CN102075488A - 正交调制器和内置正交调制器的半导体集成电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种正交调制器和内置正交调制器的半导体集成电路，该正交调制器具有第一至第四晶体管(M1～M4)、第一节点(N1)、第二节点(N2)以及第一输出节点(Nout)。向(M1～M4)的输入电极分别供给非反转同相模拟信号(BBI)、反转同相模拟信号(BBIB)、非反转正交模拟信号(BBQ)以及反转正交模拟信号(BBQB)。(M1～M4)的控制电极分别响应非反转同相RF信号(LOI)、反转同相RF信号(LOIB)、非反转正交RF信号(LOQ)以及反转正交RF信号(LOQB)。(M1)、(M2)的输出电极与(N1)连接，(M3)、(M4)的输出电极与(N2)连接。第一高通滤波器(HPF1)连接在(N1)与(Nout)之间，第二高通滤波器(HPF2)连接在(N2)与(Nout)之间。该正交调制器噪声特征低、线性良好、功耗低。

Description

正交调制器和内置正交调制器的半导体集成电路

技术领域

本发明涉及正交调制器和内置正交调制器的半导体集成电路，尤其涉及有效实现低噪声特征、良好线性以及低功耗的技术。

技术背景

在无线通信装置等的信息设备中，混频电路是必要的电路。随着信息设备的发展谋求通信用模块的小型化，尤其是在便携电话和无线LAN等中使用的无线通信用模块中对削减构成模块的部件数量的技术的必要性越来越高。

在用于便携电话的通信模块中，除了处理RF信号的RFIC(射频集成电路)以外，通常还需要功率放大器(PA)、SAW(表面声波)滤波器、开关、天线收发转换开关等部件。然而，SAW滤波器成为降低模块成本和小型化的障碍，因此期望削减SAW滤波器。但是，为了削减SAW滤波器，需要对构成RFIC的各电路块(在发射器中为激励放大器、正交调制器、D/A转换器、低通滤波器等，在接收器中为低噪声放大器、降频变频器等)进行低噪声化。

在下述非专利文献1中记载有无源电压混频器，由于作为有源电流混频器的吉尔伯特混频器发出高电平的噪声，因此为了削减发送用SAW，用25％占空比区域来驱动该无源电压混频器。还记载有如下的技术，向无源电压混频器的4个MOS晶体管的源极供给非反转同相电压(VI+)、反转同相电压(VI-)、非反转正交电压(VQ+)以及反转正交电压(VQ-)，4个MOS晶体管的漏极通过电容共同连接到PA驱动器的输入端子。通过由25％占空比的正交相位的本振信号来驱动4个MOS晶体管的栅极，以使PA驱动器的输入阻抗变高。

在下述非专利文献2中，记载有I/Q调制器，为了削减SAW滤波器，该I/Q调制器含有由本机频率LO和为其2倍频率2LO驱动的二级无源开关。在第一级中，向第一和第二MOS晶体管的源极供给非反转同相电压(BBI+)，向第三和第四MOS晶体管的源极供给反转同相电压(BBI-)，向第五和第六MOS晶体管的源极供给非反转正交电压(BBQ+)，向第七和第八MOS晶体管的源极供给反转正交电压(BBQ-)(实际上，在下述非专利文献2中，在向第五至第八MOS晶体管的源极施加信号中存在笔误)。此外，在第一级中，向第一和第四MOS晶体管的栅极供给非反转本机频率LOI+，向第二和第三MOS晶体管的栅极供给反转本机频率LOI-，向第五和第八MOS晶体管的栅极供给非反转本机频率LOQ+，向第六和第七MOS晶体管的栅极供给反转本机频率LOQ-。此外，在第二级中，第九MOS晶体管的源极与第一和第三MOS晶体管的漏极连接，第十MOS晶体管的源极与第二和第四MOS晶体管的漏极连接，第十一MOS晶体管的源极与第五和第七MOS晶体管的漏极连接，第十二MOS晶体管的源极与第六和第八MOS晶体管的漏极连接。进而，在第二级中，向第九和第十MOS晶体管的栅极供给非反转的2倍频率2LO+，向第十一和第十二MOS晶体管的栅极供给反转的2倍频率2LO-，在第九和第十一MOS晶体管的漏极与第十和第十二MOS晶体管的漏极之间生成差动RF输出信号，通过片装平衡不平衡变压器将该差动RF输出信号变换成单端输出，向PA驱动器的输入供给。1

另一方面，在下述专利文献1中记载有不是下述非专利文献1和下述非专利文献2中记载的无源混频器，而是特殊发送用的模拟调制器。该模拟调制器由模拟移位寄存器、多个第一MOS晶体管、多个第二MOS晶体管、多个电容器、运算放大器、反馈电容器以及反馈MOS晶体管构成。向模拟移位寄存器的输入端子交替供给发送信号的同相成分和正交成分。

模拟移位寄存器串联连接的多个单元的多个输出通过多个第一MOS晶体管的源极、漏极路径连接到多个电容器的多个一端，多个电容器的多个另一端共同连接到运算放大器的反转输入端子。在多个电容器的多个一端与接地电位之间连接有多个第二MOS晶体管的漏极·源极路径，在运算放大器的输出端子与反转输入端子之间连接有反馈电容器和反馈MOS晶体管的并联电路。在下述专利文献1中还记载有如下技术，能够切换多个第一MOS晶体管和多个第二MOS晶体管，进行“+1”和“-1”的乘法来代替正弦和余弦的载波。如此，在下述专利文献1中记载的特殊发送用的模拟调制器由开关电容器和有限脉冲响应(FIR：Finite Impulse Response)型带通滤波器构成。

专利文献1：日本特开平01-048557号公报(日本特开昭64-048557号公报)

非专利文献1：Xin He at al，“A 45nm Low-Power SAW-lessWCDMA Tranmit Modulator Using Direct Quadature VoltageModulation”，2009 IEEE International Solid-State Circuits ConferenceDIGEST OF Technical PAPERS，PP.120-121，121a.8-12Feb，2009.

非专利文献2：Tirdad Sowlati et al，“Single Chip MultibandWCDMA/HSDPA/HSUPA/EGPRS Transceiver with DiversityReceiver and 3G DigRF Interfeace Without SWA Filter inTransmitter/3G Receiver Paths”，2009 IEEE International Solid-StateCircuits Conference DIGEST OF Technical PAPERS，PP.116-117，117a.8-12Feb，2009.

发明内容

本发明者在做出本发明之前，一方面支持GSM/WCDMA/LTE的多模式，另一方面从事无SAW的便携电话用射频集成电路(RFIC)的研究、开发。其中，GSM是Global System for Mobile communication的简称，WCDMA是Wideband Code-Division Multiple-Access的简称，LTE是Long Term Evolution的简称。

《收发两用机的结构》

图7是表示安装有在本发明之前由本发明者研究的射频集成电路RFIC的收发两用机的结构的图。

图7所示的收发两用机由RFIC311、SAW滤波器309、RF功率放大器310、无线收发转换开关302以及天线301构成。

RFIC311的发射器包括：用于发送基带信号的同相成分(I)的D/A转换器304I、低通滤波器305I、用于发送基带信号的正交成分(Q)的D/A转换器304Q以及低通滤波器305Q。RFIC311的发射器还包括：正交调制器(QMOD)306、可编程增益放大器(PGA)308以及合成器(Synth)307。RFIC311还包括接收器303和数字接口(DigIF)3110。

数字接口(DigIF)3110与RFIC311外部的基带信号处理LSI(基带处理器)连接，将由基带处理器供给的同相成分(I)和正交成分(Q)的发送基带数字信号分别施加到D/A转换器304I的输入端子和D/A转换器304Q的输入端子。此外，由接收器303的输出生成的同相成分(I)和正交成分(Q)的接收基带数字信号通过数字接口(DigIF)3110被提供给基带处理器。也就是说，在图7中虽未图示，但在接收器303的输出部中包括用于将同相成分(I)和正交成分(Q)的接收基带模拟信号变换成同相成分(I)和正交成分(Q)的接收基带数字信号的2个A/D转换器。

分别由D/A转换器304I的输出端子和D/A转换器304Q的输出端子生成的同相成分(I)的发送基带模拟信号和正交成分(Q)的发送基带模拟信号分别被提供给正交调制器(QMOD)306的第一混频器306I的一端的输入端子和第二混频器306Q的一端的输入端子。此外，由合成器(Synth)307生成的相位相互差90°的第一RF本振信号和第二RF本振信号被分别被提供给正交调制器(QMOD)306的第一混频器306I的另一端的输入端子和第二混频器306Q的另一端的输入端子。因此，由第一混频器306I的输出生成同相成分(I)的发送RF信号，由第二混频器306Q的输出生成正交成分(Q)的发送RF信号，两发送RF信号在加法器3060中被矢量合成。因此，能够由正交调制器(QMOD)306的加法器3060的输出生成对同相成分(I)和正交成分(Q)的RF信号进行矢量合成的RF发送信号。

如此，根据RFIC311的发射器，能够将D/A转换器304I、D/A转换器304Q的输出的同相成分(I)和正交成分(Q)的发送基带模拟信号用直接上变频形式频率变换成正交调制器(QMOD)306的输出的RF发送信号。因此，能够省略超外差方式的频率变换那样的中间频率发送放大电路和中间频率发送频率选择滤波器，故能够削减RFIC311的半导体芯片面积。

正交调制器(QMOD)306输出的RF发送信号通过可编程增益放大器(PGA)308、SAW滤波器309、RF功率放大器310、无线收发转换开关302以及天线301向便携电话的基站发送。反之，来自便携电话的基站的RF接收信号通过天线301接收并被提供给接收器303的输入端子。能够通过接收器303将接收器303输入的RF接收信号用直接降频形式频率变换成同相成分(I)和正交成分(Q)的接收基带模拟信号。其结果，能够省略超外差方式的频率变换那样的中间频率接收放大电路和中间频率接收频率选择滤波器，因此能够削减RFIC311的半导体芯片面积。

在GSM方式的便携电话中使用发射器和接收器分时使用大致相同的频带的时分双工(TDD：Time-Division Duplex)，与此不同，在WCDMA方式的便携电话中使用发射器和接收器同时使用高低不同的频带的频分双工(FDD：Frequency-Division Duplex)。因此，在采用了该频分双工(FDD)的WCDMA方式中，为了使发送侧和接收侧的频带分离而使用带通滤波器。然而，即使使用带通滤波器也难以将发送侧和接收侧的频带完全分离。

因此，在WCDMA方式中，为了得到恒定值以下的最小接收灵敏度，将从发射器的输出向接收器的输入的漏电抑制在恒定值以下，但根据进行第三代便携电话系统标准的研究制定的项目即3GPP(3rdGeneration Partnership Project)制定。因此，以往，在发射器的输出与接收器的输入之间或接收器的低噪声放大器LNA的输出与频率降频变频器的输入之间连接接收侧SAW滤波器。然而，为了进行无线通信设备的小型化和低成本化，需要削减接收侧或发送侧的SAW滤波器，或者放宽这些SAW滤波器的标准。

尤其为了削减发送侧SAW滤波器，必需使发射器全部的电路块(D/A转换器304I、304Q、低通滤波器305I、305Q、正交调制器306、可编程增益放大器308、RF功率放大器310)低噪声化。其中，由于从发送基带信号的低频带到发送RF本振信号的RF频带的工作频率的范围较大，因此难以对正交调制器(QMOD)进行噪声的过滤，因此难以进行低噪声化。此外，正交调制器(QMOD)306的输出振幅受可编程增益放大器308的输入线形特征的制限，因此根据该理由也难以进行低噪声化。

《作为正交调制器的吉尔伯特混频器》

图14是表示作为图7所示的、在本发明之前由本发明者研究的射频集成电路(RFIC)中的正交调制器(QMOD)306而研究的有源电流混频器即吉尔伯特混频器的结构的图。

如图14所示，有源电流混频器的吉尔伯特混频器包括12个N沟道MOS晶体管MA1～MA12、2个恒流源I1、I2以及2个负载电阻R1、R2。

向晶体管MA1的栅极和晶体管MA2的栅极分别供给非反转同相基带信号电压BBI和反转同相基带信号电压BBIB，其公共源极通过恒流源I1与接地电位连接。晶体管MA1的漏极与晶体管MA5、MA6的公共源极连接，向晶体管MA5的栅极和晶体管MA6的栅极分别供给非反转同相RF本振信号电压LOI和反转同相RF本振信号电压LOIB。晶体管MA2的漏极与晶体管MA7、MA8的公共源极连接，分别向晶体管MA7的栅极和晶体管MA8的栅极供给反转同相RF本振信号电压LOIB和非反转同相RF本振信号电压LOI。

向晶体管MA3的栅极和晶体管MA4的栅极分别供给非反转正交基带信号电压BBQ和反转正交基带信号电压BBQB，其公共源极通过恒流源I2与接地电位连接。晶体管MA3的漏极与晶体管MA9、MA10的公共源极连接，向晶体管MA9的栅极和晶体管MA10的栅极分别供给非反转正交RF本振信号电压LOQ和反转正交RF本振信号电压LOQB。晶体管MA4的漏极与晶体管MA11、MA12的公共源极连接，向晶体管MA11的栅极和晶体管MA12的栅极分别供给反转正交RF本振信号电压LOQB和非反转正交RF本振信号电压LOQ。

负载电阻R1的一端与晶体管MA5、MA7、MA10、MA 12的漏极连接，负载电阻R2的一端与晶体管MA6、MA8、MA9、MA11的漏极连接，负载电阻R1的另一端和负载电阻R2的另一端与电源电压Vdd连接，由负载电阻R1的一端生成非反转RF发送信号RF，由负载电阻R2的一端生成反转RF发送信号RFB。

晶体管MA1、晶体管MA2、晶体管MA3以及晶体管MA4分别将非反转同相基带信号电压BBI、反转同相基带信号电压BBIB、非反转正交基带信号电压BBQ以及反转正交基带信号电压BBQB变换成基带信号电流。

晶体管MA5、MA6、MA7、MA8、MA9、MA10、MA11、MA12响应非反转同相RF本振信号电压LOI、反转同相RF本振信号电压LOIB、非反转正交基带信号电压BBQ以及反转正交基带信号电压BBQB，控制向晶体管MA1、MA2、MA3、MA4的基带信号电流的负载电阻R1、R2的流入比率。其结果，在如图14所示的作为正交调制器(QMOD)306的吉尔伯特混频器中，能够执行基带信号和RF本振信号的混频工作，生成非反转RF发送信号RF和反转RF发送信号RFB。

《吉尔伯特混频器的噪声特征》

图15是表示图14所示的、在本发明之前由本发明者研究的、作为正交调制器306的有源电流混频器即吉尔伯特混频器的噪声特征的图。另外，图15所示的噪声特征是用与2.35GHz的RF发送频率相差90MHz的2.44GHz的RF接收频率观测图14的正交调制器(QMOD)306的噪声而得出的。此2.35GHz的RF发送频率和2.44GHz的RF接收频率对应频分双工(FDD)中的低RF发送频率和高RF接收频率。

图15的纵轴表示图14的吉尔伯特混频器的S/N比的倒数，图15的横轴表示图14的吉尔伯特混频器的消耗电流。从图15可知，为了降低吉尔伯特混频器的噪声电平，需要增加吉尔伯特混频器的消耗电流。

在图14所示的吉尔伯特混频器中，对基带信号电压BBI、BBIB、BBQ、BBQB执行向基带信号电流的电压电流转换的晶体管MA1、MA2、MA3、MA4的噪声占大部分。MOS晶体管MA1～MA4的电流噪声(N)与其跨导gm的平方根成比例，另一方面MOS晶体管MA1～MA4的电流信号(S)与其跨导gm成比例。因此，晶体管MA 1、MA2、MA3、MA4的S/N比与跨导gm的平方根成比例。另一方面，MOS晶体管的跨导gm与MOS晶体管的工作电流成正比。

因此，如图15的曲线所示，图14的吉尔伯特混频器的S/N比的倒数与吉尔伯特混频器的消耗电流的平方根成反比。其结果，为了将图14的吉尔伯特混频器的S/N比限制在预定值以下，必须将吉尔伯特混频器的消耗电流设定在40mA以上，具有功耗增大的问题，这已在本发明之前被本发明者的研究明确了。

《作为正交调制器的无源混频器》

图16是作为表示图7所示的、在本发明之前由本发明者研究的射频集成电路RFIC的正交调制器(QMOD)306而研究的无源混频器的结构的图。

如图16所示，无源混频器包括4个缓冲放大器BF1、BF2、BF3、BF4和4个N沟道MOS晶体管M1、M2、M3、M4。

向缓冲放大器BF1的输入端子和缓冲放大器BF2的输入端子分别供给非反转同相基带信号电压BBI和反转同相基带信号电压BBIB，向缓冲放大器BF3的输入端子和缓冲放大器BF4的输入端子分别供给非反转正交基带信号电压BBQ和反转正交基带信号电压BBQB。

向晶体管M1的源极和晶体管M2的源极分别供给缓冲放大器BF1的输出的非反转同相基带信号输出电压和缓冲放大器BF2的输出的反转同相基带信号输出电压，向晶体管M3的源极和晶体管M4的源极分别供给缓冲放大器BF3的输出的非反转正交基带信号输出电压和缓冲放大器BF4的输出的反转正交基带信号输出电压。

向晶体管M1的栅极和晶体管M2的栅极分别供给非反转同相RF本振信号电压LOI和反转同相RF本振信号电压LOIB，其公共漏极与第一节点(N1)连接，在第一节点(N1)生成非反转同相RF发送信号RFI。向晶体管M3的栅极和晶体管M4的栅极分别供给非反转正交RF本振信号电压LOQ和反转正交RF本振信号电压LOQB，其公共漏极与第二节点(N2)连接，在第二节点(N2)生成非反转正交RF发送信号RFQ。

第一节点(N1)与第二节点(N2)通过输出节点Nout、第一信号布线以及第二信号布线直接连接，由输出节点Nout生成RF发送信号RF。因此，图16所示的无源混频器未包括在如在图14所示的吉尔伯特混频器中包括的MOS晶体管那样消耗偏置电流的MOS晶体管，因此能够降低噪声电平。然而，图16所示的无源混频器如以下说明那样具有涉及线性的问题，这已在本发明之前被本发明者的研究明确了。

《无源混频器的线性》

图17是表示用于说明作为图16所示的、在本发明之前由本发明者研究的正交调制器306的无源混频器的工作的波形的图。

也就是说，在图16所示的无源混频器中，分别供给非反转同相基带信号输出电压和反转同相基带信号输出电压的晶体管M1和晶体管M2中的任一方和分别供给非反转正交基带信号输出电压和反转正交基带信号输出电压的晶体管M3和晶体管M4中的任一方同时成为导通状态。该同时导通状态在图16所示的无源混频器中经常发生。

在图17中示出在响应非反转同相RF本振信号电压LOI的高电平的晶体管M1的导通期间的前半期间和后半期间，晶体管M3响应非反转正交RF本振信号电压LOQ的高电平而导通，晶体管M4响应反转正交RF本振信号电压LOQB的高电平而导通。然而，在下一期间中，在响应反转同相RF本振信号电压LOIB的高电平的晶体管M2的导通期间的前半期间和后半期间，晶体管M4响应反转正交RF本振信号电压LOQB的高电平而导通，晶体管M3响应非反转正交RF本振信号电压LOQ的高电平而导通。

其结果，在图16所示的无源混频器中，通常通过输出节点Nout在第一节点(N1)和第二节点(N2)之间发生同相基带发送信号和正交基带发送信号的短路。因此，在图16所示的无源混频器中，由输出节点Nout生成的RF发送信号RF的信号波形失真增大。如此，图16所示的无源混频器具有涉及线性的问题，这已在本发明之前被本发明者的研究明确了。

根据采用上述非专利文献1中记载的无源电压混频器的25％占空比区域的驱动方式，能够避开晶体管的同时导通状态，但需要另外的25％占空比区域的生成电路、功耗增大，这样的问题已在本发明之前被本发明者的研究明确了。

根据基于上述非专利文献2中记载的无源电压混频器的本机频率LO和2倍频率2LO的驱动方式，当然能够避开晶体管的同时导通状态，但另外需要2倍频率2LO的生成电路、功耗增大，这样的问题已在本发明之前被本发明者的研究明确了。

本发明在以上那样的本发明之前由本发明者等研究的结果而做出的。

因此，本发明的目的在于提供一种低噪声特征、具有良好线性以及低功耗的正交调制器和内置正交调制器的半导体集成电路。

本发明的上述目的和其他目的以及新的特征将从本说明书的记载和附图中得到明确。

以下对本申请公开的发明中具有代表性的内容进行简单的说明。

即，本发明具有代表性的实施方式是具有第一晶体管(M1)、第二晶体管(M2)、第三晶体管(M3)、第四晶体管(M4)、第一节点(N1)、第二节点(N2)以及第一输出节点(Nout)的正交调制器(QMOD)。

上述第一晶体管、上述第二晶体管、上述第三晶体管、上述第四晶体管的各个晶体管具有输入电极、输出电极以及控制电极，能够响应被提供给上述控制电极的控制电压来控制上述输入电极与上述输出电极之间的电导率。

向上述第一晶体管(M1)的上述输入电极、上述第二晶体管(M2)的上述输入电极、上述第三晶体管(M3)的上述输入电极以及上述第四晶体管(M4)的上述输入电极分别供给非反转同相模拟信号(BBI)、反转同相模拟信号(BBIB)、非反转正交模拟信号(BBQ)以及反转正交模拟信号(BBQB)。

上述第一晶体管(M1)的上述控制电极、上述第二晶体管(M2)的上述控制电极、上述第三晶体管(M3)的上述控制电极以及上述第四晶体管(M4)的上述控制电极分别响应非反转同相RF信号(LOI)、反转同相RF信号(LOIB)、非反转正交RF信号(LOQ)以及反转正交RF信号(LOQB)。

上述第一晶体管(M1)的上述输出电极和上述第二晶体管(M2)的上述输出电极与上述第一节点(N1)连接，上述第三晶体管(M3)的上述输出电极和上述第四晶体管(M4)的上述输出电极与上述第二节点(N2)连接。

还具有连接在上述第一节点(N1)与上述第一输出节点(Nout)之间的第一高通滤波器(HPF1)和连接在上述第二节点(N2)与上述第一输出节点(Nout)之间的第二高通滤波器(HPF2)(参照图1)。

以下对由本申请公开的发明中具有代表性的内容所得到的效果进行简单的说明。

也就是说，根据本发明，能够提供低噪声特征、具有良好线性以及低功耗的正交调制器和内置有正交调制器的半导体集成电路。

附图说明

图1是表示能够作为包含在基于图7所示的本发明实施方式1的RFIC中的正交解调器(QMOD)306而使用的基于本发明实施方式2的无源混频器的结构的图。

图2是表示能够作为包含在基于图7所示的本发明实施方式1的RFIC中的正交解调器(QMOD)306而使用的基于本发明实施方式3的无源混频器的结构的图。

图3是表示能够作为包含在基于图7所示的本发明实施方式1的RFIC中的正交解调器(QMOD)306而使用的基于本发明实施方式4的无源混频器的结构的图。

图4是表示能够作为包含在基于图7所示的本发明实施方式1的RFIC中的正交解调器(QMOD)306而使用的基于本发明实施方式5的无源混频器的结构的图。

图5是表示能够作为包含在基于图7所示的本发明实施方式1的RFIC中的正交解调器(QMOD)306而使用的基于本发明实施方式6的无源混频器的结构的图。

图6是表示能够作为包含在基于图7所示的本发明实施方式1的RFIC中的正交解调器(QMOD)306而使用的基于本发明实施方式7的无源混频器的结构的图。

图7是表示安装有在本发明之前由本发明者研究的射频集成电路(RFIC)的收发两用机的结构的图，进而表示安装有基于本发明实施方式1的RFIC的收发两用机的结构的图。

图8是表示包含在基于图5所示的本发明实施方式6的无源混频器中的本振信号脉冲宽度缩小电路LOPC的结构的图。

图9是表示基于图8所示的本发明实施方式6的本振信号脉冲宽度缩小电路LOPC的各部分的波形的图。

图10是表示对基于上述非专利文献1记载的以往的25％占空比区域的驱动方式、基于以该驱动方式为参考的50％占空比区域的驱动方式以及基于图4所示的本发明实施方式5的无源混频器的各输入阻抗进行比较的结果的图。

图11是表示基于上述非专利文献1记载的以往的25％占空比区域的驱动方式和基于图4所示的本发明实施方式5的无源混频器的各电压增益Av与相位噪声CNR的发送基带信号振幅BBinput的依赖性的图。

图12是表示向基于图5所示的本发明实施方式6的无源混频器的本振信号脉冲宽度缩小电路LOPC供给的非反转同相RF本振信号电压LOI、反转同相RF本振信号电压LOIB、非反转正交RF本振信号电压LOQ以及反转正交RF本振信号电压LOQB的波形，由本振信号脉冲宽度缩小电路LOPC生成的脉冲宽度变换输出非反转同相RF本振信号电压LOI_O、脉冲宽度变换输出反转同相RF本振信号电压LOIB_O、脉冲宽度变换输出非反转正交RF本振信号电压LOQ_O以及脉冲宽度变换输出反转正交RF本振信号电压LOQB_O的波形的图。

图13是表示对基于上述非专利文献1记载的以往的25％占空比区域的驱动方式、基于以该驱动方式作为参考的50％占空比区域的驱动方式以及基于图6所示的本发明实施方式7的无源混频器的各输入阻抗进行比较的结果的图。

图14是表示图7所示的、在本发明之前、作为由本发明者研究的射频集成电路(RFIC)的正交调制器(QMOD)306而研究的有源电流混频器的吉尔伯特混频器的结构的图。

图15是表示图14所示的、在本发明之前、作为由本发明者研究的正交调制器306的有源电流混频器的吉尔伯特混频器的噪声特征的图。

图16是表示图7所示的、在本发明之前、作为由本发明者研究的射频集成电路(RFIC)的正交调制器(QMOD)306而研究的无源混频器的结构的图。

图17是表示用于说明图16所示的、在本发明之前、作为由本发明者研究的正交调制器306的无源混频器的工作的的波形的图。

标号说明

BBI非反转同相基带信号电压

BBIB反转同相基带信号电压

BBQ非反转正交基带信号电压

BBQB反转正交基带信号电压

LOI非反转同相RF本振信号电压

LOIB反转同相RF本振信号电压

LOQ非反转正交RF本振信号电压

LOQB反转正交RF本振信号电压

BF1～BF4缓冲放大器

M1、M2、M3、M4晶体管

M1B、M2B、M3B、M4B晶体管

N1第一节点

N2第二节点

N1B第三节点

N2B第四节点

Nout、NoutB输出节点

RFI非反转同相RF发送信号

RFQ非反转同相RF发送信号

RF RF发送信号

HPF1、HPF2高通滤波器

HPF1B、HPF2B高通滤波器

CHPF1、CHPF2电容

CHPF1B、CHPF2B电容

LOPC本振信号脉冲宽度缩小电路

LOI_O脉冲宽度变换输出非反转同相RF本振信号电压

LOIB_O脉冲宽度变换输出反转同相RF本振信号电压

LOQ_O脉冲宽度变换输出非反转正交RF本振信号电压

LOQB_O脉冲宽度变换输出反转正交RF本振信号电压

301天线

302无线收发转换开关

303接收器

304I、304Q D/A转换器

305I、305Q低通滤波器

306正交调制器(QMOD)

307合成器(Synth)

308可编程增益放大器(PGA)

309SAW滤波器

310RF功率放大器

311RFIC

具体实施方式

1.实施方式的概要

首先，对本申请公开的发明中具有代表性的实施方式的概要进行说明。在对代表性的实施方式的概要说明中，标以括号而参照的附图中的附图标记只是例示标以括号的构成元件的概念中包含的例子。

(1)本发明具有代表性的实施方式是具有第一晶体管(M1)、第二晶体管(M2)、第三晶体管(M3)、第四晶体管(M4)、第一节点(N1)、第二节点(N2)以及第一输出节点(Nout)的正交调制器(QMOD)。

上述第一晶体管、上述第二晶体管、上述第三晶体管以及上述第四晶体管的各晶体管具有输入电极、输出电极以及控制电极，能够响应被提供给上述控制电极的控制电压来控制上述输入电极与上述输出电极之间的电导率。

能够向上述第一晶体管(M1)的上述输入电极、上述第二晶体管(M2)的上述输入电极、上述第三晶体管(M3)的上述输入电极以及上述第四晶体管(M4)的上述输入电极分别供给非反转同相模拟信号(BBI)、反转同相模拟信号(BBIB)、非反转正交模拟信号(BBQ)以及反转正交模拟信号(BBQB)。

上述第一晶体管(M1)的上述控制电极、上述第二晶体管(M2)的上述控制电极、上述第三晶体管(M3)的上述控制电极以及上述第四晶体管(M4)的上述控制电极能够分别响应非反转同相RF信号(LOI)、反转同相RF信号(LOIB)、非反转正交RF信号(LOQ)以及反转正交RF信号(LOQB)。

上述第一晶体管(M1)的上述输出电极和上述第二晶体管(M2)的上述输出电极与上述第一节点(N1)连接，上述第三晶体管(M3)的上述输出电极和上述第四晶体管(M4)的上述输出电极与上述第二节点(N2)连接。

上述正交调制器(QMOD)还具有连接在上述第一节点(N1)与上述第一输出节点(Nout)之间的第一高通滤波器(HPF1)和连接在上述第二节点(N2)与上述第一输出节点(Nout)之间的第二高通滤波器(HPF2)(参照图1)。

根据上述实施方式，能够提供低噪声特征、具有良好线性以及低功耗的正交调制器。

根据优选实施方式的正交调制器(QMOD)还具有第五晶体管(M1B)、第六晶体管(M2B)、第七晶体管(M3B)、第八晶体管(M4B)、第三节点(N1B)、第四节点(N2B)以及第二输出节点(NoutB)。

上述第五晶体管、上述第六晶体管、上述第七晶体管以及上述第八晶体管的各晶体管具有输入电极、输出电极以及控制电极，能够响应被提供给上述控制电极的电压来控制上述输入电极与上述输出电极之间的电导率。

能够向上述第五晶体管(M1B)的上述输入电极、上述第六晶体管(M2B)的上述输入电极、上述第七晶体管(M3B)的上述输入电极以及上述第八晶体管(M4B)的上述输入电极分别供给上述非反转同相模拟信号(BBI)、上述反转同相模拟信号(BBIB)、上述非反转正交模拟信号(BBQ)以及上述反转正交模拟信号(BBQB)。

上述第五晶体管(M1B)的上述控制电极、上述第六晶体管(M2B)的上述控制电极、上述第七晶体管(M3B)的上述控制电极以及上述第八晶体管(M4B)的上述控制电极能够分别响应上述反转同相RF信号(LOIB)、上述非反转同相RF信号(LOI)、上述反转正交RF信号(LOQB)以及上述非反转正交RF信号(LOQ)。

上述第五晶体管(M1B)的上述输出电极和上述第六晶体管(M2B)的上述输出电极与上述第三节点(N1B)连接，上述第七晶体管(M3B)的上述输出电极和上述第八晶体管(M4B)的上述输出电极与上述第四节点(N2B)连接。

还具有连接在上述第三节点(N1B)与上述第二输出节点(NoutB)之间的第三高通滤波器(HPF1B)和连接在上述第四节点(N2B)与上述第二输出节点(NoutB)之间的第四高通滤波器HPF2B(参照图2)。

在其他的优选实施方式中，其特征在于，上述第一高通滤波器(HPF1)包括连接在上述第一节点(N1)与上述第一输出节点(Nout)之间的第一电容(CHPF1)，上述第二高通滤波器(HPF2)包括连接在上述第二节点(N2)与上述第一输出节点(Nout)之间的第二电容(CHPF2)，上述第三高通滤波器(HPF1B)包括连接在上述第三节点(N1B)与上述第二输出节点(NoutB)之间的第三电容(CHPF1B)，上述第四高通滤波器(HPF2B)包括连接在上述第四节点(N2B)与上述第二输出节点(NoutB)之间的第四电容(CHPF2B)(参照图4)。

进而，在其他优选实施方式中，特征在于，上述第一高通滤波器(HPF1)、上述第二高通滤波器(HPF2)、上述第三高通滤波器(HPF1B)以及上述第四高通滤波器(HPF2B)的各高通滤波器具有在上述非反转同相模拟信号(BBI)、上述反转同相模拟信号(BBIB)、上述非反转正交模拟信号(BBQ)以及上述反转正交模拟信号(BBQB)的各模拟信号的最高频率与上述非反转同相RF信号(LOI)、上述反转同相RF信号(LOIB)、上述非反转正交RF信号(LOQ)以及上述反转正交RF信号(LOQB)的各RF信号的最低频率之间设置的截止频率(参照图4)。

基于更优选的实施方式的正交调制器(QMOD)还具备能够提供上述非反转同相RF信号(LOI)、上述反转同相RF信号(LOIB)、上述非反转正交RF信号(LOQ)以及上述反转正交RF信号(LOQB)的波形处理电路(LOPC)。

上述波形处理电路(LOPC)响应上述非反转同相RF信号(LOI)、上述反转同相RF信号(LOIB)、上述非反转正交RF信号(LOQ)以及上述反转正交RF信号(LOQB)，能够分别生产脉冲宽度变换输出非反转同相RF信号电压(LOI_O)、脉冲宽度变换输出反转同相RF信号电压(LOIB_O)、脉冲宽度变换输出非反转正交RF信号电压(LOQ_O)以及脉冲宽度变换输出反转正交RF信号电压(LOQB_O)。

将上述脉冲宽度变换输出非反转同相RF信号电压(LOI_O)、上述脉冲宽度变换输出反转同相RF信号电压(LOIB_O)、上述脉冲宽度变换输出非反转正交RF信号电压(LOQ_O)以及上述脉冲宽度变换输出反转正交RF信号电压(LOQB_O)的各RF信号电压的高电平期间(T_H)设定为比低电平期间(T_L)短的期间(参照图12)。

由上述波形处理电路(LOPC)生成的上述脉冲宽度变换输出非反转同相RF信号电压(LOI_O)能够被提供给上述第一晶体管(M1)的上述控制电极和上述第六晶体管(M2B)的上述控制电极。

由上述波形处理电路(LOPC)生成的上述脉冲宽度变换输出反转同相RF信号电压(LOIB_O)能够被提供给上述第二晶体管(M2)的上述控制电极和上述第五晶体管(M1B)的上述控制电极。

由上述波形处理电路(LOPC)生成的上述脉冲宽度变换输出非反转正交RF信号电压(LOQ_O)能够被提供给上述第三晶体管(M3)的上述控制电极和上述第八晶体管(M4B)的上述控制电极。

由上述波形处理电路(LOPC)生成的上述脉冲宽度变换输出反转正交RF信号电压(LOQB_O)能够被提供给上述第四晶体管(M4)的上述控制电极和上述第七晶体管(M3B)的上述控制电极(参照图6)。

在其他更优选的实施方式中，在上述脉冲宽度变换输出非反转同相RF信号电压(LOI_O)的非反转同相电压电平与上述脉冲宽度变换输出反转同相RF信号电压(LOIB_O)的反转同相电压电平交叉的定时，上述非反转同相电压电平和上述反转同相电压电平的各电压电平设定得比上述第一晶体管(M1)、上述第六晶体管(M2B)、上述第二晶体管(M2)以及上述第五晶体管(M1B)的各晶体管的阈值电压低。

在上述脉冲宽度变换输出非反转正交RF信号电压(LOQ_O)的非反转正交电压电平与上述脉冲宽度变换输出反转正交RF信号电压(LOQB_O)的反转正交电压电平交叉的定时，上述非反转正交电压电平和上述反转正交电压电平的各电压电平设定得比上述第三晶体管(M3)、上述第八晶体管(M4B)、上述第四晶体管(M4)以及上述第七晶体管(M3B)的各晶体管的阈值电压低(参照图6、图12)。

进而基于其他更优选的实施方式的正交调制器(QMOD)具备第一缓冲放大器(BF1)、第二缓冲放大器(BF2)、第三缓冲放大器(BF3)以及第四缓冲放大器(BF4)。

能够通过上述第一缓冲放大器(BF1)向上述第一晶体管(M1)的上述输入电极和上述第五晶体管(M1B)的上述输入电极供给上述非反转同相模拟信号(BBI)。

能够通过上述第二缓冲放大器(BF2)向上述第二晶体管(M2)的上述输入电极和上述第六晶体管(M2B)的上述输入电极供给上述反转同相模拟信号(BBIB)。

能够通过上述第三缓冲放大器(BF3)向上述第三晶体管(M3)的上述输入电极和上述第七晶体管(M3B)的上述输入电极供给非反转正交模拟信号(BBQ)。

能够通过上述第四缓冲放大器(BF4)向上述第四晶体管(M4)的上述输入电极和上述第八晶体管(M4B)的上述输入电极供给上述反转正交模拟信号(BBQB)(参照图6)。

在具体实施方式中，生成上述波形处理电路(LOPC)的上述脉冲宽度变换输出非反转同相RF信号电压(LOI_O)的非反转同相RF信号电压生成器、生成上述脉冲宽度变换输出反转同相RF信号电压(LOIB_O)的反转同相RF信号电压生成器、生成上述脉冲宽度变换输出非反转正交RF信号电压(LOQ_O)的非反转正交RF信号电压生成器以及生成上述脉冲宽度变换输出反转正交RF信号电压(LOQB_O)的反转正交RF信号电压生成器的各信号电压生成器由CMOS反相器(INV1)构成。

上述各信号电压生成器的上述CMOS反相器包括P沟道MOS晶体管(PM1)和N沟道MOS晶体管(NM1)。

与上述P沟道MOS晶体管(PM1)的上述CMOS反相器的输出端子(LOI_i)的电流驱动能力相比，将上述N沟道MOS晶体管(NM1)的上述CMOS反相器的上述输出端子(LOI_i)的电流驱动能力设定成更小的值(参照图8)。

在其他具体实施方式中，上述非反转同相模拟信号(BBI)、上述反转同相模拟信号(BBIB)、上述非反转正交模拟信号(BBQ)以及上述反转正交模拟信号(BBQB)的上述各模拟信号是发送基带信号。

上述非反转同相RF信号(LOI)、上述反转同相RF信号(LOIB)、上述非反转正交RF信号(LOQ)以及上述反转正交RF信号(LOQB)的上述各RF信号是发送RF本振信号。

在最具体的实施方式中，其特征在于，上述第一晶体管、上述第二晶体管、上述第三晶体管、上述第四晶体管、上述第五晶体管、上述第六晶体管、上述第七晶体管以及上述第八晶体管是MOS晶体管、结型场效应晶体管、双极晶体管、异质结双极晶体管、高电子迁移率晶体管中的任一种。

(2)本发明的另一观点中具有代表性的实施方式是具有接收电路(303)和发送电路(304～308)的半导体集成电路(311)。

上述发送电路包括第一和第二D/A转换器(304I、Q)、第一和第二低通滤波器(305I、Q)、正交调制器(306)、合成器(307)以及发送放大器(308)。

上述第一和第二D/A转换器(304I、Q)能够将第一和第二发送数字基带信号变换成第一和第二发送模拟基带信号。

上述第一和第二低通滤波器(305I、Q)能够将上述第一和第二发送模拟基带信号传输至上述正交调制器(306)。

上述合成器(307)能够向上述正交调制器供给第一和第二RF本振信号。

上述正交调制器(306)的输出能够生成RF发送信号，上述发送放大器(308)能够放大由上述正交调制器生成的上述RF发送信号(参照图7)。

上述正交调制器306具有第一晶体管(M1)、第二晶体管(M2)、第三晶体管(M3)、第四晶体管(M4)、第一节点(N1)、第二节点(N2)以及第一输出节点(Nout)。

上述第一晶体管、上述第二晶体管、上述第三晶体管以及上述第四晶体管的各晶体管具有输入电极、输出电极以及控制电极，能够响应被提供给上述控制电极的控制电压来控制上述输入电极与上述输出电极之间的电导率。

能够向上述第一晶体管(M1)的上述输入电极、上述第二晶体管(M2)的上述输入电极、上述第三晶体管(M3)的上述输入电极以及上述第四晶体管(M4)的上述输入电极分别供给非反转同相模拟信号(BBI)、反转同相模拟信号(BBIB)、非反转正交模拟信号(BBQ)以及反转正交模拟信号(BBQB)。

上述第一晶体管(M1)的上述控制电极、上述第二晶体管(M2)的上述控制电极、上述第三晶体管(M3)的上述控制电极以及上述第四晶体管(M4)的上述控制电极能够分别响应非反转同相RF信号(LOI)、反转同相RF信号(LOIB)、非反转正交RF信号(LOQ)以及反转正交RF信号(LOQB)。

上述第一晶体管(M1)的上述输出电极和上述第二晶体管(M2)的上述输出电极与上述第一节点(N1)连接，上述第三晶体管(M3)的上述输出电极和上述第四晶体管(M4)的上述输出电极与上述第二节点(N2)连接。

还具有连接在上述第一节点(N1)和上述第一输出节点(Nout)之间的第一高通滤波器(HPF1)和连接在上述第二节点(N2)和上述第一输出节点(Nout)之间的第二高通滤波器(HPF2)(参照图1)。

2.实施方式的详细内容

接着，进一步详述实施方式。另外，在用于说明用于实施发明的最佳方式的所有附图中，对与前面说明过的图具有相同功能的部件标以相同的符号，省略其反复说明。

[实施方式1]

《收发两用机的结构》

图7是表示安装有基于本发明实施方式1的射频集成电路RFIC的收发两用机的结构的图。

图7所示的基于本发明实施方式1的RFIC与在说明书开头说明的在本发明之前由本发明者研究的RFIC的不同在于以下方面。

即，如以下说明那样，包含在图7所示的、基于本发明实施方式1的RFIC中的正交解调器(QMOD)306由基于图1的实施方式2的无源混频器、基于图2的实施方式3的无源混频器、基于图3的实施方式4的无源混频器、基于图4的实施方式5的无源混频器、基于图5的实施方式6的无源混频器以及基于图6的实施方式7的无源混频器中的任一种构成。其结果，在像这样构成的正交解调器(QMOD)306中，通过DC(直流)和发送基带信号的频带中的输出节点Nout的第一节点N1和第二节点(N2)之间的同相基带发送信号与正交基带发送信号的短路被消除。此时，由第一节点N1生成的同相RF发送信号和由第二节点N2生成的正交RF发送信号能够分别以足够的信号电平传输至输出节点Nout。

另外，图7所示的、基于本发明实施方式1的RFIC的D/A转换器304I、304Q、低通滤波器305I、305Q、合成器307、可编程增益放大器308、接收器303、数字接口(DigIF)3110的结构与在说明书开头说明的、在本发明之前由本发明者研究的RFIC的那些结构相同，故省略其反复说明。

此外，图7所示的本发明实施方式1中的SAW滤波器309、RF功率放大器310、无线收发转换开关302、天线301的结构与在说明书开头说明的那些结构相同，故省略其反复说明。进而，基于图7所示的本发明实施方式1的RFIC支持WCDMA方式的多频带下的收发。按照频分双工(FDD)，在多频带的各多频带中，RF发送频率设定为比RF接收频率低的频率。

[实施方式2]

图1是表示能够作为包含在基于图7所示的本发明实施方式1的RFIC中的正交解调器(QMOD)306而使用的基于本发明实施方式2的无源混频器的结构的图。

图1所示的无源混频器与图16所示的、在本发明之前由本发明者研究的无源混频器的不同点为下述方面。

即，在图1所示的无源混频器中，如图16所示的无源混频器那样，第一节点N1和第二节点N2不是分别通过输出节点Nout、第一信号布线以及第二信号布线直接连接，而是第一节点N1通过第一高通滤波器HPF1与输出节点Nout连接，第二节点N2通过第二高通滤波器HPF2与输出节点Nout连接。此外，该第一高通滤波器HPF1和第二高通滤波器HPF2的各截止频率被设定为在低频信号的基带发送信号的最高频率与高频信号的RF发送信号的最低频率之间的值。

因此，在图1所示的无源混频器中，在基带发送信号的低频带中第一节点N1与第二节点N2之间的阻抗为较大的值，因此能够消除通过DC(直流)和发送基带信号的频带中的输出节点Nout的第一节点N1与第二节点N2之间的短路。如此，根据图1所示的无源混频器，能够减轻由输出节点Nout生成的RF发送信号RF的信号波形失真，提高无源混频器的线性。

进而根据图1的无源混频器，不需要上述非专利文献1中记载的无源电压混频器所需的25％占空比区域的生成电路和上述非专利文献2中记载的无源电压混频器所需的2倍频率2LO的生成电路，因此能够降低无源混频器的功耗。

另一方面，在图1所示的无源混频器中，在RF发送信号的高频带中第一高通滤波器HPF1和第二高通滤波器HPF2的各阻抗为较小的值，因此由第一节点N1生成的同相RF发送信号和由第二节点N2生成的正交RF发送信号能够分别以足够的信号电平传输至输出节点Nout。

作为例子，LTE方式的便携电话的低频信号的基带发送信号的最高频率为10MHz，UMTS带1的高频信号的RF发送信号的频率为1920MHz～1980MHz，因此第一和第二高通滤波器HPF1、HPF2的截止频率被设定成它们之间的值。

此外，图1的无源混频器包括第一和第二高通滤波器HPF1、HPF2，因此能够提高从4个N沟道MOS晶体管M1、M2、M3、M4的源极观察到的基带发送信号的低频带中的输入阻抗。从而能够提高输出向4个N沟道MOS晶体管M1～M4的源极供给的低频带的基带发送信号的4个缓冲放大器BF1～BF4的输出阻抗，因此能够降低4个缓冲放大器BF1～BF4的输出驱动电流，能够降低无源混频器的功耗。

[实施方式3]

图2是表示能够作为包含在基于图7所示的本发明实施方式1的RFIC中的正交解调器(QMOD)306而使用的基于本发明实施方式3的无源混频器的结构的图。

基于图2所示的实施方式3的无源混频器与基于图1所示的本发明实施方式2的无源混频器的不同点为下述方面。

即，在图2所示的无源混频器中追加未包含在图1所示的无源混频器中的另外4个N沟道MOS晶体管M1B、M2B、M3B、M4B、第三高通滤波器HPF1B以及第四高通滤波器HPF2B。

向晶体管M1、M1B的公共源极和晶体管M2、M2B的公共源极分别供给缓冲放大器BF1输出的非反转同相基带信号输出电压和缓冲放大器BF2输出的反转同相基带信号输出电压，向晶体管M3、M3B的公共源极和晶体管M4、M4B的公共源极分别供给缓冲放大器BF3输出的非反转正交基带信号输出电压和缓冲放大器BF4输出的反转正交基带信号输出电压。

向晶体管M1的栅极和晶体管M2的栅极分别供给非反转同相RF本振信号电压LOI和反转同相RF本振信号电压LOIB，其公共漏极与第一节点N1连接，在第一节点N1生成非反转同相RF发送信号RFI。此外，向晶体管M1B的栅极和晶体管M2B的栅极分别供给反转同相RF本振信号电压LOIB和非反转同相RF本振信号电压LOI，其公共漏极与第三节点N1B连接，在第三节点N1B生成反转同相RF发送信号RFIB。

向晶体管M3的栅极和晶体管M4的栅极分别供给非反转正交RF本振信号电压LOQ和反转正交RF本振信号电压LOQB，其公共漏极与第二节点N2连接，在第二节点N2生成非反转正交RF发送信号RFQ。此外，向晶体管M3B的栅极和晶体管M4B的栅极分别供给反转正交RF本振信号电压LOQB和非反转正交RF本振信号电压LOQ，其公共漏极与第四节点N2B连接，在第四节点N2B生成反转正交RF发送信号RFQB。

第一节点N1和第二节点N2分别通过第一高通滤波器HPF1和第二高通滤波器HPF2与第一输出节点Nout连接，由第一输出节点Nout生成非反转RF发送信号RF。第三节点N1B和第四节点N2B分别通过第三高通滤波器HPF1B和第四高通滤波器HPF2B与第二输出节点NoutB连接，由第二输出节点NoutB生成反转RF发送信号RFB。该非反转RF发送信号RF和反转RF发送信号RFB被提供给基于图7所示的本发明实施方式1的RFIC的可编程增益放大器308的差动输入端子。第一高通滤波器HPF1、第二高通滤波器HPF2、第三高通滤波器HPF1B以及第四高通滤波器HPF2B的各截止频率被设定为在低频信号的基带发送信号的最高频率与高频信号的RF发送信号的最低频率之间的值。

与基于图1所示的本发明实施方式1的无源混频器相比，基于图2所示的实施方式3的无源混频器构成差动型电路形式，因此能够提高对电源电压变化和温度变化等的稳定性，也能够抑制同相信号成分，故能够实现低噪声化。

[实施方式4]

图3是表示能够作为包含在基于图7所示的本发明实施方式1的RFIC中的正交解调器(QMOD)306而使用的基于本发明实施方式4的无源混频器的结构的图。

基于图3所示的实施方式4的无源混频器与基于图1所示的本发明实施方式2的无源混频器的不同点为下述方面。

即，在图4所示的无源混频器中，图1所示的无源混频器的第一高通滤波器HPF1由电容CHPF1和输出节点Nout的下一级的输入阻抗构成，图1所示的无源混频器的第二高通滤波器HPF2由电容CHPF2和输出节点Nout的下一级的输入阻抗构成。该输出节点Nout的下一级的输入阻抗为基于图7所示的本发明实施方式1的RFIC的可编程增益放大器308的输入阻抗。

第一和第二高通滤波器HPF1、HPF2的各截止频率由电容CHPF1、2的电容值和输出节点Nout的下一级的输入阻抗确定。通过在第一和第二高通滤波器HPF1、HPF2中使用作为电抗元件的电容CHPF1、2来抑制热噪声，能够实现低噪声化。进而，电容CHPF1、2能够由RFIC的半导体芯片上的较小芯片占有面积形成，因此能够实现RFIC的低成本化。

[实施方式5]

图4是表示能够作为包含在基于图7所示的本发明实施方式1的RFIC中的正交解调器(QMOD)306而使用的基于本发明实施方式5的无源混频器的结构的图。

基于图4所示的本发明实施方式5的无源混频器与基于图2所示的本发明实施方式3的无源混频器的不同点为下述方面。

即，在图4所示的无源混频器中，图2所示的无源混频器的第一高通滤波器HPF1由电容CHPF1和第一输出节点Nout的下一级的输入阻抗构成，图2所示的无源混频器的第二高通滤波器HPF2由电容CHPF2和第一输出节点Nout的下一级的输入阻抗构成。进而，在图4所示的无源混频器中，图2所示的无源混频器的第三高通滤波器HPF1B由电容CHPF1B和第二输出节点NoutB的下一级的输入阻抗构成，图2所示的无源混频器的第四高通滤波器HPF2B由电容CHPF2B和第二输出节点NoutB的下一级的输入阻抗构成。该第一输出节点Nout的下一级的输入阻抗和第二输出节点NoutB的下一级的输入阻抗为基于图7所示的本发明实施方式1的RFIC的可编程增益放大器308的输入阻抗。

第一、第二、第三以及第四高通滤波器HPF1、2、3、4的各截止频率由电容CHPF1、2、3、4的电容值和输出节点Nout、NoutB的下一级输入阻抗确定。

图10是表示对基于上述非专利文献1记载的以往的25％占空比区域的驱动方式、基于以该驱动方式为参考的50％占空比区域的驱动方式以及基于图4所示的本发明实施方式5的无源混频器的各输入阻抗进行比较的结果的图。

如图10所示，相对于在50％占空比时输入阻抗ZBB为大致20欧姆的极低的值，在25％占空比时输入阻抗ZBB增加到大致110欧姆，在图4所示的本发明实施方式5的情况下输入阻抗ZBB增加为大致205欧姆的极高的值。另外，如在图1所示的本发明实施方式5的无源混频器中说明的那样，这种情况下的输入阻抗ZBB是从4个N沟道MOS晶体管M1、M2、M3、M4的源极观察到的基带发送信号的低频带中的输入阻抗。另外，图10所示的比较结果是使用了线宽65nm的制造工艺的N沟道MOS晶体管的电路模型进行模拟的结果。

如此，基于图4所示的本发明实施方式5的无源混频器的输入阻抗，与以往的50％占空比的情况相比大约变高10倍，与以往的25％占空比的情况相比大约变高2倍，能够大幅度提高输入阻抗，因此能够实现低功耗和高线形特征。

图11是表示基于上述非专利文献1记载的以往的25％占空比区域的驱动方式和基于图4所示的本发明实施方式5的无源混频器的各电压增益Av与相位噪声CNR的发送基带信号振幅BBinput的依赖性的图。

图11的横轴的发送基带信号振幅BBinput表示图4所示的无源混频器的缓冲放大器BF1～BF4的输出端子的发送基带信号的电压振幅。图11的左侧纵轴的电压增益Av是从图4的无源混频器的缓冲放大器BF1～BF4的输入端子到非反转RF发送信号RF和反转RF发送信号RFB的电压增益。图11的右侧纵轴的相位噪声CNR是与图15的纵轴大致相同地对应于120MHz失谐时的S/N比的倒数。

关于电压增益Av，与以往的25％占空比的情况相比，针对大振幅电平的发送基带信号振幅BBinput，图4所示的无源混频器的电压增益Av维持较大的值，因此图4的无源混频器具有良好的线性。

关于相位噪声CNR，与以往的25％占空比的情况相比，图4的无源混频器的S/N比得到改善，因此图4的无源混频器具有低噪声特征。

[实施方式6]

图5是表示能够作为包含在基于图7所示的本发明实施方式1的RFIC中的正交解调器(QMOD)306而使用的基于本发明实施方式6的无源混频器的结构的图。

基于图5所示的本发明实施方式6的无源混频器与基于图3所示的本发明实施方式4的无源混频器的不同点为下述方面。

即，在图5所示的无源混频器中追加有未包含在图3所示的无源混频器中的本振信号脉冲宽度缩小电路LOPC。通过向该本振信号脉冲宽度缩小电路LOPC供给非反转同相RF本振信号电压LOI、反转同相RF本振信号电压LOIB、非反转正交RF本振信号电压LOQ以及反转正交RF本振信号电压LOQB，从而由本振信号脉冲宽度缩小电路LOPC生成脉冲宽度变换输出非反转同相RF本振信号电压LOI_O、脉冲宽度变换输出反转同相RF本振信号电压LOIB_O、脉冲宽度变换输出非反转正交RF本振信号电压LOQ_O以及脉冲宽度变换输出反转正交RF本振信号电压LOQB_O。

图12是表示向基于图5所示的本发明实施方式6的无源混频器的本振信号脉冲宽度缩小电路LOPC供给的非反转同相RF本振信号电压LOI、反转同相RF本振信号电压LOIB、非反转正交RF本振信号电压LOQ以及反转正交RF本振信号电压LOQB的波形，由本振信号脉冲宽度缩小电路LOPC生成的脉冲宽度变换输出非反转同相RF本振信号电压LOI_O、脉冲宽度变换输出反转同相RF本振信号电压LOIB_O、脉冲宽度变换输出非反转正交RF本振信号电压LOQ_O以及脉冲宽度变换输出反转正交RF本振信号电压LOQB_O的波形的图。

如图12的上部所示，在非反转同相RF本振信号电压LOI的电压电平和反转同相RF本振信号电压LOIB的电压电平交叉的时刻X，两电压电平超出N沟道MOS晶体管的阈值电压的电平。同样地，如图12的上部所示，在非反转正交RF本振信号电压LOQ的电压电平和反转正交RF本振信号电压LOQB的电压电平交叉的时刻X，两电压电平超出N沟道MOS晶体管的阈值电压的电平。

如图12的上部所示的波形的非反转同相RF本振信号电压LOI、反转同相RF本振信号电压LOIB、非反转正交RF本振信号电压LOQ以及反转正交RF本振信号电压LOQB分别被提供给基于图3所示的本发明实施方式4的无源混频器的4个N沟道MOS晶体管M1、M2、M3、M4的栅极。因此，在图3所示的无源混频器中，在相交的时刻X，被缓冲放大器BF1供给非反转同相基带信号输出电压的晶体管M1和被缓冲放大器BF2供给反转同相基带信号输出电压的晶体管M2被同时驱动为导通状态，被缓冲放大器BF3供给非反转正交基带信号输出电压的晶体管M3和被缓冲放大器BF4供给反转正交基带信号输出电压的晶体管M4被同时驱动为导通状态。因此，由于该晶体管的同时导通，导致在图3所示的无源混频器中，从2个N沟道MOS晶体管M1、M2的两个源极观察到的非反转同相基带信号和反转同相基带信号的低频带中的输入阻抗降低，从2个N沟道MOS晶体管M3、M4的两个源极观察到的非反转正交基带信号和反转正交基带信号的低频带中的输入阻抗降低。

与之相对，在图5所示的无源混频器中，由本振信号脉冲宽度缩小电路LOPC生成的脉冲宽度变换输出非反转同相RF本振信号电压LOI_O、脉冲宽度变换输出反转同相RF本振信号电压LOIB_O、脉冲宽度变换输出非反转正交RF本振信号电压LOQ_O以及脉冲宽度变换输出反转正交RF本振信号电压LOQB_O分别被提供给4个N沟道MOS晶体管M1、M2、M3、M4的栅极。

如图12的下部所示，在由本振信号脉冲宽度缩小电路LOPC生成的脉冲宽度变换输出非反转同相RF本振信号电压LOI_O、脉冲宽度变换输出反转同相RF本振信号电压LOIB_O、脉冲宽度变换输出非反转正交RF本振信号电压LOQ_O以及脉冲宽度变换输出反转正交RF本振信号电压LOQB_O的各脉冲波形中，将高电平期间T_H设定为比低电平期间T_L短的期间。因此，如图12的下部所示，在脉冲宽度变换输出非反转同相RF本振信号电压LOI_O的电压电平和脉冲宽度变换输出反转同相RF本振信号电压LOIB_O的电压电平交叉的时刻X，两电压电平变得比N沟道MOS晶体管的阈值电压的电平低。同样地，如图12的下部所示，在脉冲宽度变换输出非反转正交RF本振信号电压LOQ_O的电压电平和脉冲宽度变换输出反转正交RF本振信号电压LOQB_O的电压电平交叉的时刻X，两电压电平变得比N沟道MOS晶体管的阈值电压的电平低。

因此，在图5所示的无源混频器中，能够消除交叉时刻X时的晶体管M1、M2的同时导通状态和晶体管M3、M4的同时导通状态。其结果，在图5所示的无源混频器中，能够消除从2个N沟道MOS晶体管M1、M2的两个源极观察到的非反转同相基带信号和反转同相基带信号的低频带中的输入阻抗的降低，也能够消除从2个N沟道MOS晶体管M3、M4的两个源极观察到的非反转正交基带信号和反转正交基带信号的低频带中的输入阻抗的降低。

《本振信号脉冲宽度缩小电路的结构》

图8是表示包含在基于图5所示的本发明实施方式6的无源混频器中的本振信号脉冲宽度缩小电路LOPC的结构的图。

图8所示的本振信号脉冲宽度缩小电路LOPC包括输入反相器INV1和输出反相器INV2，输入反相器INV1由包括P沟道MOS晶体管PM1和N沟道MOS晶体管NM1的CMOS反相器构成，输出反相器INV2也由包括P沟道MOS晶体管PM2和N沟道MOS晶体管NM2的CMOS反相器构成。尤其，在输入反相器INV1中与P沟道MOS晶体管PM1的沟道长度Lp相比，将N沟道MOS晶体管NM1的沟道长度Ln设定为较大的值，另一方面，在输出反相器INV2中，将P沟道MOS晶体管PM1的沟道长度和N沟道MOS晶体管NM1的沟道长度Ln设定为大致相等的值。其结果，在输入反相器INV1中，与P沟道MOS晶体管PM1相比，N沟道MOS晶体管NM1的阈值电压变高、电流驱动能力变低。

图9是表示基于图8所示的本发明实施方式6的本振信号脉冲宽度缩小电路LOPC的各部分的波形的图。

输入反相器INV1响应图9的上部的非反转同相RF本振信号电压LOI的波形生成图9的中央部的非反转同相RF本振信号中间电压LOI_i的波形。在输入反相器INV1中，N沟道MOS晶体管NM1的阈值电压设定得高，电流驱动能力设定得低，因此在非反转同相RF本振信号中间电压LOI_i的波形中，下降速度比上升速度延迟。输出反相器INV2鉴别该非对称波形的非反转同相RF本振信号中间电压LOI_i的低电平和高电平，输出反相器INV2生成脉冲宽度变换输出非反转同相RF本振信号电压LOI_O。其结果，脉冲宽度变换输出非反转同相RF本振信号电压LOI_O具有短期间的高电平期间T_H和长期间的低电平期间T_L。

其他的脉冲宽度变换输出反转同相RF本振信号电压LOIB_O、脉冲宽度变换输出非反转正交RF本振信号电压LOQ_O以及脉冲宽度变换输出反转正交RF本振信号电压LOQB_O能够通过向与图8所示的本振信号脉冲宽度缩小电路LOPC相同的结构的另一本振信号脉冲宽度缩小电路供给反转同相RF本振信号电压LOIB、非反转正交RF本振信号电压LOQ以及反转正交RF本振信号电压LOQB来生成。

在基于图5所示的本发明实施方式6的无源混频器中，原本需要用于向晶体管M1的栅极和晶体管M2的栅极分别供给非反转同相RF本振信号电压LOI和反转同相RF本振信号电压LOIB的2个缓冲器、用于向晶体管M3的栅极和晶体管M4的栅极分别供给非反转正交RF本振信号电压LOQ和反转正交RF本振信号电压LOQB的2个缓冲器。通过将图8所示的本振信号脉冲宽度缩小电路LOPC和另外3个本振信号脉冲宽度缩小电路代替上述4个缓冲器来使用，能够减轻芯片占有面积和功耗的增大。

[实施方式7]

图6是表示能够作为包含在基于图7所示的本发明实施方式1的RFIC中的正交解调器(QMOD)306而使用的基于本发明实施方式7的无源混频器的结构的图。

基于图6所示的本发明实施方式7的无源混频器与将图3所示的无源混频器展开成差动电路形式的结构而构成图4所示的无源混频器同样地将基于图5所示的本发明实施方式6的无源混频器展开成差动电路形式的结构。

在图6所示的无源混频器中，也使用在图12的下部所示的脉冲宽度变换输出非反转同相RF本振信号电压LOI_O、脉冲宽度变换输出反转同相RF本振信号电压LOIB_O、脉冲宽度变换输出非反转正交RF本振信号电压LOQ_O以及脉冲宽度变换输出反转正交RF本振信号电压LOQB_O。

因此，图6所示的无源混频器也能够消除交叉时刻X的多个晶体管的同时导通状态。其结果，图6所示的无源混频器也能够消除非反转正交基带信号和反转正交基带信号的低频带中的输入阻抗的降低。

图13是表示对基于上述非专利文献1记载的以往的25％占空比区域的驱动方式、基于以该驱动方式作为参考的50％占空比区域的驱动方式以及基于图6所示的本发明实施方式7的无源混频器的各输入阻抗进行比较的结果的图。

如图13所示，与以往的50％占空比和25％占空比中的一个的情况(特征L1)相比，也能够使基于图6所示的本发明实施方式7的无源混频器的输入阻抗ZBB特征L2成为极高的值。另外，输入阻抗ZBB的值是从多个N沟道MOS晶体管的源极观察到的基带发送信号的低频带中的输入阻抗。另外，图13的比较结果是使用了线宽65nm的制造工艺的N沟道MOS晶体管的电路模型进行模拟的结果。

[其他实施方式]

以上基于各个实施方式对由本发明者完成的发明进行了具体的说明，但本发明不限于此，当然在不超出其主旨的范围内能够进行各种变更。

例如，安装有基于图7所示的本发明实施方式1的射频集成电路(RFIC)的收发两用机不仅能够应用于WCDMA方式的便携电话的收发，当然也能够应用于GSM方式的便携电话的收发中。此时，天无线收发转换开关302用时分双工(TDD)的方式将发送时隙和接收时隙置换成切换的天线开关。

在发送时隙，RF功率放大器310的RF发送信号通过天线开关302和天线301向便携电话的基站发送。在接收时隙，由天线301接收到的来自便携电话的基站的接收信号通过天线开关302提供给接收器303的低噪声放大器LNA的输入端子。

进而，安装有基于图7所示的本发明实施方式1的射频集成电路(RFIC)的收发两用机不仅能够应用于便携电话的收发，当然也能够应用于按照标准IEEE802.11a、b、g、n等的无线LAN(Local AreaNetwork)的无线通信的收发中。此时，由于RF功率放大器310的RF发送功率比便携电话的小，因此RF功率放大器310能够被集成在RFIC311的半导体芯片上。

另外，在基于图1的实施方式2的无源混频器、基于图2的实施方式3的无源混频器、基于图3的实施方式4的无源混频器、基于图4的实施方式5的无源混频器、基于图5的实施方式6的无源混频器以及基于图6的实施方式7的无源混频器的各无源混频器中，被供给发送基带信号电压和RF本振信号电压的晶体管不限于N沟道MOS晶体管。

作为无源混频器的晶体管，此外还能够置换成结型场效应晶体管、双极晶体管、异质结双极晶体管以及高电子迁移率晶体管(HEMT)等。另外，作为晶体管的导电型当然也能够是N沟道以外的P沟道，NPN型以外的PNP型。

Claims (20)

1.一种正交调制器，包括第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管、第四晶体管、第一节点、第二节点以及第一输出节点，该正交调制器的特征在于：

上述第一晶体管、上述第二晶体管、上述第三晶体管以及上述第四晶体管的各晶体管具有输入电极、输出电极以及控制电极，能够响应被提供给上述控制电极的控制电压来控制上述输入电极与上述输出电极之间的电导率，

能够向上述第一晶体管的上述输入电极、上述第二晶体管的上述输入电极、上述第三晶体管的上述输入电极以及上述第四晶体管的上述输入电极分别供给非反转同相模拟信号、反转同相模拟信号、非反转正交模拟信号以及反转正交模拟信号，

上述第一晶体管的上述控制电极、上述第二晶体管的上述控制电极、上述第三晶体管的上述控制电极以及上述第四晶体管的上述控制电极能够分别响应非反转同相RF信号、反转同相RF信号、非反转正交RF信号以及反转正交RF信号，

上述第一晶体管的上述输出电极和上述第二晶体管的上述输出电极与上述第一节点连接，上述第三晶体管的上述输出电极和上述第四晶体管的上述输出电极与上述第二节点连接，

还包括连接在上述第一节点与上述第一输出节点之间的第一高通滤波器和连接在上述第二节点与上述第一输出节点之间的第二高通滤波器。

2.根据权利要求1所述的正交调制器，其特征在于：

还包括第五晶体管、第六晶体管、第七晶体管、第八晶体管、第三节点、第四节点以及第二输出节点，

上述第五晶体管、上述第六晶体管、上述第七晶体管以及上述第八晶体管的各晶体管具有输入电极、输出电极以及控制电极，能够响应被提供给上述控制电极的控制电压来控制上述输入电极与上述输出电极之间的电导率，

能够向上述第五晶体管的上述输入电极、上述第六晶体管的上述输入电极、上述第七晶体管的上述输入电极以及上述第八晶体管的上述输入电极分别供给上述非反转同相模拟信号、上述反转同相模拟信号、上述非反转正交模拟信号以及上述反转正交模拟信号，

上述第五晶体管的上述控制电极、上述第六晶体管的上述控制电极、上述第七晶体管的上述控制电极以及上述第八晶体管的上述控制电极能够分别响应上述反转同相RF信号、上述非反转同相RF信号、上述反转正交RF信号以及上述非反转正交RF信号，

上述第五晶体管的上述输出电极和上述第六晶体管的上述输出电极与上述第三节点连接，上述第七晶体管的上述输出电极和上述第八晶体管的上述输出电极与上述第四节点连接，

还包括连接在上述第三节点与上述第二输出节点之间的第三高通滤波器和连接在上述第四节点与上述第二输出节点之间的第四高通滤波器。

3.根据权利要求2所述的正交调制器，其特征在于：

上述第一高通滤波器包括连接在上述第一节点与上述第一输出节点之间的第一电容，上述第二高通滤波器包括连接在上述第二节点与上述第一输出节点之间的第二电容，上述第三高通滤波器包括连接在上述第三节点与上述第二输出节点之间的第三电容，上述第四高通滤波器包括连接在上述第四节点与上述第二输出节点之间的第四电容。

4.根据权利要求3所述的正交调制器，其特征在于：

上述第一高通滤波器、上述第二高通滤波器、上述第三高通滤波器以及上述第四高通滤波器的各高通滤波器具有设定在上述非反转同相模拟信号、上述反转同相模拟信号、上述非反转正交模拟信号以及上述反转正交模拟信号的各模拟信号的最高频率与上述非反转同相RF信号、上述反转同相RF信号、上述非反转正交RF信号以及上述反转正交RF信号的各RF信号的最低频率之间的截止频率。

5.根据权利要求4所述的正交调制器，其特征在于：

还包括能够供给上述非反转同相RF信号、上述反转同相RF信号、上述非反转正交RF信号以及上述反转正交RF信号的波形处理电路，

上述波形处理电路能够响应上述非反转同相RF信号、上述反转同相RF信号、上述非反转正交RF信号以及上述反转正交RF信号，来分别生成脉冲宽度变换输出非反转同相RF信号电压、脉冲宽度变换输出反转同相RF信号电压、脉冲宽度变换输出非反转正交RF信号电压以及脉冲宽度变换输出反转正交RF信号电压，

上述脉冲宽度变换输出非反转同相RF信号电压、上述脉冲宽度变换输出反转同相RF信号电压、上述脉冲宽度变换输出非反转正交RF信号电压以及上述脉冲宽度变换输出反转正交RF信号电压的各RF信号电压的高电平期间被设定为比低电平期间短的期间，

由上述波形处理电路生成的上述脉冲宽度变换输出非反转同相RF信号电压能够被提供给上述第一晶体管的上述控制电极和上述第六晶体管的上述控制电极，

由上述波形处理电路生成的上述脉冲宽度变换输出反转同相RF信号电压能够被提供给上述第二晶体管的上述控制电极和上述第五晶体管的上述控制电极，

由上述波形处理电路生成的上述脉冲宽度变换输出非反转正交RF信号电压能够被提供给上述第三晶体管的上述控制电极和上述第八晶体管的上述控制电极，

由上述波形处理电路生成的上述脉冲宽度变换输出反转正交RF信号电压能够被提供给上述第四晶体管的上述控制电极和上述第七晶体管的上述控制电极。

6.根据权利要求5所述的正交调制器，其特征在于：

在上述脉冲宽度变换输出非反转同相RF信号电压的非反转同相电压电平与上述脉冲宽度变换输出反转同相RF信号电压的反转同相电压电平交叉的定时，上述非反转同相电压电平和上述反转同相电压电平的各电压电平设定得比上述第一晶体管、上述第六晶体管、上述第二晶体管以及上述第五晶体管的各晶体管的阈值电压低，

在上述脉冲宽度变换输出非反转正交RF信号电压的非反转正交电压电平与上述脉冲宽度变换输出反转正交RF信号电压的反转正交电压电平交叉的定时，上述非反转正交电压电平和上述反转正交电压电平的各电压电平设定得比上述第三晶体管、上述第八晶体管、上述第四晶体管以及上述第七晶体管的各晶体管的阈值电压低。

7.根据权利要求6所述的正交调制器，其特征在于：

还包括第一缓冲放大器、第二缓冲放大器、第三缓冲放大器以及第四缓冲放大器，

能够通过上述第一缓冲放大器向上述第一晶体管的上述输入电极和上述第五晶体管的上述输入电极供给上述非反转同相模拟信号，

能够通过上述第二缓冲放大器向上述第二晶体管的上述输入电极和上述第六晶体管的上述输入电极供给上述反转同相模拟信号，

能够通过上述第三缓冲放大器向上述第三晶体管的上述输入电极和上述第七晶体管的上述输入电极供给非反转正交模拟信号，

能够通过上述第四缓冲放大器向上述第四晶体管的上述输入电极和上述第八晶体管的上述输入电极供给上述反转正交模拟信号。

8.根据权利要求7所述的正交调制器，其特征在于：

分别生成上述波形处理电路的上述脉冲宽度变换输出非反转同相RF信号电压、上述脉冲宽度变换输出反转同相RF信号电压、上述脉冲宽度变换输出非反转正交RF信号电压以及上述脉冲宽度变换输出反转正交RF信号电压的非反转同相RF信号电压生成器、反转同相RF信号电压生成器、非反转正交RF信号电压生成器以及反转正交RF信号电压生成器的各信号电压生成器由CMOS反相器构成，

上述各信号电压生成器的上述CMOS反相器包括P沟道MOS晶体管和N沟道MOS晶体管，

上述N沟道MOS晶体管的上述CMOS反相器的上述输出端子的电流驱动能力被设定为比上述P沟道MOS晶体管的上述CMOS反相器的输出端子的电流驱动能力小的值。

9.根据权利要求8所述的正交调制器，其特征在于：

上述非反转同相模拟信号、上述反转同相模拟信号、上述非反转正交模拟信号以及上述反转正交模拟信号的上述各模拟信号是发送基带信号，

上述非反转同相RF信号、上述反转同相RF信号、上述非反转正交RF信号以及上述反转正交RF信号的上述各RF信号是发送RF本振信号。

10.根据权利要求9所述的正交调制器，其特征在于：

上述第一晶体管、上述第二晶体管、上述第三晶体管、上述第四晶体管、上述第五晶体管、上述第六晶体管、上述第七晶体管以及上述第八晶体管是MOS晶体管、结型场效应晶体管、双极晶体管、异质结双极晶体管以及高电子迁移率晶体管中的任一种。

11.一种半导体集成电路，包括接收电路和发送电路，该半导体集成电路的特征在于：

上述发送电路包括第一D/A转换器和第二D/A转换器、第一低通滤波器和第二低通滤波器、正交调制器、合成器以及发送放大器，

上述第一D/A转换器和第二D/A转换器能够将第一发送数字基带信号和第二发送数字基带信号转换成第一发送模拟基带信号和第二发送模拟基带信号，

上述第一低通滤波器和第二低通滤波器能够将上述第一发送模拟基带信号和上述第二发送模拟基带信号传输至上述正交调制器，

上述合成器能够向上述正交调制器供给第一RF本振信号和第二RF本振信号，

上述正交调制器能够在其输出中生成RF发送信号，上述发送放大器能够增大由上述正交调制器生成的上述RF发送信号，

上述正交调制器具有第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管、第四晶体管、第一节点、第二节点以及第一输出节点，

上述第一晶体管、上述第二晶体管、上述第三晶体管以及上述第四晶体管的各晶体管具有输入电极、输出电极以及控制电极，能够响应被提供给上述控制电极的控制电压来控制上述输入电极与上述输出电极之间的电导率，

能够向上述第一晶体管的上述输入电极、上述第二晶体管的上述输入电极、上述第三晶体管的上述输入电极以及上述第四晶体管的上述输入电极分别供给非反转同相模拟信号、反转同相模拟信号、非反转正交模拟信号以及反转正交模拟信号，

上述第一晶体管的上述控制电极、上述第二晶体管的上述控制电极、上述第三晶体管的上述控制电极以及上述第四晶体管的上述控制电极能够分别响应非反转同相RF信号、反转同相RF信号、非反转正交RF信号以及反转正交RF信号，

上述第一晶体管的上述输出电极和上述第二晶体管的上述输出电极与上述第一节点连接，上述第三晶体管的上述输出电极和上述第四晶体管的上述输出电极与上述第二节点连接，

还包括连接在上述第一节点与上述第一输出节点之间的第一高通滤波器和连接在上述第二节点与上述第一输出节点之间的第二高通滤波器。

12.根据权利要求11所述的半导体集成电路，其特征在于：

上述正交调制器具有第五晶体管、第六晶体管、第七晶体管、第八晶体管、第三节点、第四节点以及第二输出节点，

上述第五晶体管、上述第六晶体管、上述第七晶体管以及上述第八晶体管的各晶体管具有输入电极、输出电极以及控制电极，能够响应被提供给上述控制电极的控制电压来控制上述输入电极与上述输出电极之间的电导率，

能够向上述第五晶体管的上述输入电极、上述第六晶体管的上述输入电极、上述第七晶体管的上述输入电极以及上述第八晶体管的上述输入电极分别供给上述非反转同相模拟信号、上述反转同相模拟信号、上述非反转正交模拟信号以及上述反转正交模拟信号，

上述第五晶体管的上述控制电极、上述第六晶体管的上述控制电极、上述第七晶体管的上述控制电极以及上述第八晶体管的上述控制电极能够分别响应上述反转同相RF信号、上述非反转同相RR信号、上述反转正交RF信号以及上述非反转正交RF信号，

上述第五晶体管的上述输出电极和上述第六晶体管的上述输出电极与上述第三节点连接，上述第七晶体管的上述输出电极和上述第八晶体管的上述输出电极与上述第四节点连接，

上述正交调制器还具有连接在上述第三节点与上述第二输出节点之间的第三高通滤波器和连接在上述第四节点与上述第二输出节点之间的第四高通滤波器。

13.根据权利要求12所述的半导体集成电路，其特征在于：

上述第一高通滤波器包括连接在上述第一节点与上述第一输出节点之间的第一电容，上述第二高通滤波器包括连接在上述第二节点与上述第一输出节点之间的第二电容，上述第三高通滤波器包括连接在上述第三节点与上述第二输出节点之间的第三电容，上述第四高通滤波器包括连接在上述第四节点与上述第二输出节点之间的第四电容。

14.根据权利要求13所述的半导体集成电路，其特征在于：

上述第一高通滤波器、上述第二高通滤波器、上述第三高通滤波器以及上述第四高通滤波器的各高通滤波器具有设定在上述非反转同相模拟信号、上述反转同相模拟信号、上述非反转正交模拟信号以及上述反转正交模拟信号的各模拟信号的最高频率与上述非反转同相RF信号、上述反转同相RF信号、上述非反转正交RF信号以及上述反转正交RF信号的各RF信号的最低频率之间的截止频率。

15.根据权利要求14所述的半导体集成电路，其特征在于：

上述正交调制器还具有能够提供上述非反转同相RF信号、上述反转同相RF信号、上述非反转正交RF信号以及上述反转正交RF信号的波形处理电路，

上述波形处理电路能够响应上述非反转同相RF信号、上述反转同相RF信号、上述非反转正交RF信号以及上述反转正交RF信号来分别生成脉冲宽度变换输出非反转同相RF信号电压、脉冲宽度变换输出反转同相RF信号电压、脉冲宽度变换输出非反转正交RF信号电压以及脉冲宽度变换输出反转正交RF信号电压，

上述脉冲宽度变换输出非反转同相RF信号电压、上述脉冲宽度变换输出反转同相RF信号电压、上述脉冲宽度变换输出非反转正交RF信号电压以及上述脉冲宽度变换输出反转正交RF信号电压的各RF信号电压的高电平期间被设定为比低电平期间短的期间，

由上述波形处理电路生成的上述脉冲宽度变换输出非反转同相RF信号电压能够被提供给上述第一晶体管的上述控制电极和上述第六晶体管的上述控制电极，

由上述波形处理电路生成的上述脉冲宽度变换输出反转同相RF信号电压能够被提供给上述第二晶体管的上述控制电极和上述第五晶体管的上述控制电极，

由上述波形处理电路生成的上述脉冲宽度变换输出非反转正交RF信号电压能够被提供给上述第三晶体管的上述控制电极和上述第八晶体管的上述控制电极，

由上述波形处理电路生成的上述脉冲宽度变换输出反转正交RF信号电压能够被提供给上述第四晶体管的上述控制电极和上述第七晶体管的上述控制电极。

16.根据权利要求15所述的半导体集成电路，其特征在于：

在上述脉冲宽度变换输出非反转同相RF信号电压的非反转同相电压电平与上述脉冲宽度变换输出反转同相RF信号电压的反转同相电压电平交叉的定时，上述非反转同相电压电平和上述反转同相电压电平的各电压电平设定得比上述第一晶体管、上述第六晶体管、上述第二晶体管以及上述第五晶体管的各晶体管的阈值电压低，

在上述脉冲宽度变换输出非反转正交RF信号电压的非反转正交电压电平与上述脉冲宽度变换输出反转正交RF信号电压的反转正交电压电平交叉的定时，上述非反转正交电压电平和上述反转正交电压电平的各电压电平设定得比上述第三晶体管、上述第八晶体管、上述第四晶体管以及上述第七晶体管的各晶体管的阈值电压低。

17.根据权利要求16所述的半导体集成电路，其特征在于：

上述正交调制器还具有第一缓冲放大器、第二缓冲放大器、第三缓冲放大器以及第四缓冲放大器，

能够通过上述第一缓冲放大器向上述第一晶体管的上述输入电极和上述第五晶体管的上述输入电极供给上述非反转同相模拟信号，

能够通过上述第二缓冲放大器向上述第二晶体管的上述输入电极和上述第六晶体管的上述输入电极供给上述反转同相模拟信号，

能够通过上述第三缓冲放大器向上述第三晶体管的上述输入电极和上述第七晶体管的上述输入电极供给非反转正交模拟信号，

能够通过上述第四缓冲放大器向上述第四晶体管的上述输入电极和上述第八晶体管的上述输入电极供给上述反转正交模拟信号。

18.根据权利要求17所述的半导体集成电路，其特征在于：

分别生成上述波形处理电路的上述脉冲宽度变换输出非反转同相RF信号电压、上述脉冲宽度变换输出反转同相RF信号电压、上述脉冲宽度变换输出非反转正交RF信号电压以及上述脉冲宽度变换输出反转正交RF信号电压的非反转同相RF信号电压生成器、反转同相RF信号电压生成器、非反转正交RF信号电压生成器以及反转正交RF信号电压生成器的各信号电压生成器由CMOS反相器构成，

上述各信号电压生成器的上述CMOS反相器包括P沟道MOS晶体管和N沟道MOS晶体管，

上述N沟道MOS晶体管的上述CMOS反相器的上述输出端子的电流驱动能力被设定为比上述P沟道MOS晶体管的上述CMOS反相器的输出端子的电流驱动能力小的值。

19.根据权利要求18所述的半导体集成电路，其特征在于：

上述非反转同相模拟信号、上述反转同相模拟信号、上述非反转正交模拟信号以及上述反转正交模拟信号的上述各模拟信号是发送基带信号，

上述非反转同相RF信号、上述反转同相RF信号、上述非反转正交RF信号以及上述反转正交RF信号的上述各RF信号是发送RF本振信号。

20.根据权利要求19所述的半导体集成电路，其特征在于：

上述第一晶体管、上述第二晶体管、上述第三晶体管、上述第四晶体管、上述第五晶体管、上述第六晶体管、上述第七晶体管以及上述第八晶体管是MOS晶体管、结型场效应晶体管、双极晶体管、异质结双极晶体管以及高电子迁移率晶体管中的任一种。

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