CN110031647A - 一种用于容栅式角位移传感器的asic接口 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于容栅式角位移传感器的ASIC接口，该ASIC接口包括直流电容对消阵列、C‑V转换器、谐振器、量化器、有数字信号控制的电容反馈阵列和数字解调滤波模块；所述直流电容对消阵列用于抵消检测电容中的直流量C₀；C‑V转换器用于将检测电容信号经过C‑V转换为成比例的电压信号；谐振器用于将所述C‑V转换器输出的电压信号进行带通Σ‑Δ调制；量化器用于将所述谐振器输出的信号转换成位流信号；所述数字信号控制的电容反馈阵列用于根据所述量化器输出的位流信号调节所述C‑V转换器输入信号的动态范围；数字解调滤波电路用于将所述量化器输出的位流信号经过数字解调输出传感器测量信号的数字量。

Description

一种用于容栅式角位移传感器的ASIC接口

技术领域

本发明是关于一种用于容栅式角位移传感器的ASIC(专用集成电路)接口，涉及传感技术领域。

背景技术

容栅式角位移传感器运用广泛，随着近年来自主导航微终端、小型无人艇、各种无人机、机器人等技术的快速发展，这些应用对超小型角度传感器的年需求量在百万只以上，普通角度传感器在体积、成本和功耗上都难于满足这些应用的迫切需求，因此微型低成本高精度电容式角度传感器具有很大的市场发展前景，主要有：1)用于无人机、小型机器人、高精度稳定平台的角度测量，显著降低体积、功耗和成本，可批量替代各类光栅传感器及感应同步器；2)可用于环境恶劣的装备应用条件，例如冲击、振动等环境；3)用于各类小型控制电机的角度传感元件，大幅降低成本，个别厂家需求量达到20万套/年。

在容栅式传感器中角度信号被编码到四路电容的变化上面：

式中，C_S+C_S-是同相信号，C_C+C_C-是正交信号，C₀是直流量，ΔC是旋转角度改变量的幅度，φ是电周期角度，θ是机械周期角度，且满足θ＝φ/N。通常情况下的处理流程是使用四路C-V变换模块得到四路电压信号，然后两路同相信号做差，两路正交信号做差得到和旋转变压器相同的信号输出：

但是在实际中因为C₀的存在，在C-V转换时，电源的很大一部分电压作用到了对测量精度提高没有意义的C₀上，导致需要很高的电源电压才能实现高的电容分辨率，一般的微型容栅式传感器尺寸都在15mm左右，检测电容为0.5pf量级，对于一般的分离器件很难在小体积、低功耗的情况下实现高精度测量；此外目前的测量方式均采用直流ADC采样的工作模式，对于低频传感器的噪声非常敏感，很难实现高精度测量。基于以上两个缺点提出了我们的面向微小型容栅式角位移传感器的专用接口电路设计方案。

发明内容

针对上述问题，本发明的目的是提供一种用于容栅式角位移传感器的ASIC接口，能够在低功耗、低电压情况下实现电容的高精度检测。

为实现上述目的，本发明采取以下技术方案：一种用于容栅式角位移传感器的ASIC接口，其特征在于，该ASIC接口包括直流电容对消阵列、C-V转换器、谐振器、量化器、有数字信号控制的电容反馈阵列和数字解调滤波模块；所述直流电容对消阵列用于抵消检测电容中的直流量C₀；所述C-V转换器用于将检测电容信号经过C-V转换为成比例的电压信号；所述谐振器用于将所述C-V转换器输出的电压信号进行带通Σ-Δ调制；所述量化器用于将所述谐振器输出的信号转换成位流信号；所述数字信号控制的电容反馈阵列用于根据所述量化器输出的位流信号调节所述C-V转换器输入信号的动态范围；所述数字解调滤波电路用于将所述量化器输出的位流信号经过数字解调输出传感器测量信号的数字量。

优选地，所述直流电容对消阵列包括若干个抵消电容及分别与之串联的开关，每一所述开关的控制端与外界的数字信号对应连接，每一所述抵消电容一端连接与传感器载波同频反相的载波，每一所述抵消电容的另一端经所述开关与检测电容的一端连接后接入所述C-V转换器的输入端。

优选地，所述C-V转换器包括两反馈电阻、一运算放大器和两反馈电容，每一所述反馈电阻的两端分别连接所述运算放大器的反向输入端和输出端，所述运算放大器的输出端与所述谐振器的输入端连接；另外，所述反馈电容两端分别连接所述运算放大器的输入和输出端用于调节增益。

优选地，所述量化器模块采用比较器，所述比较器的输出端分别连接所述数字信号控制的电容反馈阵列与数字解调滤波模块。

优选地，所述比较器产生一位码流b₀输出，即一位反馈控制，所述有数字信号控制的反馈电容阵列包括：参考电压V_ref1、V_ref2，与所述参考电压相连的电容为C_df1、C_df2，所述量化器输出数字信号b₀和反相信号-b₀分别作用于所述电容为C_df1、C_df2与所述C-V转换器之间的开关，随着码流零和一的变化开关来回切换导通，使得所述C-V转换器的两个输入端注入负反馈电荷，抵消传感器电容变化带来的电荷变化。

优选地，所述量化器产生移相90度的ADC控制码流，所述数字信号控制的电容反馈阵列模块还设置有与参考电压相连的电容C_df3、C_df4，电容C_df3、C_df4远小于C_df1、C_df2，所述量化器输出的移相90度的ADC控制码流数字信号b₀和反相信号-b₀分别作用于所述电容为C_df3、C_df4与所述C-V转换器之间的开关，随着码流零和一的变化开关来回切换导通通过所述比较器输出的码流控制。

优选地，所述量化器产生多位控制码流b₀，假设为m+1位，分别定义为b₀，b₁，b_m，所述有数字信号控制的反馈电容阵列包括：多组参考电压V_ref1、V_ref2，与多组参考电压相连的多组电容C_df1、C_df2，每一组电容的容值分别为b₀对应的基础电容C_df1、C_df2的电容值的2¹，2²，2³，…，2^m倍，所述量化器输出多组控制信号b₀和反相信号-b₀分别作用于每组所述电容C_df1、C_df2与所述C-V转换器之间的开关。

优选地，所述量化器产生多组移相90度的ADC控制码流，所述数字信号控制的电容反馈阵列模块还设置有与多组参考电压相连的多组电容C_df3、C_df4，每组电容C_df3、C_df4远小于相应电容C_df1、C_df2，所述量化器输出多组移相90度的ADC控制数字信号b₀和反相信号-b₀分别对应作用于所述电容为C_df3、C_df4与所述C-V转换器之间的开关。

优选地，所述数字解调滤波模块是采用参考正弦波Rsin和参考余弦波Rcos通过最小均方误差解调算法实现对采样得到的检测信号的相敏解调。

本发明由于采取以上技术方案，其具有以下优点：本发明包括直流电容对消阵列、C-V转换器、谐振器、量化器、有数字信号控制的电容反馈阵列和数字解调滤波模块，电容式传感器接入电路时，其检测电容与直流电容对消阵列并联，分别以频率相同、相位相反的载波进行调整，由此直流电容对消阵列后可抵消检测电容中的直流量C₀，而后检测电容信号经过C-V转换器转换为成比例的电压信号，电压信号经过谐振器、量化器和DAC，实现Σ-Δ调制功能，用于将控制器输出的信号转换成位流信号,并进行噪声整形，实现带内高信噪比，通过有数字信号控制的电容反馈阵列，可调节输入信号的动态范围，量化器输出的位流信号经过数字解调算法，最终输出传感器测量信号的数字量，实现容栅式角位移传感的小体积、低功耗、低成本、高精度测量，同时降低温度对电容式传感器影响，减小安装误差，提高环境适应性。

附图说明

图1为本发明系统级框图；

图2为本发明实施例原理图；

图3为本发明抵消电容对标度因子提升效果图；

图4为本发明有一位数字信号控制的电容反馈阵列示意；

图5为本发明有M位数字信号控制的电容反馈阵列示意；

图6为本发明量化器输出码流的信号频谱图；

图7为本发明LMSD解调信号时域曲线图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如图1所示，本发明提供的用于容栅式角位移传感器的ASIC接口，包括直流电容对消阵列1、C-V转换器2、谐振器3、量化器4、有数字信号控制的电容反馈阵列5和数字解调滤波模块6。

直流电容对消阵列1用于抵消检测电容中的直流量C₀，即容栅式角位移传感器接入电路时，其检测电容与直流电容对消阵列并联，分别以频率相同、相位相反的载波进行调整，直流电容对消阵列1可抵消检测电容中的直流量C₀。

C-V转换器2用于将检测电容信号经C-V转换为成比例的电压信号。

谐振器3用于将C-V转换器2输出的电压信号进行带通Σ-Δ调制。

量化器4用于将谐振器3输出的信号转换成位流信号。

数字信号控制的电容反馈阵列5用于根据量化器4输出的位流信号调节C-V转换器2输入信号的动态范围。

数字解调滤波电路6用于将量化器4输出的位流信号经过数字解调和滤波算法输出传感器测量信号的数字量。

上述实施例中，优选地，直流电容对消阵列1包括N个抵消电容及分别与之串联的数量相等的开关。抵消电容的大小分别是基础电容值的1，2，4，…，2^N-1倍，每一开关的控制端与外界的数字信号对应连接，如图2中的S₁到S₈(此处N＝8)。该直流电容对消阵列C₁、C₂、C₃…C₈与容栅式角位移传感器的检测电容接入电路时，抵消电容一端连接与传感器载波同频反相的载波-Vs，另一端经开关与检测电容Cs+的一端连接后接入C-V转换器2的输入端11。直流电容对消阵列1用于抵消容栅式角位移传感器输出的直流电容C₀和补偿四路的检测电容。通常情况下，容栅式角位移传感器在加工完成之后其电容的误差已经确定，所以通过直流电容对消阵列使得该专用集成电路能够校正传感器的一部分固定的直流误差。本实施例通过八位控制开关S₁、S₂、S₃、…S₈来控制接入的抵消电容的大小，每一位的电容值是C，可以实现的调节范围是0-255C，其抵消原理如图2所示，在设计中单边的检测电容存在八个开关，用来接入抵消电容，大小值从C到(2^7-1)C。在电路中如果C₀存在，进入电荷放大器之后会产生直流分量，由于电源电压V_DD的限制，差分电容信号的摆幅会被抑制。因此，抵消电容的采用能够保证在低电压的情况下电容电压比的标度因子达到最高，有效抑制直流电容C₀带来的电压消耗，抵消电容对标度因子提升效果如图3所示。

上述各实施例中，优选地，C-V转换器2包括一个运算放大器、两个反馈电容和两个反馈电阻。每个反馈电阻的两端分别接相应运算放大器的反向输入端和输出端，运算放大器的输出端与谐振器3的输入端相接；如图2所示，Cint即为反馈电容，反馈电容连接在运算放大器的输入和输出端用于调节增益。其中，本实施例的反馈电阻均由工作在线性区的MOS管组成(如图2中的Vtune器件)，工作在线性区的MOS管可实现较大的电阻，以保证C-V转换器2的正常工作，同时可以减小版图面积占用。

上述各实施例中，优选地，谐振器3是实现带通Σ-Δ调制的核心环节，由数个运算放大器、电容以及电阻构成，具体原理为现有技术，在此不再赘述。使用时，适当选择电容和电阻的值，将谐振器3的谐振频率设置在与载波相同的频率点，谐振器3的输出端与量化器4的输入端相接。

上述各实施例中，优选地，量化器模块4包括一个比较器，本实施例的比较器可以采用Flash型ADC，其输出端接参考电压可调的DAC(有数字信号控制的电容反馈阵列)5与数字解调滤波模块6。量化器4将谐振器3的输出信号转换成数字码流，其码流信号频谱如图6所示。下面首先描述一位量化器的工作原理，然后描述M位量化器的原理，具体为：

本实施例中M＝1，即一位反馈控制。即量化器(比较器)产生一位码流b₀输出,如图4所示，有数字信号控制的反馈电容阵列具体描述：通过上面所述的码流b₀控制开关的导通，进而控制接入的抵消电容大小来实现对ΔC的抑制，当通过带通滤波器之后的信号无限接近于0则反馈回去的控制码流和输入的信号ΔC相等，从而实现对ΔC的数字化，此流程可以有效降低低频干扰的影响。具体工作原理如图4所示，实施例中参考电压分别设置为V_ref1、V_ref2，与参考电压相连的电容分别为C_df1、C_df2，具体连接为：比较器输出数字信号b₀和反相信号-b₀分别作用各开关，随着码流零和一的变化开关来回切换导通，在P1点和P2点(C-V转换器2的两个输入端)注入负反馈电荷，抵消传感器电容变化带来的电荷变化，其效果是实现了一个开关电容式的DAC，形成负反馈的模拟信号。根据传感器可变电容变化的幅度差异，可调节参考电压来控制DAC电容上电荷的大小，从而改变反馈增益，以调节信号动态范围。

实施例中数字信号控制的电容反馈阵列模块为了实现稳定的控制，量化器4可以输出移相90度的ADC控制码流，以实现闭环的稳定精确控制，改进型DAC反馈控制模块，如图5所示具体为：添加了与参考电压相连的电容分别为C_df3、C_df4，C_df3、C_df4远小于C_df1、C_df2(通常C_df3、C_df4为C_df1、C_df2的十分之一，以此为例)，量化器4输出的移相90度的ADC控制码流数字信号b₀和反相信号-b₀分别作用于电容为C_df3、C_df4与C-V转换器之间的开关，随着码流零和一的变化开关来回切换导通通过所述比较器输出的码流控制。实施中通过比较器输出的码流控制，相比于前面的控制，此处的码流存在90°相位滞后。

除了特殊的一位反馈控制码流也可以采用多为控制码流，即量化器4产生多位控制码流b₀，这里假设为m+1位，分别定义为b₀，b₁，b_m，其具体实施例如图5所示，图5所示虚线框中连接方式与图4中虚线框相同。主要区别在于依次增加的位数的接入电容大小改变，每一组电容的容值分别为b₀对应的基础电容C_df1、C_df2、C_df3、C_df4的电容值的2¹，2²，2³，…，2^m倍。对应的输出P1₀、P2₀、P1₁、P2₁、……P1_m、P2_m中P1₀、P1₁……P1_m连接形成P1,P2₀、P2₁……P2_m连接形成P2。

上述各实施例中，优选地，数字解调滤波模块6通过参考正弦波sin(ωt)和参考余弦波cos(ωt)通过最小均方误差解调(LMSD)算法实现对采样得到的检测信号的相敏解调，即解调出同向分量输出A·sin(θ)和正交分量输出A·cos(θ)，LMSD解调信号时域曲线如图7所示。根据同相分量A·sin(θ)和正交分量A·cos(θ)，分别计算出A，θ,其中θ＝arctan(sin(θ)/cos(θ))。最后得到同相信号的幅度A和载波的相位θ,同理情况可以获得正交信号的幅度B。最后得到传感器的角度φ＝arctan(A/B)，完成角度的解算。

上述各实施例中，优选地，本发明中各模块均为单电源供电。

根据上述说明书的揭示和教导，本发明所属领域的技术人员还可以对上述实施方式进行适当的变更和修改。因此，本发明并不局限于上面揭示和描述的具体实施方式，对本发明的一些修改和变更也应当落入本发明的权利要求的保护范围内。此外，尽管本说明书中使用了一些特定的术语，但这些术语只是为了方便说明，并不对本发明构成任何限制。

Claims (9)

1.一种用于容栅式角位移传感器的ASIC接口，其特征在于，该ASIC接口包括直流电容对消阵列、C-V转换器、谐振器、量化器、有数字信号控制的电容反馈阵列和数字解调滤波模块；

所述直流电容对消阵列用于抵消检测电容中的直流量C₀；

所述C-V转换器用于将检测电容信号经过C-V转换为成比例的电压信号；

所述谐振器用于将所述C-V转换器输出的电压信号进行带通Σ-Δ调制；

所述量化器用于将所述谐振器输出的信号转换成位流信号；

所述数字信号控制的电容反馈阵列用于根据所述量化器输出的位流信号调节所述C-V转换器输入信号的动态范围；

所述数字解调滤波电路用于将所述量化器输出的位流信号经过数字解调输出传感器测量信号的数字量。

2.根据权利要求1所述的用于容栅式角位移传感器的ASIC接口，其特征在于，所述直流电容对消阵列包括若干个抵消电容及分别与之串联的开关，每一所述开关的控制端与外界的数字信号对应连接，每一所述抵消电容一端连接与传感器载波同频反相的载波，每一所述抵消电容的另一端经所述开关与检测电容的一端连接后接入所述C-V转换器的输入端。

3.根据权利要求1所述的用于容栅式角位移传感器的ASIC接口，其特征在于，所述C-V转换器包括两反馈电阻、一运算放大器和两反馈电容，每一所述反馈电阻的两端分别连接所述运算放大器的反向输入端和输出端，所述运算放大器的输出端与所述谐振器的输入端连接；另外，所述反馈电容两端分别连接所述运算放大器的输入和输出端用于调节增益。

4.根据权利要求1～3任一项所述的用于容栅式角位移传感器的ASIC接口，其特征在于，所述量化器模块采用比较器，所述比较器的输出端分别连接所述数字信号控制的电容反馈阵列与数字解调滤波模块。

5.根据权利要求4所述的用于容栅式角位移传感器的ASIC接口，其特征在于，所述比较器产生一位码流b₀输出，即一位反馈控制，所述有数字信号控制的反馈电容阵列包括：参考电压V_ref1、V_ref2，与所述参考电压相连的电容为C_df1、C_df2，所述量化器输出数字信号b₀和反相信号-b₀分别作用于所述电容为C_df1、C_df2与所述C-V转换器之间的开关，随着码流零和一的变化开关来回切换导通，使得所述C-V转换器的两个输入端注入负反馈电荷，抵消传感器电容变化带来的电荷变化。

6.根据权利要求5所述的用于容栅式角位移传感器的ASIC接口，其特征在于，所述量化器产生移相90度的ADC控制码流，所述数字信号控制的电容反馈阵列模块还设置有与参考电压相连的电容C_df3、C_df4，电容C_df3、C_df4远小于C_df1、C_df2，所述量化器输出的移相90度的ADC控制码流数字信号b₀和反相信号-b₀分别作用于所述电容为C_df3、C_df4与所述C-V转换器之间的开关，随着码流零和一的变化开关来回切换导通通过所述比较器输出的码流控制。

7.根据权利要求4所述的用于容栅式角位移传感器的ASIC接口，其特征在于，所述量化器产生多位控制码流b₀，假设为m+1位，分别定义为b₀，b₁，b_m，所述有数字信号控制的反馈电容阵列包括：多组参考电压V_ref1、V_ref2，与多组参考电压相连的多组电容C_df1、C_df2，每一组电容的容值分别为b₀对应的基础电容C_df1、C_df2的电容值的2¹，2²，2³，…，2^m倍，所述量化器输出多组控制信号b₀和反相信号-b₀分别作用于每组所述电容C_df1、C_df2与所述C-V转换器之间的开关。

8.根据权利要求7所述的用于容栅式角位移传感器的ASIC接口，其特征在于，所述量化器产生多组移相90度的ADC控制码流，所述数字信号控制的电容反馈阵列模块还设置有与多组参考电压相连的多组电容C_df3、C_df4，每组电容C_df3、C_df4远小于相应电容C_df1、C_df2，所述量化器输出多组移相90度的ADC控制数字信号b₀和反相信号-b₀分别对应作用于所述电容为C_df3、C_df4与所述C-V转换器之间的开关。

9.根据权利要求1所述的用于容栅式角位移传感器的ASIC接口，其特征在于，所述数字解调滤波模块是采用参考正弦波Rsin和参考余弦波Rcos通过最小均方误差解调算法实现对采样得到的检测信号的相敏解调。