CN102246410B - 电动机驱动用功率转换装置 - Google Patents

Abstract

第二控制部100，包括：电流指令生成部10，基于转矩指令T^*生成电动机6的电流指令；电压振幅指标运算部150，基于电流指令计算应向电动机6施加的电压振幅指标(调制度PMF)；电流指令调整部80，基于调制度PMF和电动机6的频率FINV，生成用于调整电流指令的电流指令调整量dV；电压指令/PWM信号生成部50，包含脉动抑制信号生成部并生成向逆变器2的门信号(PWM信号)，所述脉动抑制信号生成部，基于直流电压EFC生成用于抑制电源2f成分的脉动成分的脉动抑制信号，其中，根据控制信号生成PWM信号，所述控制信号包含根据电流指令调整量dV调整的电流指令和脉动抑制信号。

Description

电动机驱动用功率转换装置

技术领域

本发明涉及适合于控制交流电动机的电动机驱动用功率转换装置。 

背景技术

近些年，交流电动机被应用于产业设备或家电领域、汽车或电气车辆等的交通领域的动力用途。为驱动交流电动机，需要直流电源或交流电源。在以直流电源为输入电源的电动机驱动用功率转换装置中，一般构成为：将由直流电源供给的直流电压作为输入，通过逆变器电路生成任意频率的交流电压来驱动交流电动机。此外，在以交流电源为输入电源的电动机驱动用功率转换装置中，一般构成为：在输入侧具有整流器电路，通过此整流器电路将接受的交流电压暂时转换为直流电压，将此直流电压供给逆变器电路来驱动交流电动机。 

在这里，就电动机驱动用功率转换装置的构成等，以使用于交流电气铁路的电动机驱动用功率转换装置为一例来进行说明。交流电源即架线电压，为20kV～25kV的单相交流电压。用变压器将此单相交流电压降为1kV～2kV左右之后输入到电动机驱动用功率转换装置内的整流器电路。整流器电路，以1kV～2kV的单相交流电压为输入，转换为1500V～3000V左右的直流电压并输出到逆变器电路。 

此时，可知在整流器电路的输出即直流电压中，含有交流电源频率二倍的频率成分(以下称作“电源2f成分”)的脉动。如果交流电动机的频率与此电源2f成分接近，则交流电动机的电流会成为过电流，或者在交流电动机的转矩上会发生较大的脉动等，有给稳定的运转带来障碍的担忧。 

再有，在下述专利文献1中示出，抽取包含于这样的直流电压的电源2f成分，调整逆变器电路的PWM脉冲的宽度以消除此影响。 

专利文献1：日本特开第昭56-49693号公报 

发明内容

但是，如专利文献1所示的消除电源2f成分的控制，并不能适用于所有应用例。例如，向这样的电气车辆等的应用是困难的：为将向交流电动机的施加电压设为最大，作为逆变器电路的开关状态，选择使用所谓单脉冲模式的电气车辆。 

这里，所谓单脉冲模式，是使用包含于逆变器的输出线间电压半周期的脉冲数成为1的开关状态的模式，但在使用此单脉冲模式的工作区域中，不能调整脉冲宽度。在假设将专利文献1的技术应用到选择使用单脉冲模式的电气车辆等的情况下，则会产生交流电动机成为过电流，或者发生过大的转矩脉动等问题。从而，以调整对于逆变器电路的PWM脉冲宽度为要旨的专利文献1的技术，难以应用于选择使用单脉冲模式的电气车辆等。 

本发明是鉴于上述而完成的，目的有提供这样的电动机驱动用功率转换装置：在作为逆变器电路的切换状态选择使用单脉冲模式的应用例中，抑制交流电动机中的过电流或过大的转矩脉动的发生，并且能够对电源2f成分进行消除控制。 

为解决上述课题并达成目的，本发明所涉及的电动机驱动用功率转换装置的特征在于，具有下述部件而构成：第一功率转换部，连接到交流电源，将来自所述交流电源的交流电压转换为直流电压；第二功率转换部，连接到所述第一功率转换部，将直流电压转换为交流电压并向交流电动机输出；第一控制部，控制所述第一功率转换部；以及第二控制部，控制所述第二功率转换部，其中，所述第二控制部具有：电流指令生成部，基于至少转矩指令，生成所述交流电动机的电流指令；电压振幅指标运算部，基于所述电流指令计算应施加于所述 交流电动机的电压振幅指标；电流指令调整部，基于至少所述电压振幅指标和所述交流电动机的频率，生成用于调整所述电流指令的电流指令调整量；脉动抑制信号生成部，基于所述直流电压生成脉动抑制信号；以及PWM信号生成部，根据控制信号生成向所述第二功率转换部的PWM信号，所述控制信号包含根据所述电流指令调整量调整后的所述电流指令和所述脉动抑制信号。 

依据本发明所涉及的电动机驱动用功率转换装置，设为根据控制信号生成向第二功率转换部的PWM信号，所述控制信号包含根据用于调整电流指令的电流指令调整量调整后的电流指令，和用于抑制电源2f成分的脉动成分的脉动抑制信号，所以，能够得到这样的效果：在作为逆变器电路的开关状态选择使用单脉冲模式的应用例中，抑制交流电动机中的过电流或过大的转矩脉动的发生，并且能够对电源2f成分进行消除控制。 

附图说明

图1是示出本发明实施方式1中的电动机驱动用功率转换装置的构成例的图。 

图2是示出图1所示的电流指令生成部的详细的构成例的图。 

图3是示出图1所示的电压指令/PWM信号生成部的详细的构成例的图。 

图4是示出图3所示的脉动抑制信号运算部的详细的构成例的图。 

图5是示出实施方式1中的脉动抑制信号运算部的内部状态例的图。 

图6是示出图1所示的电流指令调整部的详细的构成例的图。 

图7是扩大示出图6所示的调制度指令生成部的图。 

图8是说明实施方式1中的逆变器输出频率FINV与调制度PMF、脉冲模式的过渡以及选择开关(参照图3)的动作过渡的关系的图。 

图9是示出本发明实施方式1和现有例中的永磁体同步电动机的一般的控制特性的图。 

图10是说明本发明实施方式1中的控制状态的图。 

图11是示出本发明实施方式2中的电动机驱动用功率转换装置的构成例的图。 

图12是示出图11所示的实施方式2中的直流电压指令生成部的第一构成例的图。 

图13是示出图11所示的实施方式2中的直流电压指令生成部的第二构成例的图。 

图14是说明现有例中的动作状态的图。 

附图标记说明 

1电容器；2第二功率转换部(逆变器)；3、4、5电流检测器；6电动机；7旋转检测器；8电压检测器；10电流指令生成部；11d轴基本电流指令生成部；14加法器；15q轴电流指令生成部；20d轴电流控制部；21q轴非干涉运算部；22d轴非干涉运算部；23q轴电流控制部；30调制度运算部；40控制相位角运算部；50电压指令/PWM信号生成部；55电压指令运算部；57非同步多脉冲载波信号生成部；58同步三脉冲载波生成部；59选择开关；60脉冲模式切换处理部；61～63比较器；64～66反相电路；69逆变器角频率运算部；70乘法器；71脉冲抑制信号运算部；72带通滤波器(BPF)；73加法器；74除法器；80电流指令调整部；81限幅器；82放大器；84减法器；85调制度指令生成部；90三相-dq轴坐标变换部；95基准相位角运算部；100第二控制部；150电压振幅指标运算部；200第一控制部；210直流电压指令生成部；211电压控制部；212电流控制部；213 PWM信号生成部；214电流检测器；220第一功率转换部(整流器)；230交流电源；240直流电压指令表；250调制度指令表；251减法器；252限幅器；253比例积分器；254加法器；280直流电压控制部；300电动机驱动用功率转换装置。 

具体实施方式

以下参照附图，详细说明本发明所涉及的电动机驱动用功率转换装置的实施方式。再有，并非通过以下所示实施方式来限定本发明。 

实施方式1 

图1是示出本发明实施方式1中的电动机驱动用功率转换装置的构成例的图。再有，图1作为一个示例示出控制作为交流电动机的永磁体同步电动机的情况下的构成。 

图1中，实施方式1中的电动机驱动用功率转换装置300，其主电路具备下述部件而构成：第一功率转换部即整流器220，从交流电源230接受单相交流电压并转换为直流电压；电容器1，成为直流电源；第二功率转换部即逆变器2，从电容器1的直流电压转换为任意频率的交流电压；以及交流电动机(以下仅记为“电动机”)6。再有，对于整流器220，单相两电平PWM整流器或者单相三电平PWM整流器等是合适的，而对于逆变器2，三相两电平PWM逆变器、三相三电平PWM逆变器等的电压型逆变器是合适的。无论哪种，其主电路构成都是公知的，所以不进行此处的详细说明。 

交流电源230，是输出例如1kV～2kV的单相交流电压的电源，整流器220，是以该单相交流电压为输入，转换为例如1500V～3000V左右的直流电压并输出到电容器1的电压转换部。再有，在整流器220的输出即直流电压(电容器1的电压)中，含有5％左右的交流电源230的电源频率二倍的频率成分(以下称作“电源2f成分”)的脉动。 

第一功率转换部即整流器220，接受来自交流电源230的单相交流电压，将其转换为直流电压并输出到电容器1。对于整流器220，使用IGBT等开关元件(未图示)进行交流-直流转换的所谓PWM整流器是合适的，由于其主电路构成是公知的，所以舍弃此处的详细说明。 

再有，在电动机驱动用功率转换装置300中，配置有检测来自交 流电源230的输入电流的电流检测器214，通过电流检测器214检测出的输入电流IS输入到第一控制部200。此外，用于控制整流器220的开关元件的控制信号CG，由第一控制部200生成并输出到整流器220。 

另外，在电动机驱动用功率转换装置300中，配置有检测电容器1的电压(以下称作“电容器电压”)EFC的电压检测器8；在连结逆变器2和电动机6的输出线上，配置有检测流经此输出线的电流iu、iv、iw的电流检测器3、4、5；在电动机6中，配置有检测表示转子的旋转状态的信号(转子机械角θm)的旋转检测器7，各个检测信号输入到第二控制部100。 

再有，也可以代替从旋转检测器7得到的信号(位置信号)，使用从检测或推定的电动机6的电压值、电流值等计算求出位置信号的无旋转传感器方式。在此情况下，变得不需要旋转检测器7。就是说，旋转状态信号的取得，并不限定于使用旋转检测器7。 

电流检测器3、4、5，设置成至少两相即可。在此情况下，剩余一相的电流，能够基于所设置的两相的电流检测器的输出通过计算来求出。此外，也可以这样设定，即用逆变器2的直流侧电流，再现并取得逆变器2的输出电流。 

逆变器2，被输入通过第二控制部100生成的门信号U、V、W、X、Y、Z，内藏于逆变器2的开关元件受PWM控制。对于逆变器2，电压型PWM逆变器是合适的，因其构成是公知的所以舍弃其详细说明。 

接下来，就第二控制部100的构造进行说明。如图1所示，成为从未图示的外部的控制装置向第二控制部100输入转矩指令T^*的构成。此第二控制部100为具有控制逆变器2以使电动机6产生的转矩T与输入的转矩指令T^*一致的功能的构成部，具备下述部件而构成：电流指令生成部10、电压振幅指标运算部150、控制相位角运算部40、电压指令/PWM信号生成部50、电流指令调整部80、逆变器角频率运 算部69、基准相位角运算部95、以及三相-dq轴坐标变换部90。此外，电压振幅指标运算部150具备下述部件而构成：d轴电流控制部20、q轴非干涉运算部21、d轴非干涉运算部22、q轴电流控制部23、以及调制度运算部30。 

基准相位角运算部95由转子机械角θm算出基准相位角θe。三相-dq轴坐标变换部90，从由电流检测器3、4、5检测出的三相电流iu、iv、iw和基准相位角θe，生成d轴电流id、q轴电流iq。逆变器角频率运算部69，由基准相位角θe算出逆变器输出角频率ω。电流指令生成部10，由从外部输入的转矩指令T^*和电流指令调整值dV，生成d轴电流指令id^*及q轴电流指令iq^*。 

d轴电流控制部20，对d轴电流指令id^*与d轴电流id的电流偏差did进行比例积分控制，生成d轴电流误差pde。q轴非干涉运算部21，由d轴电流指令id^*和逆变器输出角频率ω计算q轴前馈电压vqFF。d轴非干涉运算部22，由q轴电流指令iq^*和逆变器输出角频率ω计算d轴前馈电压vdFF。q轴电流控制部23，对q轴电流指令iq^*与q轴电流iq的电流偏差diq进行比例积分控制，生成q轴电流误差pqe。而且，调制度运算部30，由d轴电流误差pde与d轴前馈电压vdFF的和即d轴电压指令vd^*、q轴电流误差pqe与q轴前馈电压vqFF的和即q轴电压指令vq^*、基准相位角θe、电容器电压EFC，计算调制度PMF。 

控制相位角运算部40，由d轴电压指令vd^*、q轴电压指令vq^*和基准相位角θe，计算控制相位角θ。电流指令调整部80，由调制度PMF和逆变器输出频率FINV生成电流指令调整值dV。电压指令/PWM信号生成部50，由调制度PMF、控制相位角θ和逆变器输出频率FINV，生成向逆变器2的门信号U、V、W、X、Y、Z。 

通过如上述构成的各构成部的功能，电压振幅指标运算部150，用电流偏差did、q轴前馈电压vqFF、d轴前馈电压vdFF、电流偏差diq、电容器电压EFC及基准相位角θe，生成调制度PMF、d轴电压 指令vd^*及q轴电压指令vq^*，并且将调制度PMF输出到电压指令/PWM信号生成部50，将d轴电压指令vd^*及q轴电压指令vq^*输出到控制相位角运算部40。 

通过如上述构成的各构成部的功能，第二控制部100，用转子机械角θm、三相电流iu、iv、iw、转矩指令T^*及电容器电压EFC，生成门信号U、V、W、X、Y、Z并输出到逆变器2。 

接下来，就上述说明的各控制块的详细构成及动作进行说明。首先，基准相位角运算部95，基于下式，由转子机械角θm算出作为电角度的基准相位角θe。 

θe＝θm·PP  …(1) 

这里，PP为电动机6的极对数。 

三相-dq轴坐标变换部90，基于下式，由三相电流iu、iv、iw和基准相位角θe生成d轴电流id、q轴电流iq。 

【数学式1】 

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{iq}\\ \mathrm{id}\end{array}\right)=\sqrt{\frac{2}{3}}\left(\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\θe}& \cos (\mathrm{\θe}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos (\mathrm{\θe}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ \sin \mathrm{\θe}& \sin (\mathrm{\θe}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \sin (\mathrm{\θe}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right)\·\left(\begin{array}{c}\mathrm{iu}\\ \mathrm{iv}\\ \mathrm{iw}\end{array}\right)\·\·\·\left(2\right)$

逆变器角频率运算部69，基于下式，通过对基准相位角θe进行微分算出逆变器输出角频率ω。 

ω＝dθe/dt…(3) 

此时，将逆变器输出角频率ω除以2π算得的逆变器输出频率FINV也一并算出。 

接下来，就电流指令生成部10的详细的构成及动作，参照图2进行说明。图2是示出图1所示的电流指令生成部10的详细的构成例的图。 

电流指令生成部10，是具有基于从外部输入的转矩指令T^*生成d轴电流指令id^*及q轴电流指令iq^*的功能的构成部，具备下述部件而构成：d轴基本电流指令生成部11、q轴电流指令生成部15以及加法器14。作为生成d轴电流指令id^*及q轴电流指令iq^*的方法，例如能 够举出：用某一电流产生最大转矩的最大转矩/电流控制法，或者，将电动机的效率维持在最大的最大效率控制法等。这些最佳控制方法是这样进行控制的方法：以电动机的旋转速度、输出转矩的大小等为参数，使电动机6的实际电流与既定的计算式、或者预先存储在表中而得到的最佳的转矩部分电流指令(q轴电流指令iq^*)、磁通量部分电流指令(d轴电流指令id^*)一致。 

在本实施方式所涉及的电流指令生成部10中，如图2所示，转矩指令T^*被输入到d轴基本电流指令生成部11，生成第一d轴电流指令即d轴基本电流指令id1^*。再有，作为d轴基本电流指令id1^*的生成方法，知道有电动机6能够用最小的电流来产生所希望的转矩的最大转矩控制法，例如，有基于转矩指令T^*参照图像得到最佳的d轴基本电流指令id1^*，或者根据计算式得到最佳的d轴基本电流指令id1^*等方法。无论用哪种方法，d轴基本电流指令生成部11都能够用各种公知技术构成，所以舍弃此处进一步详细的说明。 

由d轴基本电流指令生成部11生成的d轴基本电流指令id1^*，输入到加法器14，通过与电流指令调整值dV进行加法运算，生成第二d轴电流指令即d轴电流指令id^*。电流指令调整值dV，主要取负值，给d轴基本电流指令id1^*提供负方向的补正。如果更详细地说明，电流指令调整值dV用作进行所谓削弱磁通量控制(弱磁控制，field weakening magnetic flux control)的控制输出，即，在负方向上增大d轴电流指令id^*，相对由内藏于电动机6的永磁体产生的磁通量，产生抵消此磁通量的方向的磁通量，削弱电动机6的交链磁通以降低电动机6的电压。再有，电流指令调整值dV是由电流指令调整部80生成的控制输出，电流指令调整部80的详细构成会在后面叙述。 

d轴电流指令id^*，作为电流指令生成部10的输出被输出到电压振幅指标运算部150，另一方面输入到q轴电流指令生成部15。在q轴电流指令生成部15，由d轴电流指令id^*和转矩指令T^*生成第一q轴电流指令即q轴电流指令iq^*。再有，作为q轴电流指令iq^*的生成 方法，与d轴基本电流指令id1^*同样，有通过参照图像得到最佳的q轴电流指令iq^*，或者根据计算式得到最佳的q轴电流指令iq^*等方法。无论用哪种方法，q轴电流指令生成部15都能够用各种公知技术构成，所以舍弃此处进一步详细的说明。 

接下来，就电压振幅指标运算部150的动作进行说明。返回图1，q轴电流控制部23，基于(4)式生成对q轴电流指令iq^*与q轴电流iq的差进行比例积分放大的q轴电流误差pqe。此外，d轴电流控制部20，基于(5)式生成对d轴电流指令id^*与d轴电流id的差进行比例积分放大的d轴电流误差pde。 

pqe＝(K1+K2/s)·(iq*-iq)…(4) 

pde＝(K3+K4/s)·(id*-id)…(5) 

在上式中，K1、K3为比例增益，K2、K4为积分增益。 

再有，也可以设为这样的控制系统，即能够适应需要对pqe、pde是否在控制中使用(即是否将pqe、pde的值置零)进行选择的控制系统。 

d轴非干涉运算部22，基于(6)式计算d轴前馈电压vdFF。q轴非干涉运算部21，基于(7)式计算q轴前馈电压vqFF。 

vdFF＝(R1+s·Ld)·id*-ω·Lq·iq*…(6) 

vqFF＝(R1+s·Lq)·iq*+ω·(Ld·id*+φa)…(7) 

在上式中，R1为电动机6的一次绕线电阻(Ω)，Ld为d轴电感(H)，Lq为q轴电感(H)，φa为永磁体磁通量(Wb)，s为微分运算符。 

调制度运算部30，由d轴电流误差pde与d轴前馈电压vdFF的和即d轴电压指令vd^*、q轴电流误差pqe与q轴前馈电压vqFF的和即q轴电压指令vq^*、基准相位角θe、电容器电压EFC，基于下式计算电压振幅指标即调制度PMF。 

PMF＝VM*/VMmax…(8) 

这里，上述(8)式中的VMmax、VM^*用下式表示。 

$\mathrm{VM}\max =(\sqrt{6}/\mathrm{\π})\·\mathrm{EFC}...\left(9\right)$

VM^*＝sqrt(vd^*2+vq^*2)…(10) 

再有，调制度PMF，用逆变器输出电压指令矢量的大小VM^*对于逆变器能够输出的最大电压VMmax(用(9)式定义)的比率表示。例如，在PMF＝1.0的情况下，逆变器输出电压指令矢量的大小VM^*与逆变器能够输出的最大电压VMmax相等。 

另外，由(2)式～(10)式能够理解：调制度PMF具有根据通过电流指令生成部10生成的d轴电流指令id^*及q轴电流指令iq^*而变化的性质。 

控制相位角运算部40，由d轴电流误差pde与d轴前馈电压vdFF的和即d轴电压指令vd^*、q轴电流误差pqe与q轴前馈电压vqFF的和即q轴电压指令vq^*、基准相位角θe，基于下式(11)计算控制相位角θ。 

θ＝θe+π+THV…(11) 

这里，上述(11)式中的THV用下式表示。 

THV＝tan^-1(vd*/vq*)…(12) 

接下来，就电压指令/PWM信号生成部50的构成及动作，参照图3进行说明。图3是示出图1所示的电压指令/PWM信号生成部50的详细的构成例的图。 

电压指令/PWM信号生成部50，如图3所示，具有以电容器电压EFC为输入并生成脉动抑制信号BTPMFCMP的脉动抑制信号运算部71，将调制度PMF与脉动抑制信号BTPMFCMP进行乘法运算生成电压指令振幅指令信号即PMFM。再有，关于脉动抑制信号运算部71的构成会在后面叙述。 

电压指令运算部55，由信号PMFM和控制相位角θ，基于下式生成三相电压指令即U相电压指令Vu^*、V相电压指令Vv^*以及W相电压指令Vw^*。 

Vu*＝PMFM·sinθ            …(13) 

Vv*＝PMFM·sin(θ-(2·π/3))…(14) 

Vw*＝PMFM·sin(θ-(4·π/3))…(15) 

由电压指令运算部55生成的U相电压指令Vu^*、V相电压指令Vv^*、W相电压指令Vw^*，在比较器61～63与载波信号CAR进行大小比较，生成门信号U、V、W以及经过反相电路64～66的反相门信号X、Y、Z。 

对于载波信号CAR，通过作为脉冲模式切换部发挥作用的脉冲模式切换处理部60，经由选择开关59选择用选择开关59能够选择的信号中的一个，即用非同步多脉冲载波信号生成部57生成的非同步多脉冲(一般为1kHz左右)载波信号A、用同步三脉冲载波生成部58生成的同步三脉冲载波信号B或在同步单脉冲模式选择的零值C中的任一个。再有，非同步多脉冲载波信号A及同步三脉冲载波信号B，以0为中心取限于-1～1的值。 

脉冲模式切换处理部60，适应调制度PMF及控制相位角θ的值，切换选择开关59。具体地，选择开关59，在调制度PMF较低的区域(0.785以下)被切换到选择非同步多脉冲模式的非同步多脉冲载波信号A侧；在调制度PMF为0.785～未满1.0的区域被切换到选择同步脉冲模式的同步三脉冲载波信号B侧；如果调制度PMF达到约1.0(即使不正好为1.0而是0.99等也没有关系)时则被切换到零值C侧。通过这样的构成，在调制度PMF变成等于约1.0的时机，能够自动将脉冲模式切换到同步单脉冲模式，相反，如果调制度PMF变得小于约1.0，则能够自动将脉冲模式切换到同步三脉冲模式。就是说，变得能够较容易地使逆变器2的输出电压从最小过渡到最大。 

再有，在脉冲模式切换时，脉冲模式切换处理部60所参照的信号最好设为反映后述的脉动抑制信号BTPMFCMP之前的信号即调制度PMF。通过设为参照调制度PMF的构成，能够回避脉冲模式切换处理部60的脉冲模式切换动作变得不安定。 

在这里，同步三脉冲模式，是输出用非同步多脉冲模式所不能输出的、调制度PMF在0.785以上的电压所必需的脉冲模式。再有，如果在非同步多脉冲模式、同步五脉冲模式、同步九脉冲模式等中采用过调制的方法，则变得能够输出与同步三脉冲模式相当的电压。不过，在采用这种方法的情况下，调制度PMF及逆变器2的输出电压成为显著的非线性，所以产生对其进行补正的必要，有构成复杂化的缺点。 

再有，在上述中，将切换非同步多脉冲载波信号与同步三脉冲载波信号的调制度PMF的阈值设为0.785，但采用此外的阈值也没有关系。 

另外，如后述那样，与上述各电压指令进行比较的载波信号CAR构成为：至少有非同步多脉冲载波信号、同步载波信号，并且能够适应在脉冲模式控制部即脉冲模式切换处理部60选择的脉冲模式进行选择。 

再有，非同步多脉冲载波信号，是与逆变器输出频率FINV无关地决定的频率的载波信号，其频率为1000Hz左右。 

另外，同步三脉冲载波信号等同步载波信号，将载波信号的频率作为逆变器输出频率FINV的函数而决定，以使构成逆变器输出电压的脉冲数及其位置在逆变器输出电压的正侧半周期和负侧半周期相同。在本实施方式中，以作为同步载波信号仅使用同步三脉冲载波信号的示例进行说明，但是，此外的例如同步五脉冲载波信号等也没有关系，准备多个同步载波信号并适应需要进行切换也没有关系。 

不过，在已选择非同步多脉冲模式的状态下，如果逆变器输出频率FINV接近非同步多脉冲载波信号的频率，则包含于逆变器输出电压的半周期中的脉冲数变少。此外，非同步多脉冲载波信号的频率，是与逆变器输出频率FINV无关地决定的值。从而，如果以此状态驱动电动机6，则分别包含于逆变器输出电压的正的半周期和负的半周期的脉冲数或脉冲位置变得不平衡或随时间产生变动等，施加于电动机6的电压的正负对称性走形，在电动机6产生电流振荡或转矩脉动， 成为噪音或振动的原因。 

另一方面，如果设为采用同步载波信号，则分别包含于逆变器输出电压的正的半周期和负的半周期的脉冲数或脉冲位置相同，能够确保施加于电动机6的电压的正负对称性，所以能够防止在电动机6产生电流振荡或转矩脉动，变得能够稳定地驱动。 

再有，即使关于同步单脉冲模式，包含于逆变器输出电压半周期中的脉冲数也总是为1，不随时间变化而固定。从而，在逆变器输出电压的正的半周期和负的半周期脉冲数和脉冲位置会相同，能够确保施加于电动机6的电压的正负对称性，所以不会担心在电动机6产生电流振荡或转矩脉动。 

再有，也可以附加通过控制相位角θ对脉冲模式的切换时机进行微调整的构成，能得到能够抑制脉冲模式切换时的电动机电流的脉动的效果。 

接下来，就作为脉动抑制信号生成部发挥作用的脉动抑制信号运算部71的构成及动作，参照图4进行说明。图4是示出图3所示的脉动抑制信号运算部71的详细的构成例的图。 

在脉动抑制信号运算部71中，如图4所示，电容器电压EFC输入到带通滤波器(以下记为“BPF”)72。电容器电压EFC由BPF72滤波，生成信号EFCBP1。再有，BPF72设定为能够有效地抽取交流电源230的电源频率的2f成分。 

在加法器73，生成信号EFCBP2，该信号EFCBP2是上述所生成的信号EFCBP1与对电容器1的电压指令即电容器电压指令EFC^*的和。再有，电容器电压指令EFC^*，是整流器220将交流电源230的交流电压转换控制为直流电压(＝电容器电压EFC)时的电容器电压EFC的目标值，通常取1500V～3000V左右的值。 

再有，也可以代替电容器电压指令EFC^*，进行这样的构成：使电容器电压EFC通过LPF(未图示)，除去交流成分生成仅为直流成分的信号，将此信号通过加法器73与信号EFCBP1进行加法运算而 生成信号EFCBP2。 

电容器电压指令EFC^*及加法器73的输出即信号EFCBP2被输入到除法器74。在除法器74，电容器电压指令EFC^*除以信号EFCBP2，除法运算结果作为脉动抑制信号BTPMFCMP输出。 

再有，与信号EFCBP2同样地，也可以代替电容器电压指令EFC^*，进行这样的构成：使电容器电压EFC通过LPF(未图示)，除去交流成分生成仅为直流成分的信号，使此信号通过除法器74与信号EFCBP2进行除法运算而生成脉动抑制信号BTPMFCMP。 

这样做而得到的脉动抑制信号BTPMFCMP，表示含有电源2f成分的脉动成分的电容器电压EFCBP2对电容器电压EFC的直流成分的比率的倒数。 

图5是示出实施方式1中的脉动抑制信号运算部71的内部状态例的图。再有，图5作为一个示例而示出电容器电压EFC的中心值为3000V的情况。 

如图5所示，在电容器电压EFC中含有电源2f成分，同时含有由整流器220的开关动作而产生的频率高于电源2f成分的脉动部分(参照同图上层部分的波形)。 

信号EFCBP1，通过BPF72的作用除去脉动部分，成为仅含有电源2f成分的信号(参照同图中上层部分的波形)。 

信号EFCBP2，是在上述信号EFCBP1上加上电容器电压指令即EFC^*后的值，是作为变动部分仅含有电源2f成分的信号(参照同图中下层部分的波形)。 

而且，可知脉动抑制信号BTPMFCMP表示含有电源2f成分的脉动成分的电容器电压EFCBP2对电容器电压EFC的直流成分的比率的倒数(参照同图中下层部分的波形)。 

脉动抑制信号运算部71的输出即脉动抑制信号BTPMFCMP，输入到电压指令/PWM信号生成部50的乘法器70，与调制度PMF进行乘法运算(参照图3)。通过将脉动抑制信号BTPMFCMP乘以调制 度PMF，能够生成电压指令振幅指令信号PMFM，该电压指令振幅指令信号PMFM消除电容器电压EFC的电源2f成分的脉动成分。 

另外，如图3所示，基于电压指令振幅指令信号PMFM，生成对于逆变器2的输出电压指令。这样一来，变得能够以消除电源2f成分的方式来调整逆变器2输出的电压的脉冲宽度，从而在逆变器输出频率FINV与电源2f成分的频率接近的区域，能够克服交流电动机成为过电流或者发生过大的转矩脉动等问题。 

接下来，就电流指令调整部80的构成及动作，参照图6进行说明。图6是示出图1所示的电流指令调整部80的详细的构成例的图。 

电流指令调整部80，如图6所示，是具有基于逆变器输出频率FINV生成上述电流指令调整值dV的功能的构成部，具备下述部件而构成：调制度指令生成部85、减法器84、限幅器81以及放大器82(设增益K)。 

调制度指令生成部85，作为电压振幅目标指令生成部而工作，基于逆变器输出频率FINV生成电压振幅目标指令即调制度指令PMF^*。减法器84，输出从调制度指令PMF^*减去调制度PMF后的值。限幅器81，以减法器84的输出为输入信号，输入信号的符号为正的情况下使输出为零，输入信号的符号为负的情况下将输入信号原样输出。放大器82(设增益K)，对限幅器81的输出信号进行放大，放大后的信号作为电流指令调整值dV输出。再有，此电流指令调整值dV如下式表示。 

dV＝LIM(PMF*-PMF)·K…(16) 

这里，LIM()表示将()内的值的上下限分别按照上述方法进行限制的函数。 

接下来，就调制度指令生成部85的构成及动作，参照图7进行说明。图7是扩大示出图6所示的调制度指令生成部85的图。 

如上述，调制度指令生成部85，基于输入的逆变器输出频率FINV生成调制度指令PMF^*。这里，如图7所示，调制度指令PMF^*，在 逆变器输出频率FINV为120Hz左右(120Hz±30Hz)的区域设定为例如0.95，在此外的区域设定成为1.0。 

通过如此构成，在逆变器输出频率FINV处于120Hz左右(120Hz±30Hz)的区域的情况下，能够以调制度PMF为0.95的方式生成并控制电流指令调整值dV。 

再有，在上述中作为将调制度PMF设定为0.95的区域，以逆变器输出频率FINV的120Hz左右(120Hz±30Hz)进行了说明，但这是以交流电源230的频率是60Hz的情况为一例的情况。120Hz，是由于与60Hz的2f成分相当。另一方面，在交流电源230的频率为50Hz  的情况下，2f成分变为100Hz，所以，将调制度PMF设定为0.95的区域变成逆变器输出频率FINV的100Hz左右(100Hz±30Hz)。 

根据这些基于图6、图7的构成，在调制度PMF超过既定的调制度指令PMF^*的时候，向限幅器81的输入变成零以下，能够产生负的电流指令调整值dV，所以能够进行使逆变器2的输出电压与用调制度指令PMF^*设定的值一致的削弱磁通量控制。 

就是说，电压指令，在对于逆变器2的最大输出电压有余量的情况下，不输出电流指令调整值dV，而在调制度PMF超过调制度指令PMF^*的时候(电压指令超过用调制度指令PMF^*设定的最大电压的时候)，在限幅器81的输出中产生负值，输出电流指令调整值dV，所以不会流动无用的d轴电流id，能够使电动机6的电流最小化。 

图8是说明实施方式1中的逆变器输出频率FINV与调制度PMF、脉冲模式的过渡以及选择开关59(参照图3)的动作的过渡的关系的图，作为一个示例示出电气车辆从停止状态开始动力加速的情况。 

如图8所示，在电气车辆低速时即逆变器输出频率FINV较低时，调制度PMF较小，脉冲模式为非同步多脉冲模式，选择开关59选择A。另一方面，电气车辆的速度增加，如果调制度PMF变为0.785以上，则在非同步多脉冲模式逆变器2的输出电压会饱和，所以，将选择开关59切换到B，将脉冲模式设为同步三脉冲模式。进而，电气车 辆的速度增加，如果调制度PMF到达1.0，则将选择开关59切换到C，将脉冲模式切换到同步单脉冲模式。 

再有，有关电气车辆进行再生制动而减速的情况并未图示，但按照与上述相反的顺序，脉冲模式从同步单脉冲模式向同步三脉冲模式、非同步多脉冲模式过渡，选择开关59按C、B、A的顺序进行切换。 

接下来，就本实施方式所涉及的电动机驱动用功率转换装置具有的效果，联系上述各构成要素的控制动作进行说明。 

图9是示出本发明实施方式1和现有例中的永磁体同步电动机的一般的控制特性的图。这里，图9所示的控制特性，是关于设计为电气车辆用的永磁体同步电动机的控制特性，假定最大输出转矩为1500Nm，对逆变器的输入电压EFC为3000V。再有，即使是以此外的参数运转的永磁体同步电动机，呈现类似的特性这一点也不会改变。 

在图9中，横轴表示d轴电流id，纵轴表示q轴电流iq。从图中右上向左下存在多条的曲线(实线)为转矩固定曲线，是示出在图左端记载的各个转矩T上的d轴电流id和q轴电流iq的关系(电流矢量的关系)的曲线。另外，从图中左上向右下的曲线(虚线)，为表示最小电流条件的曲线，是在输出某转矩T时电动机电流变为最小的曲线。换言之，是示出能够进行以最小电流产生最大转矩的、所谓最大转矩/电流控制的条件的曲线。 

如果将电流矢量控制于上述表示最小电流条件的曲线与转矩固定曲线的交点，则能够以最小的电流得到该转矩T。通过如此控制，能够使要得到某转矩T时的电动机6的铜损、逆变器损失最小，具有能够小型轻量地构成电动机6、逆变器2这一优点。例如，在想要输出1000Nm的转矩T的情况下，如果在逆变器2进行电流控制以成为d轴电流id＝-125A附近、q轴电流iq＝225A附近(图示P1点)，则能够以最小电流产生1000Nm。 

另外，图中描绘为山形的曲线(点划线)为感应电压固定曲线即电压限制曲线，是示出在某逆变器输出频率FINV、电动机6的端子电压变为最大的d轴电流id和q轴电流iq的关系(电流矢量的关系)的曲线。再有，在图中，示出在将逆变器2的输入电压EFC设为3000V的条件下，将逆变器输出频率FINV取为参数，在五种情况(60Hz、90Hz、120Hz、150Hz、180Hz)下的电压限制曲线。 

理论上能够选择的d轴电流id和q轴电流iq的组合(电流矢量)，在此电压限制曲线的内侧(曲线的下侧)。通过存在于电压限制曲线线上的电流矢量使电动机6运转的情况下，电动机6的线间电压变为最大(即，逆变器2的调制度PMF为1.0而输出最大电压的状态)，此时能够输出的转矩T成为位于电压限制曲线与转矩固定曲线的交点的转矩T。 

通过存在于电压限制曲线的内侧(下侧)的电流矢量使电动机6运转的情况下，电动机6的线间电压取零以上且未满最大值的值(即，逆变器2的调制度PMF未满1.0)。 

再有，存在于电压限制曲线的外侧(曲线的上侧)的电流矢量，成为超过逆变器2的最大输出电压的区域，所以无法选择。 

从图9所示五种情况的逆变器输出频率FINV(60Hz、90Hz、120Hz、150Hz、180Hz)的电压限制曲线能够理解：随着电动机6的速度增加而逆变器输出频率FINV变大，电压限制曲线移动到图的下方侧，能够选择的电流矢量受到限制，能够输出的转矩T的最大值变小。此外，随着逆变器输出频率FINV变大，在表示最小电流条件的曲线上能够产生的转矩T也变小。 

如果电容器电压EFC升高，则相同逆变器输出频率FINV的电压限制曲线移动到图中的上方侧；如果电容器电压EFC降低，则相同逆变器输出频率FINV的电压限制曲线移动到图中的下方侧。 

例如，逆变器输出频率FINV为60Hz的情况下，在最大转矩1500Nm满足最小电流条件的工作点(d轴电流id＝-175A附近、q 轴电流iq＝295A附近，图中A点)成为在下方侧从电压限制曲线充分远离的点。 

另一方面，逆变器输出频率FINV为150Hz的情况下，能够产生的最大转矩为在电压限制曲线上的d轴电流id＝-245A附近、q轴电流iq＝200A附近的约1200Nm(图中P2点)，而以最小电流条件能够产生的最大转矩，成为同样在电压限制曲线上的d轴电流id＝-120A附近、q轴电流iq＝210A附近的930Nm左右(图中P3点)。再有，930Nm～1200Nm区间是这样的区域：以最小电流条件来运转是不可能的，而通过进行使d轴电流id负向增加的削弱磁通量控制来运转是可能的。 

但是，越深入实施削弱磁通量控制(越使d轴电流id负向增大)，由d轴电流id和q轴电流iq构成的电流矢量越变大，电动机6的电流越增加。 

就是说，为使电动机6的铜损、逆变器2的损失最小，最好这样控制逆变器2：尽量在最小电流条件曲线上选择电流矢量(d轴电流id和q轴电流iq的组合)而使电动机6产生所希望的转矩。此外，在伴随电动机6的旋转速度的增加而逆变器输出频率FINV增加的情况下，如果受电压限制曲线的制约而成为无法在最小电流条件曲线上输出所希望的转矩的区域，则一般使d轴电流id负向增加而进行削弱磁通量控制。 

再有，除至此所述的在最小电流条件上的控制(最大转矩/电流控制)之外，还能够应用最大效率控制，即，在包含电动机6的铁损的电动机6的损失成为最小的最大效率曲线(未图示)上控制电流矢量来运转电动机6。 

接下来，就本发明的特征部分的动作进行说明，即说明在进行向同步单脉冲模式的切换控制的区域周边(即调制度PMF取接近1.0的值的区域)，或者在以同步单脉冲模式运转中逆变器输出频率FINV接近电源2f成分的情况下的动作。 

在这里，首先通过说明现有例中的控制动作来使课题的详细部分明确化，此后，就本发明实施方式1中的课题解决手段，参照图14进行说明。图14是说明现有例中的动作状态的图，MPM、3PM、1PM分别表示非同步多脉冲模式、同步三脉冲模式及同步单脉冲模式，示出从电动机6处于停止的状态启动并动力加速电动机6的情况下的控制例。再有，图14中的动作点A、B、C1、D、E分别与图9中所示动作点A、B、C1、D、E对应。 

在图14中，首先，在时刻零启动逆变器2，将转矩T的指令设为1500Nm对电动机6施加电压并开始加速。此时，调制度PMF从零开始与逆变器输出频率FINV成比例而逐渐增加。这里，从时刻零开始到调制度PMF达到0.785，逆变器2的脉冲模式选择非同步多脉冲模式，转矩T成为1500Nm固定，所以，电动机6呈直线状加速，逆变器输出频率FINV呈直线状逐渐增加。 

在调制度达到0.785的时候将脉冲模式切换到同步三脉冲模式。在A点与B点之间，调制度PMF达到最大即1.0，所以，脉冲模式从同步三脉冲模式切换到同步单脉冲模式。此外，在A点(逆变器输出频率FINV＝60Hz)与B点(逆变器输出频率FINV＝90Hz)之间，使转矩T的指令从1500Nm开始与逆变器输出频率FINV成反比而减少。调制度PMF达到1.0之后，随逆变器输出频率FINV增加而生成的电流指令调整量dV在负侧变大，由此，通过d轴电流指令id^*负向变大而进行削弱磁通量控制。由此，d轴电流指令id^*得到调整，以使调制度PMF与调制度指令PMF^*(＝1.0)一致。 

以上说明的控制状态中的电流矢量的轨迹用图9说明。在图9中，如前述，由于动作点A位于电压限制曲线的下侧并远离电压限制曲线，所以调制度PMF未满1.0，逆变器2的输出电压成为小于能够输出的最大电压的值。 

在动作点B，转矩T的指令为1400Nm，电流矢量被控制于d轴电流指令id^*＝-170A左右、q轴电流指令iq^*＝277A左右的点。此外，在此动作点B，电流矢量也维持在FINV＝90Hz的电压限制曲线 上，以成为调制度PMF＝1.0的方式，生成电流指令调整量dV并进行控制。 

在动作点C1，转矩T的指令为1200Nm，电流矢量被控制于d轴电流指令id^*＝-163A左右、q轴电流指令iq^*＝243A左右的点。此外，在此动作点C1，电流矢量也维持在FINV＝120Hz的电压限制曲线上，以成为调制度PMF＝1.0的方式，生成电流指令调整量dV并进行控制。 

在动作点D，转矩T的指令为1100Nm，电流矢量被控制于d轴电流指令id^*＝-177A左右、q轴电流指令iq^*＝220A左右的点。此外，在此动作点D，电流矢量也维持在FINV＝150Hz的电压限制曲线上，以成为调制度PMF＝1.0的方式，生成电流指令调整量dV并进行控制。 

在动作点E，转矩T的指令为1000Nm，电流矢量被控制于d轴电流指令id^*＝-180A左右、q轴电流指令iq^*＝195A左右的点。此外，在此动作点E，电流矢量也维持在FINV＝180Hz的电压限制曲线上，以成为调制度PMF＝1.0的方式，生成电流指令调整量dV并进行控制。 

这样，在现有的控制例中，按动作点A→B→C1→D→E控制动作点逐渐过渡。此外，在调制度PMF达到1.0之后，以边输出转矩T边将逆变器2的输出电压维持在能够输出的最大值(维持调制度PMF＝1.0)的方式，生成电流指令调整量dV，通过包含电流指令调整量dV的d轴电流指令id^*进行削弱磁通量控制。 

通过上述控制，在现有的控制例中，调制度达到1.0后为将调制度PMF维持在1.0并将向交流电动机的施加电压维持在最大的原状，逆变器电路的开关状态成为选择同步单脉冲模式。在以此同步单脉冲模式的动作区域，如前述，无法调整脉冲宽度，特别是在逆变器输出频率FINV接近电源2f成分的区域，会无法进行消除电源2f成分的控制，所以，会产生交流电动机成为过电流，或者产生过大的转矩脉 动等问题点(课题)。 

接下来，就克服上述课题的实施方式1中的控制动作，参照图10进行说明。图10是说明本发明实施方式1中的控制状态的图，示出从电动机6处于停止的状态启动电动机6并动力加速的情况下的控制例。再有，图10中的动作点A、B、C、D、E分别与图9中所示的动作点A、B、C、D、E对应。 

在图10中，首先，在时刻零启动逆变器2，将转矩T的指令设为1500Nm向电动机6施加电压并开始加速。调制度PMF从零开始与逆变器输出频率FINV成比例而逐渐增加。从时刻零开始到调制度PMF达到0.785，逆变器2的脉冲模式选择非同步多脉冲模式，转矩T成为1500Nm固定，所以，电动机6呈直线状加速，逆变器输出频率FINV呈直线状逐渐增加。 

在调制度达到0.785的时候将脉冲模式切换到同步三脉冲模式。在A点与B点之间，调制度PMF达到最大即1.0，所以，脉冲模式从同步三脉冲模式切换到同步单脉冲模式。此外，在A点(逆变器输出频率FINV＝60Hz)与B点(逆变器输出频率FINV＝90Hz)之间，使转矩T的指令从1500Nm开始与逆变器输出频率FINV成反比而减少。调制度PMF达到1.0后，随逆变器输出频率FINV增加而生成的电流指令调整量dV在负向变大，由此，通过d轴电流指令id^*负向变大而进行削弱磁通量控制。由此，d轴电流指令id^*得到调整，以使调制度PMF与调制度指令PMF^*(＝1.0)一致。截止到这里的控制动作与现有例相同。 

另一方面，从动作点B到动作点D之间，为逆变器输出频率FINV与电源2f成分接近的区域。动作点C，为逆变器输出频率FINV成为120Hz的动作点，是交流电源230的频率为60Hz时的电源2f成分的频率与逆变器输出频率FINV恰好一致的点。 

因此在本实施方式中，在成为逆变器输出频率FINV与电源2f频率接近或者一致的范围的、从动作点B到动作点D的范围，使调制度 指令PMF^*从1.0减少到0.95。伴随此控制，产生调制度PMF与调制度指令PMF^*的偏差，所以进行这样的操作：基于此偏差生成电流指令调整量dV，基于电流指令调整量dV而生成的d轴电流指令id^*在负方向变得更大。由此，d轴电流指令id^*和q轴电流指令iq^*，作为这样的电流矢量而生成：在适应转矩T的指令的固定转矩曲线上并且位于FINV＝120Hz附近的电压限制曲线的内侧(下侧)。根据如此设定而生成的d轴电流指令id^*和q轴电流指令iq^*，对电动机6的削弱磁通量控制变得比较深入，电动机6的感应电压进一步降低，所以调制度PMF也降低，调制度PMF控制为与调制度指令PMF^*一致。 

在此区域，在本实施方式的电动机驱动用功率转换装置中，使调制度PMF比通常还低，故将脉冲模式切换到同步脉冲模式的同步三脉冲模式。因此，变得能够根据脉动抑制信号运算部71的输出即脉动抑制信号BTPMFCMP，对逆变器2输出的输出电压的脉冲宽度进行调整，变得能够进行消除电源2f成分的控制。通过此控制，能够克服交流电动机成为过电流，或者产生过大的转矩脉动等问题点。 

另外，由于作为脉冲模式选择同步脉冲模式的同步三脉冲模式，所以分别包含于逆变器2的输出电压的正的半周期与负的半周期的脉冲数或脉冲位置相同，能够确保施加于电动机6的电压的正负对称性，所以，能够防止在电动机6产生电流振荡或转矩脉动，并且能够回避由电流振荡或转矩脉动引起的噪音或振动的发生，电动机6的稳定驱动成为可能。再有，动作点D以后，与前面说明的现有例的情况相同。 

如此，在本实施方式的控制中，按动作点A→B→C→D→E的顺序动作点逐渐过渡。再有，在动作点A、B、C、D、E的转矩T的指令，分别为1500Nm、1400Nm、1200Nm、1100Nm、1000Nm，与现有例的动作点A、B、C1、D、E的情况相同。就是说，在本实施方式中，在进行消除电源2f成分的控制期间，包括动作点C，不对转矩T的输出特性带来影响。 

另一方面，现有例的动作点C1和本实施方式的动作点C，位于 对应既定的转矩指令值的相同转矩固定曲线上(1200Nm)，所以电动机6输出的转矩在两者成为相同。就是说，在本实施方式中，边将电动机6的输出转矩维持为相同边降低电动机6的感应电压，降低逆变器2的输出电压，故能够将调制度PMF减小至例如0.95，通过使调制度PMF比通常还低，并且将脉冲模式切换到同步脉冲模式的同步三脉冲模式，所以，变得能够根据脉动抑制信号运算部71的输出，对逆变器2输出的电压的脉冲宽度进行调整，变得能够进行消除电源2f成分的控制。由此，能够克服交流电动机成为过电流，或者产生过大的转矩脉动等现有的问题点。 

另外，设为生成使调制度PMF与调制度指令PMF^*一致的电流指令(d轴电流指令id^*、q轴电流指令iq^*)的构成，所以，通过边将电动机6的输出转矩维持为既定值边降低电动机6的感应电压，降低逆变器2的输出电压，能够将调制度PMF减小至例如0.95。 

再有，在以上的说明中，以使电动机6从停止状态开始动力加速的情况为例进行说明，但是，即使关于在高速旋转中使电动机6再生运转而停止的情况，也能够应用本实施方式所示的构成。 

实施方式2 

在实施方式1中，就这样的构成进行了公开：通过合适地控制电流指令调整量，所述电流指令调整量用于调整对于电动机驱动用功率转换装置的电流指令，或者合适地控制脉冲模式的切换，从而，能够调整逆变器2输出的电压的脉冲宽度，能够有效地进行消除包含于逆变器2的输出电压的电源2f成分的控制。在实施方式2中，进而就这样的构成进行公开：通过合适地生成用于控制整流器220的整流器电压指令，能够有效地减小流经电动机6的电流。 

图11是示出本发明实施方式2中的电动机驱动用功率转换装置的构成例的图，示出图1所示的电动机驱动用功率转换装置的构成中的第一功率转换部即整流器220的更详细的构成。再有，关于图11的构成中的与图1相同的构成部，已经进行了说明，所以，这里进行以与 实施方式2关联的构成部为中心的说明。 

如图11所示，成为这样的构成，即对第一控制部200输入第二控制部100生成的调制度PMF、逆变器输出频率FINV、电压检测器8检测出的电容器电压EFC、电流检测器214检测出的输入电流IS。此第一控制部200，是具有控制整流器220的输出电压(直流电压)的功能的构成部，具备直流电压指令生成部210及直流电压控制部280而构成。 

直流电压指令生成部210，生成是电容器电压的目标值也是电容器电压指令EFC^*的直流电压指令EFC^*。电压控制部211，输入直流电压指令EFC^*和电容器电压EFC，基于两者的偏差生成输出电流指令IS^*。电流控制部212，输入电流指令IS^*和电流检测器214检测出的输入电流IS，基于两者的偏差生成整流器电压指令VC^*。PWM信号生成部213，输入整流器电压指令VC^*，生成向整流器220的开关元件(未图示)的导通截止信号(PWM信号)CG，该PWM信号CG使整流器220的输入侧(交流电源侧)的电压与整流器电压指令VC^*一致。 

通过如上述构成的电压控制部211、电流控制部212及PWM信号生成部213的功能，直流电压控制部280用直流电压指令EFC^*、电容器电压EFC及输入电流IS，生成PWM信号CG并输出到整流器220。 

接下来，就直流电压指令生成部210的详细的构成及动作，参照图12进行说明。图12是示出图11所示的实施方式2中的直流电压指令生成部210的第一构成例的图。 

如图12所示，第一构成例的直流电压指令生成部210具备直流电压指令表240。直流电压指令表240，基于逆变器输出频率FINV生成并输出直流电压指令EFC^*。 

这里，逆变器输出频率FINV不在电源2f成分的频率附近的情况下，直流电压指令表240，作为直流电压指令EFC^*输出通常时的电压。 另一方面，逆变器输出频率FINV在电源2f成分的频率附近的情况下，直流电压指令表240，作为直流电压指令EFC^*输出高于通常时的电压的电压指令。 

例如，交流电源频率为60Hz的情况下，直流电压指令表240，在逆变器输出频率FINV不在以电源2f成分的频率即120Hz为中心的90Hz～150Hz左右的范围的情况下，作为直流电压指令EFC^*输出例如3000V，而逆变器输出频率FINV在90Hz～150Hz左右的范围的情况下，作为直流电压指令EFC^*，输出比通常时增加5～10％左右的例如3300V。 

通过如此构成，在逆变器输出频率FINV处于电源2f成分的频率的附近区域的、例如90Hz～150Hz的区域的情况下，能够将电容器电压EFC控制得较高，相应地变得能够提高逆变器2能够输出的最大电压。通过此控制，能够减少必要的削弱磁通量。其结果，电流指令调整量dV也能够减少，能够减小d轴电流指令id^*的大小。从而，与未应用实施方式2所涉及的第一控制部200的构成的情况相比，变得能够减小电动机6的电流。 

再有，直流电压指令生成部210，并不限定于图12的构成，例如也可以构成为如图13。再有，图13是示出图11所示的实施方式2中的直流电压指令生成部210的第二构成例的图。 

图13所示的直流电压指令生成部210，作为基于逆变器输出频率FINV及调制度(电压振幅指标)PMF的目标值即调制度指令PMF^*而生成直流电压指令EFC^*的构成部，具备调制度指令表250、减法器251、限幅器252、比例积分器253及加法器254而构成。 

调制度指令表250，基于输入的逆变器输出频率FINV，生成调制度指令PMF^*。减法器251，输入调制度PMF及调制度指令PMF^*，生成从调制度PMF减去调制度指令PMF^*后的偏差信号并输出到限幅器252。限幅器252，输入信号的符号为正时将输入信号原样输出，输入信号的符号为负时则与输入信号的值无关地将输出置零。比例积 分器253，输出对限幅器252的输出进行比例积分计算所得到的值。加法器254，对比例积分器253的输出和基本直流电压指令EFC0^*(例如，3000V)进行加法计算，将加法计算所得信号作为直流电压指令EFC^*输出。 

例如，交流电源频率为60Hz时，调制度指令表250，在逆变器输出频率FINV不在以电源2f成分的频率即120Hz为中心的90Hz～150Hz左右的范围的情况下，作为调制度指令PMF^*输出例如1.0。另一方面，逆变器输出频率FINV在90Hz～150Hz左右的范围的情况下，作为调制度指令PMF^*输出例如0.95。 

通过如此构成，在逆变器输出频率FINV处于例如90Hz～150Hz的区域的情况下，能够提高电容器电压EFC以使逆变器2的调制度PMF变成例如0.95，相应地变得能够提高逆变器2能够输出的最大电压。通过此控制，能够减少必要的削弱磁通量。其结果，电流指令调整量dV也能够减少，能够减小d轴电流指令id^*的大小。从而，与未应用实施方式2所涉及的第一控制部200的构成的情况相比，变得能够减小电动机6的电流。 

依据以上所示的实施方式1的构成，在逆变器输出频率FINV与电源2f成分频率接近的区域，通过边将电动机6的输出转矩维持在既定的指令值边降低电动机6的感应电压，降低逆变器2的输出电压，能够将调制度PMF减小至例如0.95。由此，脉冲模式切换到同步脉冲模式的同步三脉冲模式，所以，变得能够根据脉动抑制信号运算部71的输出即脉动抑制信号BTPMFCMP来调整逆变器2输出的电压的脉冲宽度，变得能够进行消除电源2f成分的控制。由此，能够克服交流电动机成为过电流或者发生过大的转矩脉动等问题。 

另外，依据实施方式1的构成，由于设为生成使调制度PMF与调制度指令PMF^*一致的电流指令(d轴电流指令id^*、q轴电流指令iq^*)的构成，所以，通过边将电动机6的输出转矩维持为既定的指令值边降低电动机6的感应电压，降低逆变器2的输出电压，能够将调 制度PMF减小至例如0.95。 

另外，依据实施方式1的构成，由于作为脉冲模式选择同步脉冲模式的同步三脉冲模式，所以分别包含于逆变器2的输出电压的正的半周期与负的半周期的脉冲数或脉冲位置相同，能够确保施加于电动机6的电压的正负对称性，所以，能够防止在电动机6产生电流振荡或转矩脉动，并且能够回避起因于电流振荡或转矩脉动的噪音或振动的发生，电动机6的稳定驱动成为可能。 

进而，依据实施方式2的构成，与未应用实施方式2的实施方式1的构成相比，减小电动机6的电流的效果较大。此外，由于能够进一步减小电动机6的电流，变得能够进一步减小逆变器2或电动机6的损失。 

再有，在以上的实施方式中的说明中，以控制永磁体同步电动机的电动机驱动用功率转换装置为对象进行了说明，但对驱动控制其他种类电动机的电动机驱动用功率转换装置应用上述控制方法也没有关系。 

另外，上述实施方式所示的构成是本发明内容的一个示例，当然也可以与别的公知的技术组合，或者在不脱离本发明的要旨的范围内，还能够省略一部分等进行变化而构成。 

进而，在本说明书中，以面向电气车辆用的电动机驱动用功率转换装置的应用为中心进行了说明，但是，当然适用领域并不限定于此，而能够应用于其他产业领域。 

产业上的可利用性 

如上，本发明所涉及的电动机驱动用功率转换装置，作为抑制交流电动机中的过电流或过大的转矩脉动的发生，并且能够对电源2f成分进行消除控制的发明，很有用处。 

Claims (1)

1.一种电动机驱动用功率转换装置，其特征在于：

具有如下部件而成：第一功率转换部，连接到交流电源，将来自所述交流电源的交流电压转换为直流电压；第二功率转换部，连接到所述第一功率转换部，将直流电压转换为交流电压并向交流电动机输出；第一控制部，控制所述第一功率转换部；以及第二控制部，控制所述第二功率转换部，

所述第二控制部，具有：

电流指令生成部，基于至少转矩指令，生成所述交流电动机的电流指令；

电压振幅指标运算部，基于所述电流指令运算应向所述交流电动机施加的电压振幅指标；

脉冲模式切换处理部，基于至少所述电压振幅指标，切换所述第二功率转换部的输出电压半周期中的脉冲数；

电流指令调整部，基于至少所述电压振幅指标和所述交流电动机的频率，生成用于调整所述电流指令的电流指令调整量；以及

脉动抑制信号运算部，基于所述直流电压运算脉动抑制信号，

所述脉冲模式切换处理部，构成为能够选择所述第二功率转换部的输出电压半周期中的脉冲数为1的同步单脉冲模式或该输出电压半周期中的脉冲数为大于1的同步脉冲模式，

所述电流指令调整部，在所述交流电动机的频率移动到以交流电源频率的二倍的频率为中心的既定的范围时，生成以所述脉冲模式切换处理部所选择的脉冲模式成为所述同步脉冲模式的方式调整后的电流指令调整量，

基于控制信号生成并输出向所述第二功率转换部的PWM信号，所述控制信号包含根据所述电流指令调整量调整后的所述电流指令和所述脉动抑制信号。

2．如权利要求1所述的电动机驱动用功率转换装置，其特征在于，

所述第二控制部，在所述交流电动机的频率存在于所述既定的范围的情况下，将所述第二功率转换部输出的电压控制为既定值，该既定值低于对应所述直流电压而能够输出的最大电压。

3．如权利要求2所述的电动机驱动用功率转换装置，其特征在于，

所述第二控制部，在通过所述电流指令生成部和所述电流指令调整部，进行使所述交流电动机输出的转矩与所述转矩指令一致的控制时，选择基于所述转矩指令的转矩固定曲线上且电压限制曲线的内侧的电流指令。

4．如权利要求1所述的电动机驱动用功率转换装置，其特征在于，

所述电流指令调整部具有电压振幅目标指令生成部而成，所述电压振幅目标指令生成部基于所述交流电动机的频率生成表示所述电压振幅指标的目标值的电压振幅目标指令。

5．如权利要求4所述的电动机驱动用功率转换装置，其特征在于，

所述电流指令调整部，基于所述电压振幅目标指令与所述电压振幅指标的偏差，生成所述电流指令调整量。

6．如权利要求4所述的电动机驱动用功率转换装置，其特征在于，

所述电压振幅目标指令生成部，在所述交流电动机的频率存在于所述既定的范围的情况下，生成所述电压振幅目标指令，该电压振幅目标指令使所述第二功率转换部的输出电压成为既定值，该既定值低于对应所述直流电压而能够输出的最大电压。

7．如权利要求1所述的电动机驱动用功率转换装置，其特征在于：所述电流指令生成部，

由所述转矩指令生成所述交流电动机的磁通量成分电流即第一d轴电流指令，根据所述电流指令调整量调整所述第一d轴电流指令而生成第二d轴电流指令，基于所述转矩指令和所述第二d轴电流指令生成转矩成分电流即第一q轴电流指令；

所述电压振幅指标运算部，

基于所述第二d轴电流指令和所述第一q轴电流指令，运算所述电压振幅指标。

8．如权利要求1所述的电动机驱动用功率转换装置，其特征在于，

所述第二控制部，具有：

脉冲模式切换部，切换所述第二功率转换部的脉冲模式；以及

脉冲模式选择部，通过所述脉冲模式切换部的控制来选择多个脉冲模式中的一个，该多个脉冲模式至少包含与所述交流电动机的频率非同步地生成所述PWM信号的非同步脉冲模式，以及与所述交流电动机的频率同步生成所述PWM信号的同步脉冲模式，

在所述交流电动机的频率存在于以所述交流电源的频率二倍的频率为中心的既定的范围的情况下，作为所述脉冲模式选择所述同步脉冲模式。

9．如权利要求1所述的电动机驱动用功率转换装置，其特征在于，

所述第二控制部，具有：

脉冲模式切换部，切换所述第二功率转换部的脉冲模式；以及

脉冲模式选择部，通过所述脉冲模式切换部的控制来选择多个脉冲模式中的一个，该多个脉冲模式至少包含与所述交流电动机的频率非同步地生成所述PWM信号的非同步脉冲模式，以及与所述交流电动机的频率同步生成所生成的电压半周期的脉冲数为三的所述PWM信号的同步三脉冲模式，

在所述交流电动机的频率存在于以所述交流电源的频率二倍的频率为中心的既定的范围的情况下，作为所述脉冲模式选择所述同步三脉冲模式。

10．如权利要求8或9所述的电动机驱动用功率转换装置，其特征在于，

所述脉冲模式选择部，基于至少不含有所述脉动抑制信号的所述电压振幅指标，选择所述脉冲模式。

11．如权利要求2或6所述的电动机驱动用功率转换装置，其特征在于，

所述既定值，为所述第二功率转换部的输出电压在所述直流电压下能够输出的最大电压的90%以上且未满100%的值。

12．一种电动机驱动用功率转换装置，其特征在于：

具有如下部件而成：第一功率转换部，连接到交流电源，将来自所述交流电源的交流电压转换为直流电压；第二功率转换部，连接到所述第一功率转换部，将直流电压转换为交流电压并向交流电动机输出；第一控制部，控制所述第一功率转换部；以及第二控制部，控制所述第二功率转换部，

所述第二控制部，具有如下部件而成：

电流指令生成部，基于至少转矩指令，生成所述交流电动机的电流指令；

电压振幅指标运算部，基于所述电流指令运算应向所述交流电动机施加的电压振幅指标；

脉冲模式切换处理部，基于至少所述电压振幅指标，切换所述第二功率转换部的输出电压半周期中的脉冲数；以及

脉动抑制信号运算部，基于所述直流电压运算脉动抑制信号，

所述第一控制部，具有如下部件而成：

直流电压指令生成部，生成所述直流电压的目标值即直流电压指令；以及

电压控制部，生成控制信号以使所述直流电压与所述直流电压指令一致，

所述脉冲模式切换处理部，构成为能够选择所述第二功率转换部的输出电压半周期中的脉冲数为1的同步单脉冲模式或该输出电压半周期中的脉冲数大于1的同步脉冲模式，

所述交流电动机的频率存在于以所述交流电源频率的二倍的频率为中心的既定的范围的情况中的所述直流电压指令，生成为比所述交流电动机的频率未存在于该既定的范围的情况还大，

基于包括所述电流指令和所述脉动抑制信号的控制信息，生成并输出向所述第二功率转换部的PWM信号。

13．如权利要求12所述的电动机驱动用功率转换装置，其特征在于，

所述直流电压指令生成部，基于所述交流电动机的频率生成所述直流电压指令。

14．如权利要求12所述的电动机驱动用功率转换装置，其特征在于，

所述直流电压指令生成部，基于所述交流电动机的频率和所述电压振幅指标生成所述直流电压指令。

15．如权利要求12所述的电动机驱动用功率转换装置，其特征在于，

所述直流电压指令生成部，基于所述交流电动机的频率生成所述电压振幅指标的目标值，基于所述电压振幅指标的目标值和所述电压振幅指标生成所述直流电压指令。

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