CN102192784B - 干涉仪阶梯扫描系统和方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及干涉仪阶梯扫描系统和方法。在一些实施例中，阶梯扫描红外(IR)光谱仪干涉仪中的路径长度差(延迟)被在AC伺服机构(伺服)控制下保持阶梯变化之后的第一时间段，并且在DC伺服控制下保持第一时间段之后的第二时间段。在DC伺服控制时间段期间和/或之后获取数据。特别是在诸如高速时间分辨光谱仪(TSR)的快速时间缩放应用中，在数据获取之前停止AC伺服控制允许限制否则可能影响感兴趣的信号的抖动频率噪声。反射镜位置控制电路控制反射镜位置的步进以及将反射镜伺服控制从AC转换到DC。

Description

干涉仪阶梯扫描系统和方法

技术领域

本发明涉及干涉仪，并且具体涉及用于控制阶梯扫描光谱仪干涉仪中的光路差的伺服控制系统和方法。

背景技术

傅里叶变换光谱仪通常包括用来产生单色基准光束(例如，激光束)的经反射的部分之间的干涉以及所关注的宽带红外光束的经反射的部分之间的干涉的干涉仪。干涉仪可以包括一个或多个可移动的反射镜，该反射镜的位置被用来控制经过干涉仪的光学路径长度。在快速扫描中，随着获取数据，干涉光束各部分之间的路径长度差(延迟)以恒定速度在所关注的区间之上增加。在阶梯扫描过程中，延迟以阶梯方式变化，并且在每个阶梯处获取数据。可以通过移动一个或多个光学元件(诸如反射镜)来改变延迟。

阶梯扫描干涉仪可以使用抖动(dither)来在可以线性移动的反射镜与固定到致动器(诸如压电致动器(PZT))的反射镜之间的路程差中产生小的周期性变化。这种抖动对于单色基准光束和宽带红外光束进行调制。单色光束可以被用作基准，来对两个反射镜之间的平均路程差进行精确地伺服控制。在一种方法中，经调制的单色光束被从干涉仪引导向探测器，其中探测器的输出受到AC(交流)耦合。以抖动的两倍频率工作的解调器被用来检测抖动信号的二次谐波，并且被用作伺服的误差输入，其中伺服的误差输入将移动反射镜与固定反射镜之间的时间平均路程差调整到单色光的过零点(zerocrossing)。抖动和AC耦合的应用减少了系统特性对于由单色光源强度、分束器效率和探测器灵敏度的时间变化而引起的漂移的相关性。

通常使用的干涉仪可能在一些IR光谱应用(例如时间分辨光谱学(TRS))中工作不理想。

发明内容

根据一个方面，一种方法包括：使得阶梯扫描干涉仪中的光学路径长度差从第一值步进到第二值；使得干涉仪反射镜在AC伺服控制下抖动持续第一时间区间，以使得在第二阶梯值处的路径长度差稳定；对于接着第一时间区间的第二时间区间，将反射镜不能在AC伺服控制下的抖动禁用，并且使得能够进行干涉仪反射镜位置DC伺服控制；以及在将反射镜在AC伺服控制下的抖动禁用的时间，执行干涉仪采样数据收集。

根据另一个方面，一种设备包括至少一个致动器，其被构造为使得阶梯扫描干涉仪中的光学路径长度差从第一值步进到第二值；以及连接到该至少一个致动器的系统控制器。该系统控制器被构造为：使得干涉仪反射镜在AC伺服控制下抖动持续第一时间区间，以使得在第二阶梯值处的路径长度差稳定；对于接着第一时间区间的第二时间区间，将反射镜在AC伺服控制下的抖动禁用，并且使得能够进行干涉仪反射镜位置DC伺服控制；并且在将反射镜在AC伺服控制下的抖动禁用的时间，执行干涉仪采样数据收集。

附图说明

通过阅读以下详细说明以及参考附图，将会更好地理解本发明的上述方面和优点。

图1示出了根据本发明的一些实施例的示例性阶梯扫描光谱仪干涉仪。

图2示出了根据本发明的一些实施例的干涉仪路径差(延迟)、抖动源信号和红外(IR)数据收集信号的时间相关性。

图3示出了根据本发明的一些实施例的干涉仪控制器。

图4示出了根据本发明的一些实施例，在存在DC偏移漂移的情况下探测器信号和放大器输出的时间相关性。

图5示出了根据本发明的一些实施例的解调器输入、控制和输出信号的时间相关性。

具体实施方式

在以下描述中，“一组”元件包括一个或多个元件。“多个”元件包括两个或多个元件。提到任何元件都应被理解为涵盖了一个或多个元件的情形。每个所提到的元件或结构可以通过整体结构而形成或者是整体结构的一部分，或者可以由多个单独的结构形成。除非另有说明，任何所提到的电或机械的连接可以是直接连接或者通过中间结构而间接地以可操作方式连接。两个事件同步发生意味着两个事件根据相同的时钟周期发生。除非另外指明，术语“逻辑”涵盖了专用的硬件(例如，专用集成电路(ASIC)的一部分)以及可编程的逻辑器件(例如，现场可编程门阵列(FPGA)、可编程数字信号处理器(DSP)或其它可编程的处理器，诸如微控制器)的情形。

以下描述通过示例的方式而不是通过限制的方式示出了本发明的实施例。

图1示出了根据本发明的一些实施例的示例性阶梯扫描光谱仪干涉仪系统10。干涉仪系统10包括宽带红外光源20、单色基准光源(诸如激光器)22、光学地耦合到宽带光源20和激光器22的干涉仪24、以及电耦合到干涉仪24的控制器26。图1中示出的示例性干涉仪是90°迈克尔逊干涉仪，如下所述的系统和方法可以用于其它干涉仪构造。干涉仪24包括分束器30，光学地耦合到分束器30的两个可移动的、相互横向朝向(例如，彼此垂直)的平面反射镜32、34，以及分别光学耦合到分束器30的红外光探测器和基准光探测器46、48。反射镜32可以沿着与其反射表面垂直的方向线性移动。可以沿着两个旋转轴调整反射镜34的位置和朝向，以允许控制反射镜32、34与沿着光路的一个平移方向之间的(一个或多个)相对角度。反射镜32机械地连接到控制反射镜32的直线运动(平移)的直线电机(LM)40。反射镜34机械地连接到3元件压电换能器(PZT)44，PZT44控制反射镜34相对于反射镜32的朝向和距离并且允许使得反射镜34抖动。在一些实施例中，PZT44的三个元件沿着反射镜34的背面以三角形状等间距地分隔开。通过相等地驱动全部三个PZT元件来实现平移，同时通过不相等地驱动三个PZT元件来实现微小的朝向改变(例如，通过根据期望的角度变化而驱动一个或两个元件)。可以通过对于全部三个PZT元件相等地施加正弦驱动信号来实现抖动。控制器26电连接到LM40、PZT44和探测器48。响应于从如下所述的探测器48接收到的信号，控制器26控制LM40和PZT44的操作。

宽带红外光源20输出对感兴趣的光谱信息进行了编码的宽带红外光束50，同时激光器22产生单色基准光束52。光束50、52入射到分束器30上。对于每个光束50、52，分束器30将入射光分离，将一部分朝向反射镜32引导并且将另一部分朝向反射镜34引导。由反射镜32、34反射的光返回并且通过分束器30，并且由探测器46、48探测。由于沿着两个光路前进的光之间的干涉，由每个探测器46、48探测到的光的强度取决于反射镜32、34的位置，其中反射镜32、34的位置决定每个光束的发生干涉的那些部分的光路之间的路径长度差(延迟)。

单色基准光52被用来对干涉仪延迟进行精确地伺服控制，这可以通过控制反射镜32的线性位置而实现。在一些实施例中，反射镜32、34都可以沿着每个反射镜处的局部光路线性移动。为了简便，以下描述集中在只有反射镜32在延迟阶梯之间线性移动而反射镜34抖动的系统。

为了执行测量，反射镜32的位置在多个位置之间步进，其中每个位置对应于单色光在探测器48处的过零点。在每个线性平移阶梯之后，在AC伺服控制下使得反射镜34抖动第一时间段，以使得反射镜位置稳定在过零点。之后停止抖动，并且在DC(直流)伺服控制下保持反射镜34的位置。在停止抖动并且反射镜34处于DC伺服控制下的时间，收集感兴趣的IR数据。在抖动停止的时间收集数据允许减少通过抖动而引入到所检测到的信号中的假象(artifact)。对于诸如时间分辨光谱学的高速应用来说，减少这种假象是尤其令人感兴趣的。此时，在数据获取时间区间中，通过使用DC伺服控制来保持位置延迟。

在一些实施例中，采取措施来调整反射镜34的角度，以补偿反射镜32的倾斜。在这种实施例中，探测器48可以包括三个探测器单元组成的三角阵列，并PZT44可以包括三个PZT致动器组成的相应的阵列。来自激光器22的经过扩展的光束通过干涉仪24并入射到三个探测器单元上。控制器26可以包括连接到三个探测器单元的相位检测电路，其构造为测量三个探测器单元之间的相位差以产生电信号，所述电信号将三个PZT致动器和反射镜34驱动到在探测器信号之间保持固定相位关系的角度朝向，并且因此补偿反射镜32倾斜的变化。使用这种多轴配置来稳定反射镜32、34之间的(一个或多个)角度是本领域公知的，并且在本发明的一些实施例中，可以在上述AC和DC伺服时间区间期间执行。为了清楚，以下的描述集中在用于测量延迟精确度的单个探测器以及调整延迟的单个PZT(可以包括3个协同的PZT致动器)。

图2示出了根据本发明的一些实施例的干涉仪路径差(延迟)、抖动源信号和红外(IR)数据收集信号的时间相关性。考虑与延迟点大致对应的阶梯时间区间60。在斜面区间62中，通过移动反射镜32到期望的位置而使得路径差斜面上升。在一些实施例中，斜面区间62可以具有数十微秒(μs)量级的持续时间。在斜面区间的末端处的路径长度通常对应于单色光的过零点。在斜面区间期间，伺服控制是停止的。之后通过对于AC伺服时间段66使用AC伺服控制并且在第一时间段之后紧接的DC伺服时间段68期间使用DC伺服控制，在平台区间64中使得平均反射镜位置保持固定。在AC伺服时间段66期间使得能够进行抖动。抖动频率可以是kHz到数十kHz的数量级，例如，约10kHz到20kHz，更具体地，约16kHz。用于AC伺服控制的二次谐波是抖动频率的两倍。可以保持AC伺服，直到伺服稳定，这可能需要1ms到10ms数量级的时间。为了简单，在AC伺服时间段期间，图2中示出的路径长度差没有示出抖动。在DC伺服时间段68期间，抖动是停止的。在足以允许过渡到稳定的区间(例如约1ms到数个ms)之后，在数据收集区间70期间收集IR数据。数据收集区间70的持续时间的范围可以从对于诸如高速时间分辨光谱学的应用来说的数个纳秒(ns)的数量级(例如，约5ns)到对于其他应用的ms或秒的数量级。在对于当前的延迟值完成数据获取之后，路径长度以斜面方式上升到下一个延迟值，抖动被允许，并且重复上述循环。

通过控制器26(图1)使用从探测器48接收的反馈数据来执行上述路径差控制操作。图3示出了根据本发明的一些实施例的干涉仪控制器26的结构。如下所述，图3的电路能够与抖动的停止同步地从AC耦合向DC耦合转换。在从AC耦合向DC耦合切换时，图3的电路也将其输出信号的额定值保持在中间范围内。控制器26包括解调器80、放大器86和高通滤波器88，其中解调器80具有通过模拟-数字(A/D)转换器82连接到探测器48的输入。在一些实施例中，高通滤波器88是通过DC反馈(与DC阻断区别开来)来实施的。解调器80的输出直接连接或者通过增益(衰减)级92连接到伺服控制器90的输入，这由增益控制开关102的位置来确定。在图3中示出的实施例中，使用构造为执行下述操作的数字硬件(逻辑)和/或软件来实施解调器80、增益级92和伺服控制器90。在伺服控制器之前不使用A/D转换器的实施例中，对于诸如解调器80、增益级92和伺服控制器90的示例性单元，可以代替数字组件来使用对应的模拟电路。

增益级92引起信号增益(乘法因子)K。如下所述，增益级92补偿AC伺服模式与DC伺服模式之间的环路增益的差，这种差是通过在这两种模式中由解调器80执行的不同操作而导致的。可以根据所施加的抖动幅度和/或对于位置误差的误差信号灵敏度来确定合适的K值。在一些实施例中，0＜K＜1，更具体地0.01＜K＜0.1，特别地0.04＜K＜0.05，例如K＝0.043。例如，在如下文参照图5描述来确定位置误差信号的一些实施例中(即，位置误差信号在AC伺服操作期间被通过解调器80设置为与-A+B-C+D面积成比例，而在DC伺服操作期间与+A+B+C+D面积成比例)，并且对于±π/6弧度的抖动和0.2弧度的示例性位置误差来说，对于AC和DC伺服操作期间相同的位置误差，约0.043的K值可以产生发送到控制器90的、类似大小或基本相同的误差信号。

可以使用专用硬件和/或在可编程处理器上运行的软件来实施伺服控制器90。伺服控制器90的线性运动输出被连接到LM40并且控制LM40的工作。伺服控制器90的第二控制输出通过求和块112而与抖动源(使得能够进行抖动)电路94的输出结合，并且连接到PZT44。PZT44可以通过一个或多个经过适当补偿的放大器而连接到求和块112。求和块112可以包括线性求和放大器。求和块112可以将两个或更多个输入信号的电流相加。抖动源电路94的输入通过开关100连接到时钟信号发生器98。抖动源电路94能够以期望的抖动频率(例如，约16kHz)来产生信号，同时时钟信号发生器98以抖动频率的二次谐波(例如，约32kHz)产生用于解调器80的时钟信号。定序器96从时钟信号发生器98接收时钟信号，并且将定序信号发送到高通滤波器88的开关104，并且发送到开关100、增益控制开关102和解调器80。定序器96在AC耦合状态与DC耦合状态之间改变解调器80以及开关100、102、104的状态。开关104将积分器110的输入通过AC耦合时间常数控制级连接到放大器86的输出，其中AC耦合时间常数控制级包括与电阻108并联的时间常数控制开关106。积分器110和探测器48的输出通过求和块114连接到放大器86的输入。求和块114可以如上文中对于求和块112所述的那样实施。通用处理器(CPU)120连接到定序器96和开关106，并且控制定序器96和开关106的工作。开关106对于快速扫描操作断开，来给高通滤波器88产生相对低的第一截止频率(例如，约5Hz)，并且对于抖动的AC耦合阶梯扫描操作闭合，来给高通滤波器88产生相对高的第二截止频率(例如，约2kHz)。

通过首先轮流考虑AC耦合状态和DC耦合状态，可以更好地理解控制器26的操作。根据按照从时钟信号发生器98接收到的时钟信号而确定的时间周期，可以通过定序器96来控制AC耦合与DC耦合状态之间的过渡。在AC耦合状态下，抖动源开关100被闭合，并且抖动源电路94过滤并且放大通过开关100接收的时钟信号。抖动源电路94产生用于对PZT44的周期运动进行控制的抖动信号。开关104和106也被闭合，并且高通滤波器88连接在放大器86两端。解调器80被设置为AC耦合状态。增益控制开关102将解调器80直接连接到伺服控制器90，而绕过增益级92。由探测器48产生的模拟信号通过高通滤波器88过滤、通过放大器86放大并且通过A/D转换器82数字化。所得到的数字信号通过解调器80解调，并且所检测到的抖动信号的任何二次谐波被用作到伺服控制器90的输入。解调器80的输出至少在位置误差范围的一部分上与位置误差大致成比例。伺服控制器90产生调整PZT44的中心位置的控制信号，以将所接收到的二次谐波指标减小到接近零。伺服控制器90也控制LM40的位置。在一些实施例中，可以使用协同动态反馈来控制LM40的位置。

在预定时间段已经过去之后(见图2)，定序器96转换到DC耦合状态。开关100被断开，并且抖动源电路94关闭。开关104被断开，并且切断高通滤波器88的连接。解调器80被设置为DC耦合状态。增益控制开关102将增益级92连接到伺服控制器90。DC信号传播通过解调器80，并且由伺服控制器90使用来将控制信号提供给PZT44。DC伺服控制信号调整LM40与PZT44之间的路径差，以使得探测器48保持与探测器48的过零点或中点相对应的固定的输出水平。

图4示出了根据本发明的一些实施例，在AC耦合和DC耦合区间上存在DC偏移漂移的状态下，探测器48和放大器86的输出的时间相关性。为了示意性目的而在图4中夸大了DC漂移的幅度。在AC耦合区间期间，抖动开始，并且探测器48的输出表现出叠加在恒定DC漂移上的大致正弦变化。在随后的DC耦合区间中，探测器48和放大器86的输出变得易受到变量(诸如单色光源强度、分束器效率和探测器灵敏度)漂移的影响。这种时间变化在秒到分钟的数量级的时间尺度上发生，并且通常比DC耦合模式中度过的单个时间段(通常在毫秒的数量级上)更慢。

在一些实施例中，在AC与DC耦合之间动态改变控制器26的控制回路参数可以给光学系统增加瞬时现象(transient)并且使得反射镜定位的精确度混乱。在一些实施例中，通过实施下文中参照图5描述的解调器控制方法来减少这种瞬时现象。

图5示出了根据本发明的一些实施例，用于解调器80的输入、控制和输出信号的示例性时间相关性。图5中示出的系统/方法允许在从AC伺服控制向DC伺服控制转换时减小瞬时现象。从A/D转换器82(图3)接收的解调器输入表现出与二次谐波频率调制叠加的、处于抖动频率的大致正弦变化。通过时钟信号发生器98(图3)产生的解调器控制信号是处于抖动频率的二次谐波的方波。

在AC耦合期间，为了产生与抖动频率的二次谐波的量成比例的DC解调输出，解调器80对于标有A、B、C、D的每个时间区间确定图5中示出的解调器输入曲线下方的面积，并且通过对于这些时间区间将相应面积如下所示地相加而产生位置误差信号：-A+B-C+D，其中，A、B、C、D表示由图5中示出的解调器输入波形限定的阴影面积。在光路差大致以抖动过零点为中心时，对于抖动频率解调器输出正弦波不存在二次谐波失真，并且解调器80的输出为零。面积计算可以近似地进行。例如，在一些实施例中，A/D转换器82的转换时间可能限制用来计算每个面积A/B/C/D的样本数目/读数数目，并且因此限制了面积计算的精确度。在示例性实施例中，使用约5个ADC读数来计算每个面积；这些读数的时机可以聚集在探测器信号的峰/谷和过零点附近，以改善位置误差测量的灵敏度。

在DC耦合期间，禁用抖动，并且解调器80和伺服控制器90可以被构造为仅对于由A/D转换器82产生的检测信号进行采样(或者使其通过)。解调器80对于解调器输入面积进行相加+A+B+C+D，以产生位置误差信号。与在AC耦合期间相比，解调器输出对于位置误差更加敏感，并且可以使用增益级92(图3)来对环路增益的增加进行补偿，以保持期望的伺服环路瞬时现象。在操作的AC模式和DC模式中，由解调器80、增益级92和开关102形成的组合电路的输出缩放(scaling)相同，并且伺服控制器90的操作可以在这两种模式期间保持不变。

在一些实施例中，在抖动停止并且控制器26从AC伺服控制转换到DC伺服控制时，可能存在残余位置误差。通过(一个或多个)电子放大器的固有输入偏移以及通过接通积分器110而产生的电容电荷注入，可能导致残余偏移。即使由高通放大器88钳住，残余偏移仍可能出现在放大器86的输出上。同样，如果在探测器信号并非正在通过过零点时停止抖动，也可能发生偏移。如果通过AC耦合处理将DC钳住到中等程度的话，这种残余位置误差可能不被传达给DC伺服控制电路。虽然在每个延迟阶梯处可重复的位置误差(例如，恒定的DC偏移)可能对于分析结果的数量产生的影响有限，但是如果在从AC伺服控制向DC伺服控制转换时不进行补偿的话，非重复性的误差(诸如通过瞬时振动而引起的误差)可能导致显著的位置误差。

在一些实施例中，在AC伺服控制模式中通过解调器80进行的最后位置误差计算被用作对于DC伺服的基准。随后，可以将DC伺服下的第一测量结果加到伺服基准输入，以补偿电偏移。因此，DC伺服系统将会以偏移作为目标，来实现期望的干涉仪路径差。具体地，如果从AC伺服控制向DC伺服控制的转换的时机与抖动过零点一致的话，那么高通滤波器88在AC操作的结束处的输出大致为零。即使由于残余位置误差而仍然存在一些抖动二次谐波，因为二次谐波的存在对于过零点的相对时机不会产生显著影响，所以DC电平为零。这种二次谐波信号的存在可能是由于外部影响，诸如振动。在伺服控制转换到DC时，探测器的零输出值表示没有位置误差，并且因此如果在AC伺服控制模式中通过解调器80进行的最后位置误差计算不被用作基准，那么即使延迟不正确，伺服器90仍将不会进行位置校正。当解调器80在AC伺服控制模式中进行的最后位置误差计算被用作基准时(代替零)，DC伺服器将延迟驱动到下述位置处：该位置将解调器80的输出设置为等于该基准水平。

为了清楚，对于参照图3的示例性控制器结构的描述被集中在阶梯扫描干涉仪控制器的基准(延迟控制)通道上。在一些实施例中，干涉仪控制器可以包括如上所述地控制系统延迟的基准(R)伺服通道，以及用于控制反射镜32、34的(一个或多个)相对角度的角度控制(A、B)通道。在这种系统中，每个角度控制通道可以包括单独的(专用的)光学探测器、高通滤波器、A/D转换器、解调器、伺服控制器和PZT元件。这些角度控制通道可以与基准通道共享与多个组件(诸如时钟、CPU、抖动源电路和定序器)的连接。定序器控制上述AC伺服控制与DC伺服控制之间的每个角度控制通道的转换。

上述系统和方法允许减轻抖动对于感兴趣的光谱学数据的影响，在高速应用(诸如高速时间分辨光谱仪)中可能特别关心这种效果，在这些高速应用中，抖动频率不一定比感兴趣的红外频率的范围高得多，并且因此不容易以低通方式过滤掉。在调整的初始时间段仍然使用抖动，但是之后将其停止以允许在不存在抖动噪声的情况下获取数据。之后将伺服控制转换为DC，以在AC伺服停止并且获取数据的同时保持延迟位置。

在一些实施例中，阶梯扫描干涉仪可以将它们的延迟保持在亚纳米精确度，但是仍然对于扰动敏感。具体地，来自伺服系统的电瞬时现象可能将能量注入到能够在干涉仪机械结构中激励出谐振的(一个或多个)PZT致动器。这种谐振可能导致光源的额外的调制，而这可能不利地影响分析结果。这种谐振可能超过伺服控制系统的带宽，并且因此不能通过伺服来进行补偿。这种谐振可能需要时间来自然地衰减。

图5中示出一种方法，该方法转换由解调器80执行的计算并且应用可选择的增益因素K以对于单个双模式AC/DC伺服控制器保持共同的输入缩放，从而能够在从AC伺服控制向DC伺服控制转换时减少瞬时现象。伺服控制器可以具有关联的内部延迟。例如，比例积分(PI)或者比例积分微分(PID)控制器可以包括存储元件，诸如需要花费时间来到达稳定状态的积分器。随着伺服存储元件充电并且伺服控制器到达平衡，对于AC伺服控制和DC伺服控制使用分离的伺服控制器可能在AC伺服控制与DC伺服控制之间转换之后，导致伺服输出瞬时现象。对于AC和DC伺服控制模式使用同一伺服控制器和输入缩放允许使得伺服内部存储元件内容对于稳态AC和DC操作具有相同或相似的值，并且因此减小通过在AC伺服模式与DC伺服模式之间进行转换而对伺服输出产生的影响。

本领域技术人员将会明白可以以许多方式来改变上述实施例，而不超出本发明的范围。因此，本发明的范围应当由权利要求及其法律等价物来确定。

Claims (12)

1.一种用于对阶梯扫描干涉仪进行控制的方法，包括：

使得阶梯扫描干涉仪中的光学路径长度差从第一值步进到第二值；

使得干涉仪反射镜在AC伺服控制下抖动持续第一时间区间，以使得在第二阶梯值处的路径长度差稳定；

对于接着所述第一时间区间的第二时间区间，将所述反射镜在AC伺服控制下的所述抖动禁用，并且使得能够进行干涉仪反射镜位置DC伺服控制；以及

在将所述反射镜在AC伺服控制下的抖动禁用的时间执行干涉仪采样数据收集。

2.根据权利要求1所述的方法，还包括：

对于所述第一时间区间，将AC伺服输入信号设置为与-A+B-C+D成比例，其中，A、B、C和D表示在四个相等并连续的时间区间之上的路径长度差光学探测器信号的时间积分，这四个时间区间都等于抖动时间段的四分之一；并且

对于所述第二时间区间，将DC伺服输入信号设置为与A′+B′+C′+D′成比例，其中，A′、B′、C′和D′表示在四个相等并连续的时间区间之上的路径长度差光学探测器信号的时间积分，这四个时间区间都等于所述抖动时间段的四分之一。

3.根据权利要求2所述的方法，还包括：

在所述第一时间区间期间，向所述路径长度差光学探测器信号施加具有第一值的AC伺服输入信号增益，以产生AC伺服输入信号；以及

在所述第二时间区间期间，向所述路径长度差光学探测器信号施加具有与所述第一值不同的第二值的DC伺服输入信号增益，以产生DC伺服输入信号。

4.根据权利要求1所述的方法，还包括将在所述第一时间区间期间测量的最后误差位置设置为用于所述第二时间区间的初始位置偏移。

5.根据权利要求1所述的方法，还包括：

在所述第一时间区间和所述第二时间区间期间，提供路径长度差光学探测器信号来作为伺服输入；

对于所述第一时间区间，向所述路径长度差光学探测器信号施加高通滤波；以及

对于所述第二时间区间，不向所述路径长度差光学探测器信号施加高通滤波。

6.根据权利要求1所述的方法，还包括：

控制安装在直线电机上的第一干涉仪反射镜的位置，以执行光学路径长度差的步进；以及

控制安装在压电换能器上的第二干涉仪反射镜的位置，以执行干涉仪反射镜抖动。

7.一种用于对阶梯扫描干涉仪进行控制的设备，包括：

至少一个致动器，其被构造为使得阶梯扫描干涉仪中的光学路径长度差从第一值步进到第二值；以及

连接到所述至少一个致动器的系统控制器，其被构造为：

使得干涉仪反射镜在AC伺服控制下抖动持续第一时间区间，以使得在第二阶梯值处的路径长度差稳定；

对于接着所述第一时间区间的第二时间区间，将所述反射镜在AC伺服控制下的所述抖动禁用，并且使得能够进行干涉仪反射镜位置DC伺服控制；并且

在将所述反射镜在AC伺服控制下的抖动禁用的时间，执行干涉仪采样数据收集。

8.根据权利要求7所述的设备，其中，所述系统控制器还被构造为：

对于所述第一时间区间，将AC伺服输入信号设置为与-A+B-C+D成比例，其中，A、B、C和D表示在四个相等并连续的时间区间之上的路径长度差光学探测器信号的时间积分，这四个时间区间都等于抖动时间段的四分之一；并且

对于所述第二时间区间，将DC伺服输入信号设置为与A′+B′+C′+D′成比例，其中，A′、B′、C′和D′表示在四个相等并连续的时间区间之上的路径长度差光学探测器信号的时间积分，这四个时间区间都等于抖动时间段的四分之一。

9.根据权利要求8所述的设备，其中，所述系统控制器还被构造为：

在所述第一时间区间期间，向所述路径长度差光学探测器信号施加具有第一值的AC伺服输入信号增益，以产生AC伺服输入信号；以及

在所述第二时间区间期间，向所述路径长度差光学探测器信号施加具有与所述第一值不同的第二值的DC伺服输入信号增益，以产生DC伺服输入信号。

10.根据权利要求7所述的设备，其中，所述系统控制器还被构造为将在所述第一时间区间期间测量的最后误差位置设置为用于所述第二时间区间的初始位置偏移。

11.根据权利要求7所述的设备，其中，所述系统控制器还被构造为：

在所述第一时间区间和所述第二时间区间期间，提供路径长度差光学探测器信号来作为伺服输入；

对于所述第一时间区间，向所述路径长度差光学探测器信号施加高通滤波；以及

对于所述第二时间区间，不向所述路径长度差光学探测器信号施加高通滤波。

12.根据权利要求7所述的设备，其中，所述系统控制器还被构造为：

控制安装在直线电机上的第一干涉仪反射镜的位置，以执行光学路径长度差的步进；以及

控制安装在压电换能器上的第二干涉仪反射镜的位置，以执行干涉仪反射镜抖动。