CN102879020B - 用于减小物理参数测量期间的非线性的方法以及用于实现该方法的电子电路 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及用于减小物理参数测量期间的非线性的方法以及用于实现该方法的电子电路。该方法包含，首先，基于第一数字信号由测量电压对电容器电极进行偏置，接着，以调节后的电压对第一电容器的固定电极进行偏置，以及以低电压对第二电容器的固定电极进行偏置，接着，基于第二数字测量信号，用测量电压对电容器电极进行偏置，最后，以低电压对第一电容器的固定电极进行偏置，以及以调节后的电压对第二电容器的固定电极进行偏置。在物理参数测量期间，将规定的偏移电压引入数字模拟转换器，以便调制第一与第二数字信号。取两个数字信号的均值，以便减小转换器的非线性效应。

Description

用于减小物理参数测量期间的非线性的方法以及用于实现该方法的电子电路
技术领域
本发明涉及用于在借助电容性传感器电子接口电路的物理参数测量期间，减小控制环中的DAC转换器的非线性效应的方法。物理参数可涉及加速度、角速度、力或压力。
本发明还涉及用于实现减小DAC转换器的非线性效应的方法的电容性传感器电子接口电路。电容性传感器用至少两个差动连接（differential connected）的电容器构成。在例如力的作用下，电容器的公共电极能够在两个固定电极之间移动，以便改变各个电容器的电容值。
背景技术
在简单的传统电容性传感器设计中，可移动的公共电极构成弹性保持（resiliently held）在两个固定电极之间的衔铁的一部分。在这种情况下，电容性传感器能够沿着移动电极的一个移动方向进行测量。在力的作用下，移动电极可在固定电极中的一个或另一个的方向上移动某个距离。
使用具有一个测量轴线的这种类型的传感器，公共电极静止在距离两个固定电极的大致相等的距离，其限定了对于两个电容器的相等的电容值。然而，当公共电极在例如力的作用下移动时，各个电容器的电容值相反地变化。连接到电容性传感器的电子接口电路因此使得模拟输出信号能被供给。这种模拟输出信号采用依赖于两个电容器的电容变化的电压的形式。
用于电容性传感器的这种类型的电子接口电路例如在Messrs H.Leuthold和F.Rudolph的文章中公开，该文章刊登在名为“Sensors and actuators”的期刊的第A21-23（1990）期第278-281页上。
电容性传感器可以为加速度计，用于结合电子接口电路进行加速度测 量。其可以为单轴线加速度计，像前面提到的电容性传感器那样，或为多轴线或三轴线加速度计，用于进行三个方向X、Y、Z上的测量。这种类型的三轴线MEMS加速度计可包含一个质量块，即用于三对差动电容器的公共惯性质量块，或用于电容器对的三个质量块。在第一种情况下，设置单个公共电极以及六个固定电极，而在第二种情况下，为各对电容器设置具有两个固定电极的一个公共电极。
对于用于例如单或三轴线MEMS加速度计等的电容性传感器的传统电子接口电路来说，输出电压理想地以相对于公共移动电极的移动呈线性的方式变化。然而，由于电子电路一般集成在半导体基材中，必须将输入上的杂散电容考虑在内，其被加到传感器电容器的电容。这些杂散电容实际上不依赖于公共电极的移动，这产生了非线性。因此，电子电路输出电压并不相对于公共移动电极的移动线性地变化。这些杂散电容还具有降低电子电路的敏感度或增益的效应。
用作加速度计的MEMS传感器也集成在半导体基材中，例如硅基材中。这也带来了与传感器运行期间基材电位有关的非线性问题。基材电位难以在所述传感器的整个结构上控制，因为基材永远不是完全导电的。在空闲模式下，传感器的移动电极也可处于相对于固定电极的偏移位置，在没有校准的情况下，这可导致测量误差。由于这些非线性，测量到的静电力在传感器和电子电路空闲模式下不为零。由于基材电位对静电力的影响，这导致测量到的真实力——其施加在公共移动电极上——中的变化，这是一个缺点。
一般地，为了使用电子电路进行力、加速度或压力测量，两个电容器或成对电容器的固定电极以相对于空闲基准电压具有相反极性的电压进行周期性的偏置或激励。通过以不同的电压基准对两个固定电极进行偏置或极化，跨移动电极的电荷差可被测量并转换为至少一个电子电路输出电压。当输出电压稳定在其最终值上时，跨移动电极的总电荷变为零。这些输出电压可被采样供给到处理电路，该电路能够提供依赖于传感器结构的加速度、力、压力或者角速度数据。
注意，传统使用集成电容性传感器电子接口电路，力、加速度或压力的测量依赖于上面提到的非线性以及任何与不匹配的电子部件有关的偏移电压（offset voltage）。克服这种问题的解决方案已经在EP专利申请No.1835263中提出。
在EP专利申请No.1835263中，借助于电容性传感器，电子电路执行例如加速度等物理参数的测量，电容性传感器仅仅包含以差动模式运行的一对电容器。公共电极连接到传统的电荷转移放大器，其输出连接到第一积分器和第二积分器，第一积分器在第一序列的测量阶段中供给第一模拟输出电压，第二积分器在连续的第二序列的测量阶段中供给第二模拟输出电压。这种电子电路因此由双对称结构构成，其具有两个积分器以及两个激励单元，用于以整体对称的形式交替运行的固定电极。
因此，在第一阶段序列中，固定电极以第一输出电压进行偏置，以及以电压源的高与低电压等级进行偏置。在第二阶段序列中，固定电极以第二输出电压进行偏置，以及以电压源的低与高电压等级与第一阶段序列相反地进行偏置。由于这一点，使用两个模拟积分器输出电压，由技术或者供电电压变化所导致的电压偏移可最小化或消除。另外，假设电子电路以整体对称运行的相同的双结构设计，基材电位不再存在或者不再具有任何大的重要性。
然而，EP专利申请No.1835263的这种类型的电子电路的一个缺点在于，其提供模拟形式的输出信号，例如输出电压。这要求使用两个积分器。在这些条件下，不可能显著减小积分部件的尺寸以及电子电路的电力消耗，如果电路倾向于集成在使用0.18μm以下CMOS技术的硅基材中的话。另外，电子电路仅仅被布置为连接到具有单个测量轴线的电容性传感器的一对电容器。
WO专利申请No.2004/113930公开了一种连接到用于测量加速度的单轴线或多轴线电容性传感器的电子电路，其可在这一点上引用。与上面提到的电子电路有关，在连接到公共移动电极的电荷转移放大器之后设置用于各个测量轴线的专用逻辑，其处理数字测量信号。相继地对于各个轴线， 各个逻辑在输出上供给二进制测量信号，该信号表征依赖于移动电极相对于固定电极的移动的测量电压水平。二进制测量信号对于各个轴线相继地供给到控制环中的数字模拟转换器。与将固定电极偏置到来自电压源的高电压和低电压的阶段交替地，在对于选定轴线的各个测量循环的一个阶段中，这一转换器将测量电压供到固定电极。使用放大器输出上的数字信号处理，电子部件的尺寸减小，电子电路输出级的电力消耗也减小。然而，没有提供移除上面提到的非线性以及可由于不匹配的电容器阵列构成的数字-模拟转换器的非线性的措施，这是一个缺点。另外，对于各个测量轴线精确稳定数字输出信号的时间相对较长，这是另一个缺点。
WO专利申请No.2008/107737也可被引用，其公开了一种用于测量传感器的电子接口电路以及用于致动该电子电路的方法。测量传感器用两个差动连接的电容器构成，用于测量加速度。在电容器固定电极已经被偏置后，在测量循环的一个阶段中，用于测量的模拟输入信号在电荷转移放大器后被存储。于是，模拟信号被转换为存储在电子电路的逻辑内的数字信号。此后，数字信号被数字模拟转换器转换为以电压形式的模拟返回信号，其在各个测量循环的连续阶段中被施加到所有传感器电极。在测量循环中，固定电极通过第一偏置第一次（a first time）被偏置，以及通过与第一偏置相反的第二偏置第二次（a second time）被偏置。这使得漏电流能从电子电路被移除。然而，该方法的大量步骤对于在输出上获得物理参数测量信号是必需的，这是一个缺点。另外，没有提供对可能产生测量误差的数字模拟转换器的任何非线性进行补偿的任何措施，这是一个缺点。
发明内容
因此，本发明的目的在于，通过提供在电容性传感器电子接口电路中的物理参数测量期间迅速且容易地减小非线性——特别是在控制环内的数字-模拟转换器中——的方法，克服上面提到的现有技术的缺点。当电子电路被集成时，部件的尺寸也能减小。
因此，本发明涉及用于减小用于测量物理参数的电容性传感器电子接 口电路中的数字模拟转换器的非线性的方法，其包含权利要求1中提到的特征。
该方法的特定步骤在从属权利要求2到6中限定。
本方法的一个优点在于，以第一偏移基准电压做出物理参数的测量，第一偏移基准电压不同于零并加到数字模拟转换器中。例如加速度等的物理参数的测量一方面以固定电极的正偏置阶段、另一方面以固定电极的负偏置阶段在测量循环中进行，负偏置阶段与正偏置相反。依赖于正积分的第一数字信号以及依赖于负积分的第二数字信号被存储在逻辑单元中。于是，取得两个数字测量信号的均值（mean），用于提供与物理参数测量有关的数字输出信号，其具有数字模拟转换器的非线性效应的降低。通过将第一与第二数字测量信号加到一起，在输出上移除任何偏移值。在所有连续测量循环中，以及对于传感器的各个测量轴线，各个数字测量信号在至少一个特定寄存器中被存储并更新。各个正积分和负积分测量曲线上的点也可存储在逻辑单元的特定存储器中。
有利的是，可对于几个不同的连续偏移电压取几个物理参数测量，并相继加到数字模拟转换器的运算跨导放大器（OTA）。对于各个偏移电压的各个正积分和负积分测量曲线上的点被存储。两个到五个偏移电压值可被施加，以便在所有所测量的曲线上对输出均值进行平均，并提供具有数字模拟转换器非线性效应的大的降低的数字输出信号。
因此，本发明还涉及用于电容性传感器的电子接口电路，其用于实现减小数字模拟转换器的非线性效应的方法，该电子接口电路包含权利要求7中提到的特征。
该电子电路的特定实施例在从属权利要求8-10中限定。
物理传感器电子接口电路的一个优点在于，由于紧接在电荷转移放大器之后的数字处理，其能在输出上迅速提供稳定化的数字测量信号。这些数字测量信号在逻辑单元中被处理。依赖于成对电容器的固定电极的正偏置与负偏置的两个数字信号在逻辑单元中被提供。合并正负数字信号移除了故意加上的任何电压偏移，从而减小了数字模拟转换器的非线性效应。 因此，由于数字模拟转换器的电容器阵列中的不匹配电容器导致的转换器的非线性通过不为零的至少一个加上的偏置电压上的测量而部分地得到补偿。这减小了电子接口电路的非线性，从而实现由电子电路进行的更为精确的加速度测量。
附图说明
参照附图，由下面的介绍，将会更加明了用于减小电容性传感器电子接口电路上的数字模拟转换器的非线性效应的方法以及用于实现这种方法的所述电子电路的目的、优点和特征，在附图中：
图1以简化的方式示出了根据本发明实现用于减小数字模拟转换器的非线性效应的方法的电容性传感器电子接口电路；
图2示出了电子电路的数字模拟转换器的一部分的实施例，其具有用于减小测量物理参数的转换器的非线性效应的电子组件；以及
图3示出了用于正积分以及用于负积分的测量得到的加速度的传递函数的图表以及结果得到的电子电路的数字模拟转换器的非线性降低曲线。
具体实施方式
由于具有差动电容器的传感器电子接口电路的多种部件是本技术领域公知的，下面的说明中将不再对其全部详细进行阐释。重点主要放在借助电子电路测量物理参数的方法，该电子电路在输出上供给数字测量信号，具有数字模拟转换器的非线性效应的降低。
图1示出了根据本发明用于电容性传感器2的电子接口电路1的多种部件的简化图。在此实施例中，具有一个质量块的三轴线电容性MEMS传感器2被连接到电子电路1，但是，完全可以想到连接具有三个移动质量块的三轴线传感器或单轴线传感器。这种电容性传感器因此由三对电容器C1X、C2X、C1Y、C2Y、C1Z、C2Z构成。各对的两个电容器差动连接。成对电容器的公共电极CM能够在力的作用下在各对电容器的两个固定电极之间移动，以便进行考虑三个轴线X、Y、Z的测量。作为公共移 动电极的移动的函数，电子电路1能够供给对于各个轴线的数字测量信号，其与例如加速度、角速度、压力或力等的物理参数有关。在加速度测量的情况下，电子电路能被配置为供给最小与最大加速度值之间的数字测量信号。例如，可以选择为将电子电路配置为在-2g到+2g的加速度范围内提供数字测量信号。对于1g的加速度，能够对大约3到20mV的电压变化进行计数。
移动的电极CM可构成弹性保持在静止在各对电容器C1X、C2X、C1Y、C2Y、C1Z、C2Z的两个固定电极之间的中间位置的传感器衔铁的一部分。电子电路1可由连续电压源（未示出）供电，其在第一端子上供给调节后的高电压VREG，在第二端子上供给低电压VSS。低电压可定义为0V，而调节后的高电压可设置为例如1.65V。在电子电路的运行模式中，各个电容器的固定电极可在测量循环阶段中被偏置在高电压VREG或是低电压VSS。因此，在传感器2静止时，由于各对的两个电容器C1X、C2X、C1Y、C2Y、C1Z、C2Z具有相等的电容值，跨公共电极CM的电压优选为在静止时等于调节后的电压VREG和处于0V的低电压VSS之间的中间电压VREG/2。
电子电路1供给的数字测量信号以（C1-C2）/（C1+C2）与两个电容器C1与C2成比例。一旦数字测量信号在最终物理参数测量上稳定化，跨各对的两个电容器的任何电荷流动被抵消。因此，电子电路的目的在于，寻找在电荷均衡化阶段中施加到各个固定电极的电压，其满足（VREG-VDAC）·C1=（VDAC-VSS）·C2。这在当VDAC=（VREG2）·（1+（C1-C2）/（C1+C2））时实现。
电子电路1包含比较器型电荷转移放大器4，其经由切换单元3直接连接到电容器的移动电极CM。切换单元3接收根据测量循环阶段施加到传感器电极的电压VREG、VSS、VDAC。调节后的电压VREG和低电压VSS施加到固定电极，而来自反向反馈的数字模拟转换器7的电压VDAC施加到所有电极。数字模拟转换器包含至少一个电容器阵列，用于进行数字模拟转换。然而，具有与2（1，2，4，8，16，…，64，…，256）的幂对应的 相应电容值的所有这些电容器一般不能全部正确匹配。此转换器因此包含电子组件，用于如下面参照图2所阐释的那样减小用于物理参数测量的转换器的非线性效应。
比较器放大器4具有期刊IEEE J.Solid-State Circuits（1978年6月，Vol.SC-13,pp294-297）中的题为“A 1mV MOS比较器”的文章所公开的类型的非常简单的设计。这种比较器放大器4一般包含在输入上连接到公共电极CM的电容器，其后为用于在输出上提供要么全有要么全无的数字信号的放大器级。这种电荷转移放大器具有非常高的增益。当跨移动电极CM的电压经过测量循环中的正电荷的蓄积而增大时，放大器输出信号处于接近于调节后的电压VREG的“1”状态。然而，当跨移动电极CM的电压经由测量循环中的负电荷的蓄积而降低时，放大器输出信号变为接近于低电压VSS的“0”状态。
电子电路1还包含逻辑单元5，其包含存储装置、由传统的时钟信号提供时钟的处理器、连接到处理器的至少一个计数器、用于存储对于各个测量轴线的二进制测量字的几个寄存器。每个测量轴线存在两个寄存器（未示出），这意味着用于三个测量轴线的六个寄存器。对于各个轴线，第一寄存器接收来自对应的电容器对的固定电极的规定的正偏置（“0”处的pol）的第一数字测量信号，而第二寄存器接收来自对应的电容器对的固定电极的规定的负偏置（“1”处的pol）的第二数字测量信号。如下面阐释的那样，负偏置简单地为正偏置的反向偏置。通过合并或相加每个测量轴线的两个寄存器，这使得逻辑单元5供给数字输出信号OUTDX、OUTDY、OUTDZ，任何电压偏移已从中移除。
各个寄存器的数字测量信号可以为例如10个比特的二进制字。计数器与处理器结合，基于由比较器放大器4提供的信号，使得“1”状态或“0”状态将被放置在一个二进制字位置。根据测量方法，在获得最终值之前，二分（dichotomy）算法可用于第一测量循环。因此，最高有效位在各个寄存器中变化，从而开始存储在存储装置中的二分算法。在二分阶段中，比特计数器必须根据比特=comp XNOR pol来变化，其中，comp为比较器放 大器4的输出值，pol定义了正偏置或负偏置。各个寄存器的二进制字在各个连续的测量循环中并且对于各个轴线被适应。
寄存器的各个二进制字DACbus在各个测量循环中被相继供到DAC数字模拟转换器7，以便将二进制字DACbus转换为输出电压VDAC。这种DAC输出电压允许所有电容器C1X、C2X、C1Y、C2Y、C1Z、C2Z以及CM在测量循环阶段之一中放电到依赖于特定轴线的二进制字DACbus的电压值。二进制字DACbus在数字模拟转换器7的第一乘法器中乘以基准电压VDACin，基准电压VDACin来自具有可编程增益6的基准电压发生器。这一基准电压能借助连接在调节后的电压VREG和地VSS之间的电阻性分压器来供给。如下面参照图2阐释的那样，提供两个基准电压VDACin，用于正积分和负积分。优选为，第一乘法器定义为如下面在图2中阐释的OTA放大器，其具有被提供为减小转换器非线性的调制偏移电压。
逻辑单元5还供给二进制调节字OFFSETbus（10比特），对于与输入上的MEMS传感器有关的偏移电压。这一二进制调节字OFFSETbus在数字模拟转换器7中的第二乘法器中与调节电压VOFFin相乘，调节电压VOFFin来自可编程增益基准电压发生器6。这一调节电压VOFFin也可借助连接在调节后的电压VREG和地VSS之间的电阻性分压器来获得。转换器7的两个乘法器的输出电压于是相加，使得数字模拟转换器在输出上供给电压VDAC。用于对这种MEMS传感器电压偏移进行校正的预先校正步骤可在物理参数由电子电路1测量之前进行。
由于二进制字DACbus和OFFSETbus在从0到1023的10比特上，来自固定电极的正偏置（极性“0”）和固定电极的负偏置（极性“1”）的输出电压VDAC能被表达。两个电压VDAC的这两个公式eq（0）和eq（1）如下表达：
eq(O)：VDAC(O)=VREG/2+VDACoffset+(DACbus(0)-512)·KDAC·VREG+
(OFFSETbus-512)·KOFF·VREG
eq(1)：VDAC(1)=VREG/2+VDACoffset-(DACbus(1)-512)·KDAC·VREG-
(OFFSETbus-512)·KOFF·VREG
KDAC为一因子，其定义了系统增益。此增益可通过例如产生电压VDACin来编程，电压VDACin来自基准电压发生器6的电阻分压器。KOFF为一因子，其定义了MEMS传感器电压偏移的调节电路的增益。这一增益能根据希望的调节范围来适应，例如通过产生电压VOFFin，电压VOFFin来自基准电压发生器6的另一电阻分压器。DACbus（0）定义了来自逻辑单元5的第一寄存器的10比特二进制字，其在正偏置阶段期间施加到DAC转换器7。这种二进制字从0到1023定义。DACbus（1）定义了来自逻辑单元5的第二寄存器的10比特二进制字，其在负偏置阶段期间被施加到DAC转换器7。这种二进制字从0到1023定义。在静止位置的均衡点上，各个DACbus的编码用对于值512的10比特编码“1000000000”定义，其必须定义没有电压偏移的中间电压VREG/2。OFFSETbus定义了10比特二进制调节字，其被施加到DAC转换器7，以便对连接到MEMS传感器的电压偏移进行校正。VDACoffset表示希望移除的DAC转换器7的噪音电压偏移。
还将注意，如果正在测量加速度，DACbus（0）可不同于DACbus（1），因为这些二进制字依赖于施加到固定电极的偏置的状态。然而，OFFSETbus不以任何方式依赖于施加到固定电极的偏置。因此，OFFESTbus永远在如上所述校正连接到电子电路的MEMS传感器的预备步骤之后选择。这一二进制调节字可存储在逻辑单元5的存储装置中。
为了进行例如加速度的物理参数的测量，测量循环一般由12个连续阶段构成。在12个连续阶段中，存在三对电容器的固定电极的一个正偏置，以及三对电容器的固定电极的一个负偏置。在各个偏置阶段之间，根据逻辑单元5的寄存器的各个连续的二进制字，电压VDAC被施加在固定电极C1X、C2X、C1Y、C2Y、C1Z、C2Z上。各个阶段的持续时间可以为2μs的数量级。在称为P0的阶段中，所有电容器电极用与测量轴线之一有关的电压VDAC偏置。在称为P1的阶段中，对于第一个半周期的循环，正偏置施加在测量轴线之一的电容器的固定电极上，或者，对于第二个半周期 的测量循环，施加负偏置。对于各个相应的测量轴线，存在测量循环的每半个周期的三个阶段P1。
借助三轴线传感器，12个阶段的几个循环连续重复，以便取得例如加速度的物理参数的测量。测量轴线的一次转换对应于16次电荷转移。三个测量轴线的转换的持续时间可小于500μs，如果各个阶段具有大约2μs以下的持续时间的话。二分算法可用在最初的8个测量循环中，过采样可对于接下来的8个采样循环使用。
为了理解降低电子电路上的数字模拟转换器的非线性效应的方法，参照图2，其示出了具有用于降低测量物理参数的转换器的非线性的电子组件的转换器的一部分。根据将由电容性传感器测量的加速度，数字模拟转换器中的非线性产生加速度传递函数（数字值）中的非线性。图2的转换器的这一部分不包含MEMS传感器的二进制OFFSETbus调节字与来自可编程增益基准电压发生器6的调节电压VOFFin的乘法器。
将要注意的是，首先，此电子电路的最为重要的特性在于，代表加速度的各个数字测量信号的数字值不依赖于任何电子偏移。事实上，根据下面的公式，对于1g的加速度，在各个正以及负阶段结束时由DACbus提供的数字值在例如+/-2g数据的范围内：
DAC_Ap=512–offset+128(正计数器)
DAC_An=512+offset+128(负计数器)
以及
Digital_acceleration=DAC_Ap+DAC_An–1024
=(512–offset+128)+(512+offset+128)–1024=256
如果电容性传感器的电子接口电路的模拟部分作为替代地在+/-4g的范围内运行，以及如果满标度通过乘以2的数字编码而减小到2g，1g的加速度根据下面的公式来定义：
DAC_Ap=512-offset+64    (正计数器)
DAC_An=512+offset+64    (负计数器)
以及
Digital_acceleration=2·(DAC_Ap+DAC_An–1024)=256
将要注意的是，Digital-acceleration的值不以任何方式依赖于存在或加到电子电路的偏移，对于刚好低于1g的Digital-acceleration值，DACbus编码可以为512+63，如果偏移等于0的话。
上面的公式仅仅在DAC转换器为理想线性的条件下是正确的。如果DAC转换器用权电容技术来制造，几个非线性主要在DACbus编码的最大有效位（MSB）变化时出现。
因此，数字模拟转换器包含OTA17，用于在各个阶段P0中在输出上将测量电压VDAC供到电容性传感器的电极。开关SWD和积分电容器Cfb并联将OTA输出连接到控制环中的放大器的负输入。在测量循环的阶段P1中，转换器处于复位阶段，放大器OTA处于跟随器模式，积分电容器Cfb被开关SWD短路。在此阶段P1中，输入上的一对MEMS传感器电容器的电极用正偏置或负偏置来偏置。各对电容器在测量循环中的各个阶段P1中相继被偏置。然而，在阶段P0中，存储在电容性阵列的电容器中的电荷被转换为信号com以及到电容器Cfb，因此，输出值VDAC在阶段P0结束时准备好将所述电压VDAC施加到MEMS传感器电容器的所有固定电极。
数字模拟转换器还包含第一电容器阵列13以及第二偏移补偿电容器阵列14，其不再进行介绍。通过提供电荷转移信号com，所有电容器C1s、C1、C2、……、C64、C128、C256的一个电极连接到OTA17的负输入。第一阵列13的各个电容器的另一电极经由第一相应开关SWS_0、SW1_0、SW2_0、SW6_0、SW7_0、SW8_0以及第二相应开关SWS_1、SW1_1、SW2_1、SW6_1、SW7_1、SW8_1连接到用于选择正负积分12的单元。这些开关均用在正负偏置中，但其开关顺序根据由逻辑电路提供的二进制字DACbus的符号而反转。
第一电容器阵列13因此用在控制环中，并由来自逻辑单元的10比特二进制字DACbus控制。这一二进制字DACbus由6个寄存器中的每一个在正偏置和负偏置之后并且相继地对于各个轴线供给。第一阵列的电容器 具有与2的幂对应的值。各个电容器的大小一般基于特定电容器C1来设置，电容值C2等于2·C1，一直到C256的电容值等于256·C1。电容器C1s具有与C1的电容值对应的电容值。这一电容器C1s和两个开关SWS_0、SWS_1用于“1000000000”DACbus编码（负值），相对于代码“1000000000”，当代码“0111111111”有效时，存在-1LSB的偏移，否则，这两个编码可能不匹配任何电荷转移。电容器C1到C256一般不会良好匹配，并且不严格对应于关于单个电容器C1的电容值的2的真实幂的值。因此，根据在电子电路接口的输入上的MEMS电容性传感器测量的加速度，这产生了控制环中的非线性。例如，大电容器C64——其值应当为64·C1——可实际上具有值C66而不是C64，这导致用于加速度测量的控制环中的误差，特别是在从C63（C1+C2+C4+C8+C16+C32）到C64的转移期间。
正负积分选择单元12包含用于正偏置的两个开关SWp以及用于负偏置的两个开关SWn。来自可以在基准电压发生器中的第一电阻分压器DR111的两个基准电压VDACinp和VDACinn被供到选择单元12。这种第一电阻分压器DR111连接在VREG和VSS之间。但存在负积分时，基准电压VDACinp被供到第一电容器阵列的开关SWS_0、SW1_0、SW2_0、SW6_0、SW7_0、SW8_0,而基准电压VDACinn被供到开关SWS_1、SW1_1、SW2_1、SW6_1、SW7_1、SW8_1。当存在正积分时，基准电压VDACinn被供到第一电容器阵列的开关SWS_0、SW1_0、SW2_0、SW6_0、SW7_0、SW8_0，而基准电压VDACinp被供到开关SWS_1、SW1_1、SW2_1、SW6_1、SW7_1、SW8_1。因此，施加到开关的电压VDACinn和VDACinp在正负积分之间反转。这允许到转换器信号“com”的转移电荷符号反转。
为了减小电子电路上的数字模拟转换器的非线性效应，规定的偏移电压dvref也加到供到OTA的正输入的电压信号Vref的基准电压VREG/2。必须也将OTA偏移考虑在内，其也被加到此基准电压信号，并由于连接到OTA的元件的不匹配误差而构成噪音电压源。加到电压VREG/2的规定偏移电压dvref经由连接到开关15的阵列的第二电阻分压器6供给，开关15的阵列由4比特匹配字T_vref控制。这一开关阵列可以为连接到第二 电阻分压器的电阻器的多工器，并由匹配字T_vref控制。这一匹配字的各个比特能供给3.3mV的数量级的电压差。VREG/2周围的可选择的电压范围可从-26.4mV到+23.1mV。
如下面参照图3所示，为了能够减小电子电路上的数字模拟转换器的非线性效应,一般向供到OTA17的正输入的基准电压Vref的电压VREG/2加上或从之减去规定的非零偏移电压dvref是足够的。通常，这一规定的偏移电压dvref必须大于或小于OTA_offset电压，以便具有正OTA输入上不同于VREG/2的基准电压（偏移）值，为了实现这一点，取具有来自对应的逻辑单元寄存器的数字值的正积分曲线和负积分曲线的均值。因此，由于第一电容器阵列的一个或另一个电容器的不适当的匹配导致的误差减半。优选为，几个测量在不同的偏移电压dvref上进行，以便定义例如几个曲线，例如五个测量曲线。这五个测量曲线的均值使得电子电路上的数字模拟转换器的非线性效应甚至进一步降低。由于正偏置和负偏置，加到电压VREG/2或从电压VREG/2减去的任何偏移dvref当然从逻辑单元数字输出信号移除，仅加速度值在这些数字信号中确定。
对于正积分，在数字模拟转换器输出上供给的电压VDAC由下面的公式决定：
VDAC=Vref+OTA_offset+(VDAC_inp-VDAC_inn)·(C1/Cfb)·(DACbus-512)VDAC=VREG/2+dvref+OTA_offset+(VDAC_inp-VDAC_inn)·(C1/Cfb)·(DACbus-512)其中，DACbus为10比特数字值，dvref为将要加到基准电压信号Vref中的VREG/2的电压差。
连接到转换器的逻辑单元改变DACbus，一直到在MEMS传感器上实现电荷平衡，并且这一点在以下时刻发生：
VDAC=VREG/2·(1+(C1-C2)/(C1+C2))
因此，
dvref+OTA_offset+(VDAC_inp-VDAC_inn)·(C1/Cfb)·(DACbus-512)=(VREG/2)·(C1-C2)/(C1+C2))
这导致：
DACbus=512+(Cfb/C1)·((VREG/2)·(C1-C2)/(C1+C2)-(dvref+
OTA_offset))/(VDAC_inp-VDAC_inn)
DACbus=512-(Cfb/C1)·(dvref+OTA_offset)/(VDAC_inp-VDAC_inn)+ 
(Cfb/C1)·((VREG/2)·(C1-C2)/(C1+C2))/(VDAC_inp-VDAC_inn)
对于负积分，在数字模拟转换器输出上供给的电压VDAC由下面的公式决定：
VDAC=VREG/2+dvref+OTA_offset-(VDAC_inp-VDAC_inn)·(C1/Cfb)·(DACbus-512)
以及
VDAC=(VREG/2)·(1-(C1-C2)/(C1+C2))
因此：
dvref+OTA_offset-(VDAC_inp-VDAC_inn)·(C1/Cfb)·(DACbus-512)
=-(VREG/2)·(C1-C2)/(C1+C2))
这导致：
DACbus=512+(Cfb/C1)·((VREG/2)·(C1-C2)/(C1+C2)+(dvref+
OTA_offset))/(VDAC_inp-VDAC_inn)
DACbus=512+(Cfb/C1)·(dvref+OTA_offset)/(VDAC_inp-VDAC_inn)+
(Cfb/C1)·((VREG/2)·(C1-C2)/(C1+C2))/(VDAC_inp-VDAC_inn)
值（dvref+OTA_offset）对应于电子电路偏移。该值在项(Cfb/C1)·(dvref+OTA_offset)/(VDAC_inp-VDAC_inn)中存在，具有对于正负积分的相反的符号。这产生对于正负积分的DACbus编码的最终值中的误差。注意，电压Vref的误差等效于OTA偏移。因此，通过改变4比特调节字T_vref的值，可以调制偏移电压，以便改变供到OTA的正输入的基准电压Vref。通过改变偏移电压dvref，可以改变DACbus编码（DAC_Ap和DAC_An），而不改变最终加速度值，其为通过加DAC_Ap和DAC_An产生的数字值。这一偏移电压dvref可作为调节字T_vref的结果在测量循环中几次改变。这允许几个曲线被确定并接着被平均，从而尽量减小电子电路的任何非线性的效应。
图3示出了正积分的第一曲线ac1、负积分的第二曲线ac2以及另外两个曲线的均值的曲线acf，其用于减小加速度测量期间的转换器非线性。所定义的偏移电压dvref用图3中的0.2mV的值来选择。第一曲线从1g数量级的加速度测量的理想曲线I1偏差最大误差e1。第二曲线从1g加速度测量的理想曲线I2偏差最大误差e2。相比于另外两个曲线的最大误差e1和e2，与理想曲线If有关的另外两个曲线的均值曲线的最大误差ef仅 仅是一半。当然，如果取几个正和负积分曲线的均值，均值曲线的最大最终误差变得最小，均值曲线变得接近于理想曲线。因此，这有效地克服了数字模拟转换器的第一电容器阵列的电容器的任何不匹配，这是本发明的目的。
由已经给出的介绍，在不脱离权利要求所限定的本发明的范围的情况下，本领域技术人员能够想到减小用于测量物理参数的电子电路上的数字模拟转换器的非线性效应的方法以及用于实现该方法的电容性传感器的电子接口电路的多种变型。可以想到，相对于彼此改变各个阶段的持续时间，或在确定将要平均的多个曲线的操作或物理参数测量操作的各个循环的持续时间。正负偏置的次序可在各个测量循环中变化。电子电路运行测试的至少两个附加阶段也可放在各个测量循环中。

Claims (10)

1.用于减小测量物理参数的电容性传感器(2)的电子接口电路(1)上的数字模拟转换器的非线性效应的方法，所述电容性传感器(2)包含至少两个差动连接的电容器(C1X，C2X)，其公共电极(CM)能够在物理参数正在被测量时相对于两个电容器的各个固定电极移动，以便改变各个电容器的电容值，所述电子电路包含：电荷转移放大器(4)，其经由切换单元(3)连接到公共电极(CM)；逻辑单元(5)，其连接到放大器输出，用于对由放大器供给的数据进行数字处理，并用于供给数字测量信号；数字模拟转换器(7)，其能够经由切换单元(3)将测量电压(VDAC)供到电极，测量电压基于定义数字测量信号中的至少一个的二进制字(DACbus)转换来定义，该方法包含在各个相继的测量循环中的以下步骤：
a)经由切换单元(3)，基于来自前一循环的第一数字测量信号或由逻辑单元(5)供给的第一初始二进制字，用由数字模拟转换器(7)供给的测量电压(VDAC)，对电容器(C1X，C2X)的电极进行偏置，第一数字信号依赖于电容器的固定电极的第一偏置，
b)以来自电子电路的电压源的调节后的高电压(VREG)对第一电容器(C1X)的固定电极进行偏置，以来自电压源的低电压(VSS)对第二电容器(C2X)的固定电极进行偏置，以便对逻辑单元(5)中的第一数字测量信号进行适应，
c)经由切换单元(3)，基于来自前一循环的第二数字测量信号或由逻辑单元(5)提供的第二初始二进制字，用由数字模拟转换器(7)供给的测量电压(VDAC)，对电容器(C1X，C2X)的电极进行偏置，第二数字信号依赖于第二偏置，第二偏置为电容器的固定电极的第一偏置的反向，以及
d)以来自电子电路电压源的低电压(VSS)对第一电容器(C1X)的固定电极进行偏置，以来自电压源的调节后的高电压(VREG)对第二电容器(C2X)的固定电极进行偏置，以便对逻辑单元(5)中的第二数字测量信号进行适应，
其特征在于，在一开始，或在物理参数测量循环中，将规定的偏移电压(Vref)引入数字模拟转换器，以便修改或调制第一与第二数字信号，并且，第一与第二数字信号的均值被取得，以便提供与物理参数测量有关的数字输出信号(OUTDX)，其中具有减小的数字模拟转换器的非线性效应。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，彼此不同的几个规定的偏移电压(Vref)在数字模拟转换器的相继的测量循环中被引入，并且，取多种第一数字信号和多种第二数字信号的均值，以便供给与物理参数测量有关的数字输出信号(OUTDX)，其具有减小的数字模拟转换器的非线性效应。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，基于相继引入数字模拟转换器的规定的偏移电压(Vref)中的一个，各个第一数字信号和各个第二数字信号被存储在逻辑单元(5)中。
4.根据权利要求1所述的方法，其中，数字模拟转换器(7)包含：电容器阵列(13)，其由第一寄存器的二进制字以及由第二寄存器的二进制字相继地控制；OTA放大器(17)，其在负输入上连接到电容器阵列的所有电容器的一个电极；开关(SWD)和积分电容器(Cfb)，其并联地将OTA放大器的一个输出连接到控制环中的放大器的负输入，OTA放大器的正输入接收规定的偏移电压，以便修改测量循环中在OTA放大器的输出上供给的测量电压(VDAC)，该方法的特征在于，逻辑单元(5)包含：第一寄存器，用于存储正积分之后的第一10比特数字测量信号；第二寄存器，用于存储负积分后的第二10比特数字测量信号；存储器，用于存储测量循环中的物理参数测量结果。
5.根据权利要求1所述的方法，其中，电容性传感器为三轴线型，其具有三对差动连接的电容器(C1X，C2X，C1Y，C2Y，C1Z，C2Z)，所有对或每对具有一个公共电极(CM)，每对具有两个固定电极，且其中，电子电路的逻辑单元(5)能够供给对于各个测量轴线X、Y、Z的第一与第二数字测量信号，其特征在于，用于测量物理参数的方法包含每个测量循环的12个相继的阶段，其包含对于各个轴线X、Y、Z在对应于所选轴线的第一数字信号的情况下在第一六个阶段中相继地重复步骤a)和b)，以及对于各个轴线X、Y、Z在对应于所选轴线的第二数字信号的情况下在最后的六个阶段中相继地重复步骤c)和d)。
6.根据权利要求1所述的方法，其中，电容性传感器为三轴线型，其具有三对差动连接的电容器(C1X，C2X，C1Y，C2Y，C1Z，C2Z)，所有对或每对具有一个公共电极(CM)，每对具有两个固定电极，且其中，电子电路(1)的逻辑单元(5)能够供给对于各个测量轴线X、Y、Z的第一与第二数字测量信号，其特征在于，用于测量物理参数的方法包含每个测量循环的12个相继的阶段，其包含在X轴线的第一与第二数字测量信号的情况下对于X轴线执行步骤a)到d)，在X轴线之后对于Y轴线在Y轴线的第一与第二数字测量信号的情况下执行步骤a)到d)，最终，在Y轴线之后对于Z轴线在Z轴线的第一与第二数字测量信号的情况下执行步骤a)到d)。
7.用于电容性传感器的电子接口电路(1)，其包含一对差动连接的电容器(C1X，C2X)，用于实现根据权利要求1的方法，电子电路包含：经由切换单元(3)连接到公共电极(CM)的电荷转移放大器(4)；连接到放大器输出的逻辑单元(5)，用于对由放大器供给的数据进行数字处理，以及用于分别依赖于电容器的固定电极的第一偏置和作为第一偏置的反向的第二偏置，供给第一与第二数字测量信号；数字模拟转换器(7)，其能够经由切换单元(3)将测量电压(VDAC)供到电极，测量电压基于与第一数字测量信号或第二数字测量信号有关的二进制字(DACbus)转换来定义，其特征在于，电子电路的数字模拟转换器(7)包含电子组件(15，16)，其能够将规定的偏移电压(Vref)引入转换器，以便修改或调制逻辑单元(5)中的第一与第二数字信号，从而减小用于物理参数测量的转换器的非线性效应。
8.根据权利要求7所述的电子接口电路(1)，其特征在于，数字模拟转换器包含：电容器阵列(13)，其由第一寄存器的二进制字(DACbus)以及由第二寄存器的二进制字(DACbus)相继地进行控制；OTA放大器(17)，其在负输入上连接到电容器阵列的所有电容器的一个电极；开关(SWD)和积分电容器(Cfb)，其并联地将OTA放大器的一个输出连接到控制环中的放大器的负输入，OTA放大器的正输入接收由电子组件(16，15)供给的规定的偏移电压，以便修改在测量循环中在OTA放大器的输出上供给的测量电压(VDAC)。
9.根据权利要求8所述的电子接口电路(1)，其特征在于电子组件包含：电阻性分压器(DR2)，其连接在来自电压源的低电压(VSS)和高电压(VREG)之间；开关阵列(15)，其采用模拟多工器的形式，在输入上连接到电阻性分压器的不同节点，并在输出上基于二进制调节字(T_vref)供给规定的偏移电压(Vref)。
10.根据权利要求7所述的电子接口电路(1)，其特征在于包含具有可编程增益的基准电压发生器(6)，用于将被编程的基准电压(VDACinp，VDACinn)经由正或负积分选择单元(12)供到电容器阵列(13)的开关。
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