时刻之后的采样间隔期间，根据所述数字输出信号的电压电平使每个开关单元将其相应的电容性元件连接至所述第一电压电平或者所述第二电压电平。

12.根据前述任一项权利要求所述的∑-Δ调制器，其中，所述∑-Δ调制器被配置为使得通过在第一采样间隔期间将每个电容性元件连接至所述第一电压电平或者所述第二电压电平而转移至多个所述电容性元件的电荷量，与通过在紧跟在所述第一采样间隔之后的第二采样间隔期间将每个电容性元件连接至所述第一电压电平或者所述第二电压电平而转移至所述多个电容性元件的电荷量相差了与所述第二采样间隔期间所述数字输出信号的电压电平成比例的电荷量。

13.根据前述任一项权利要求所述的∑-Δ调制器，其中，所述∑-Δ调制器被配置为使得通过在采样间隔期间将每个电容性元件连接至所述第一电压电平或者所述第二电压电平而转移至所述多个电容性元件的所述电荷量与所述数字输出信号的积分成比例。

14.根据权利要求9至13中任一项所述的∑-Δ调制器，其中，所述控制单元包括数字积分器，所述数字积分器被配置为接收所述数字输出信号，并对所述数字输出信号进行积分以形成积分反馈值。

15.根据权利要求14所述的∑-Δ调制器，其中，所述数字积分器被配置为在每个采样时刻通过如下方式对所述数字输出信号进行积分：如果在所述采样时刻，所述数字输出信号具有第一电压电平，则使在先前采样时刻形成的积分反馈值加1；如果在所述采样时刻，所述数字输出信号具有第二电压电平，则使在所述先前采样时刻形成的积分反馈值减1。

16.根据权利要求14或15所述的∑-Δ调制器，其中，所述控制单元被配置为，在采样间隔期间，使多个所述开关单元中的每一个在所述采样间隔的持续时间内将其相应的电容性元件连接至所述第一电压电平或者所述第二电压电平，从而在所述采样间隔期间将与所述积分反馈值成比例的电荷量转移至所述电容性元件。

17.根据权利要求13至16中任一项所述的∑-Δ调制器，其中，所述控制单元被配置为，如果在给定采样时刻的所述积分反馈值大于在先前采样时刻的所述积分反馈值，则在跟随于所述给定时刻之后的采样间隔期间，使比所述先前采样间隔期间至少多一个的所述开关单元将其相应的电容性元件连接至所述第二电压电平。

18.根据权利要求13至17中任一项所述的∑-Δ调制器，其中，所述控制单元被配置为，如果在给定采样时刻的所述积分反馈值小于在先前采样时刻的所述积分反馈值，则在跟随于所述给定时刻之后的采样间隔期间，使比所述先前采样间隔期间至少少一个的所述开关单元将其相应的电容性元件连接至所述第二电压电平。

19.根据权利要求13或18中的任一项所述的∑-Δ调制器，其中，所述数字积分器被配置为形成所述积分反馈值使其包括多个位。

20.根据权利要求14至19中任一项所述的∑-Δ调制器，其中，所述控制单元被配置为，在给定采样间隔期间，使与所述采样间隔期间的所述积分反馈值成比例的多个开关单元将其相应的电容器连接至所述第二电压电平。

21.根据权利要求14至20中任一项所述的∑-Δ调制器，其中，所述∑-Δ调制器包括：转换单元，被配置为接收所述积分反馈值并形成依赖于所述积分反馈值的反馈电流，所述转换单元被配置为形成所述反馈电流，以具有在采样间隔的持续时间内与所述采样间隔期间的所述积分反馈值成比例的电流值。

22.根据权利要求21所述的∑-Δ调制器，其中，所述∑-Δ调制器被配置为使得所述多个电容性元件中的每一个的所述一端配置为接收所述反馈电流。

23.根据权利要求22所述的∑-Δ调制器，其中，所述∑-Δ调制器被配置为使得在采样间隔期间所述节点处的所述电压电平根据在所述采样间隔期间通过所述电容性元件的反馈电流的流量而变化。

24.根据前述任一项权利要求所述的∑-Δ调制器，其中，所述第一电压电平为零伏特。

25.根据前述任一项权利要求所述的∑-Δ调制器，其中，所述第二电压电平为非零。

26.根据前述任一项权利要求所述的∑-Δ调制器，其中，所述第二电压电平高于所述第一电压电平。

27.根据前述任一项权利要求所述的∑-Δ调制器，其中，所述多个电容性元件具有相同的电容。

28.根据权利要求9至27中任一项所述的∑-Δ调制器，其中，所述控制单元被配置为，在每个采样时刻，根据所述数字输出信号使每个开关单元将其相应的电容性元件连接至所述第一电压电平或者所述第二电压电平。

29.根据前述任一项权利要求所述的∑-Δ调制器，其中，所述∑-Δ调制器被配置为使得基本上所有的反馈均与时间无关。

30.一种用于通过∑-Δ调制器来形成表示输入信号的电压电平的数字输出信号的方法，所述∑-Δ调制器具有被配置为接收表示模拟输入信号的电压电平的电流的节点，并且所述数字输出信号取决于所述节点的电压，所述方法包括：

在所述节点处接收所述电流，所述∑-Δ调制器包括多个用于平滑所述电流的电容器，每个电容器的一端连接至所述节点，并且其另一端连接至相应的开关单元；以及

通过根据所述节点处的电压，借助于每个电容性元件相应的开关单元将每个所述电容性元件连接至第一电压电平或者第二电压电平，来提供影响所述节点处的电压的反馈。

31.一种基本上如本文参照附图的图6至图11所描述的∑-Δ调制器。

32.一种基本上如本文参照附图的图6至图11所描述的方法。

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