CN102005911B

CN102005911B - 一种分段线性斜坡补偿电路

Info

Publication number: CN102005911B
Application number: CN 200910189943
Authority: CN
Inventors: 梁仁光; 胡胜发
Original assignee: Anyka Guangzhou Microelectronics Technology Co Ltd
Current assignee: Guangzhou Ankai Microelectronics Co.,Ltd.
Priority date: 2009-09-01
Filing date: 2009-09-01
Publication date: 2013-07-17
Anticipated expiration: 2029-09-01
Also published as: CN102005911A

Abstract

本发明涉及一种分段线性斜坡补偿电路，该电路应用于峰值电流模式DC-DC电压转换器，采用随占空比变化的分段线性斜坡补偿电路，具体包括晶体管M1~M6、M8~M9以及晶体管MB1~MB6。本发明具有电路结构简单，解决了采用单一斜率补偿所存在的过补偿缺点，既能使系统正常稳定工作，又很好的改善了系统的瞬态响应特性和提高了系统的带负载能力。

Description

一种分段线性斜坡补偿电路

技术领域

本发明涉及一种分段线性斜坡补偿电路，更具体地说，涉及一种应用于峰值电流模DC-DC电压转换器中的分段线性斜坡补偿电路。

背景技术

脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation，简称PWM）反馈控制技术广泛应用在DC-DC开关电源转换器中，PWM控制方式主要有两种：电压模控制方式和电流模控制方式。

其中，峰值电流模式控制是一种固定时钟开启，峰值电流关断的控制方法由于具有动态性能优越，环路带宽大和瞬间峰值电流限流功能等优点而得到了最广泛的采用。但是实际应用中也存在着一个问题，就是在占空比D>50%的时候，峰值电流模式控制方式存在着固有的环路不稳定现象，容易发生斜坡振荡；于是引入了一个斜坡补偿信号，叠加到检测到的峰值电感电流信号上，以使系统在占空比大于50%的时候工作稳定、能消除次斜坡振荡现象。

由于固定频率的峰值电流模式控制技术具有很好的优点，因而得到普遍的采用。但是在占空比D>50%的时候，容易出现次谐波振荡的现象，如图1所示。

图1是占空比D>50%时峰值电流模式控制的电感电流波形，图中的Vc是误差放大器的输出控制电压，△I0是干扰电流，m1和m2分别是电感电流的上升和下降斜率。由图中可知，经过一个周期，由△I0电流引起的误差△I1为：

Δ I_{1} = Δ I_{0} \times \frac{m_{2}}{m_{1}} - - - (1)

那么也可以证明经过n个周期后，△I0电流引起的误差△In为：

{ΔI}_{n} = Δ I_{0} \times {(\frac{m_{2}}{m_{1}})}^{n} - - - (2)

于是可以得到下面的结论：

当m2＜m1,即D＜50%时，ΔI_n将逐渐变小趋于0，这个时候整个控制环路系统是稳定工作的。

当m2＞m1,即D＞50%时，ΔI_n将逐渐变大，这个时候整个控制环路系统是不稳定的，不能正常工作，造成电源的抗干扰能力很差。

为了解决这个问题，引入了一个补偿的斜坡信号，叠加到所检测的电感电流信号上。其原理示意图如图2所示，其中-m是补偿斜坡电压的斜率。

经过一个周期，由△I0电流引起的误差△I1为：

{Δ I}_{1} = Δ I_{0} \times \frac{m_{2} - m}{m_{1} + m} - - - (3)

同样也可以证明经过n个周期后，△I0电流引起的误差△In为：

Δ I_{1} = {Δ I}_{0} \times {(\frac{m_{2} - m}{m_{1} + m})}^{n} - - - (4)

由此可以得到使电流环稳定的条件是：

\frac{m_{2} - m}{m_{1} + m} < 1 - - - (5)

由以上分析，最后可以得到加上补偿斜坡信号后保证系统稳定的条件是：

\frac{m}{m_{2}} > \frac{2 D - 1}{2 D} - - - (6)

由上式可以知道斜坡补偿信号m是随着占空比的变化而变化的。因为在电路中实现非线性特性较为困难，电路实现比较复杂，所以实际应用中通常很多都是采用相同的单一斜率斜坡信号来补偿，要满足在最大占空比情况下系统都能稳定正常工作，则应使

m > \frac{1}{2} m_{2} - - - (7)

目前实际应用中很多都是采用单一斜率的实现方案，下面将具体介绍这其中的一种实现方案。

图3示出了峰值电流模式控制环路的几个重要模块电路框图，其中虚线框起来的就是叠加斜坡信号补偿网络的示意框图。该补偿方案就是直接采用固定的单一斜率来补偿的，由于斜坡产生器产生的斜坡是电压信号，同时检测到的电感电流也是电压信号的，为了能让这两个信号实现相加的功能，必须要将电压信号转变为电流信号才能相加，于是就用到两个电压-电流转换器（v to iconverter），该转换器的具体电路如图4所示。

电压-电流转换器是由两个非理想的电压-电流转换器组成，而每一个实际上是由一个源跟随器和共源级放大器构成。经过推导证明，可以得到以下几条重要的公式。先得到的是I1和I2的表达式:

I_{1} = \frac{V_{in}}{R_{S}} + \frac{V_{SG 1}}{R_{S}} - - - (8)

I_{2} = \frac{V_{SG 3}}{R_{S}} - - - (9)

那么可以得到:

I_{out} = I_{1} - I_{2} = \frac{V_{in}}{R_{S}} &Proportional; V_{in} - - - (10)

由式(10)可以得到电压-电流转换器的表达式，很好的完成了由电压信号到电流信号的转变。

前面介绍的这个实例就是目前普遍常用的采用单一斜率补偿的方案，该方案的好处就是电路实现起来比较容易；但有一个缺点，就是由于要满足条件：

m > \frac{1}{2} m_{2},

这通常会导致斜坡补偿过量，会影响到DC-DC的动态性能。

现有的技术方案大多采用单一斜率补偿，该方案存在的缺点就是单一斜率补偿有可能导致补偿过量，严重影响DC-DC开关电源的瞬态响应特性和大大降低了电感峰值电流，使其带负载能力下降。

本发明要解决的技术问题就是如何正确的引入一个补偿斜坡信号，以使采用峰值电流模控制方式的DC-DC开关转换器能在大占空比的情况下稳定正常工作。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于，针对上述现有技术的缺点,提供一种应用于峰值电流模DC-DC电压转换器中的分段线性斜坡补偿电路。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：构造一种分段线性斜坡补偿电路，该电路应用于峰值电流模式DC-DC电压转换器，采用随占空比变化的分段线性斜坡补偿电路，具体包括晶体管M1~M6、M8~M9以及晶体管MB1~MB6；

晶体管M1、M2，晶体管M3、M4，晶体管M5、M6组成的三个独立的差分对以并联方式连接；

晶体管M8、M9组成的电流镜是一个电流传输电路，将所述三个独立的差分对所产生的斜坡电流根据实际需要进行放大并传输出来；

晶体管MB1、MB2，晶体管MB3、MB4，晶体管MB5、MB6分别组成三个共源共栅电流源；

其中，晶体管MB2的漏极与由晶体M6、M5组成的差分对连接，晶体管MB4的漏极与由晶体M3、M4组成的差分对连接，晶体管MB6的漏极与由晶体管M2、M1组成的差分对连接；

根据晶体管M8的电流变化划分为四个占空比区间，并根据每个占空比区间的晶体管M8的电流I_M8进行求导以得到其相应区间的补偿斜率，以及根据每个占空比区间的补偿斜率对其相应的占空比区间进行电流补偿。

优选地，将晶体管M1、M2，晶体管M3、M4，晶体管M5、M6组成的差分对分别记为C1，C2和C3，其增益分别为g_m1，g_m2和g_m3，其中，g_m1<g_m2<g_m3；振荡器上产生的锯齿波信号V_SLOPE的变化范围设为[V-△V，V+△V]，C1，C2和C3的工作区间分别设为[VREF_L-△V1，VREF_L+△V1]，[VREF_L-△V2，VREF_L+△V2]和[VREF_H-△V3，VREF_H+△V3]。

进一步优选地，当V_SLOPE<<VREF_L，流到晶体管M8上的电流为0，对应[0，D₁]补偿占空比区间；

当V_SLOPE逐渐增加到VREF_L-△V1，C1中的晶体管M1开始流电流到晶体管M8，此时对应[D₁，D₂]补偿占空比区间，晶体管M8的电流I_M8表示为：

I_M8=g_m1×（V_SLOPE－VREF_L）；

当V_SLOPE继续上升到VREF_L-△V2，C2中的晶体管M4开始输出电流到管M8，此时对应[D₂，D₃]补偿占空比区间，晶体管M8的电流I_M8表示为：

I_M8=（g_m1+g_m2）×（V_SLOPE－VREF_L）；

当V_SLOPE继续上升到VREF_H-△V3，C3中的晶体管M5开始输出电流到管M8，此时对应[D₃，1]补偿占空比区间，晶体管M8的输出电流I_M8由C1，C2，C3共同提供，表示为：

I_M8=（g_m1+g_m2）×（V_SLOPE－VREF_L）+g_m3×（V_SLOPE-VREF_H）；

其中，D1-D3为占空比。

进一步优选地，对晶体管M8的电流I_M8进行求导，得到补偿斜坡电流的补偿斜率m：

m＝0 D∈[0，D1]；

m = \frac{d V_{SLOPE}}{dt} \times g_{m 1}, D &Element; [D_{1}, D_{2}];

m = \frac{d V_{SLOPE}}{dt} \times (g_{m 1} + g_{m 2}), D &Element; [D_{2}, D_{3}];

m = \frac{{dV}_{SLOPE}}{dt} \times (g_{m 1} + g_{m 2} + g_{m 3}), D &Element; [D_{3}, 1];

其中D表示占空比。

本发明具有电路结构简单，解决了采用单一斜率补偿所存在的过补偿缺点，既能使系统正常稳定工作，又很好的改善了系统的瞬态响应特性和提高了系统的带负载能力。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1是占空比D>50%时无补偿的电感电流波形图；

图2是占空比D>50%时补偿后的电感电流波形图；

图3是叠加斜坡补偿的电路图；

图4是电压-电流转换器的电路图；

图5是分段线性斜坡补偿电流曲线图；

图6是分段线性斜坡补偿电路图。

具体实施方式

为使对本发明的结构特征及所达成的功效有更进一步的了解与认识，用以较佳的实施例及附图配合详细的说明，说明如下：

本发明所提出的采用随占空比变化的分段线性斜坡补偿技术方案的原理如下：

将DC-DC开关电源所有的占空比划分为N（N>1）个占空比区间来进行分段补偿，这里没有硬性规定每个占空比区间的占空比范围，可以根据实际需要来划分每个占空比区间的占空比范围，在本优选实施例中，是将DC-DC开关电源所有的占空比划分为N=4个占空比区间。

由前面描述的公式（6）可知，在D＜50%时，不加斜坡补偿也可以满足系统稳定性条件。同时考虑到留有一定的余量，可以在占空比D大于预设值S（S<50%）时开始为电感电流信号叠加斜坡补偿信号，本优选实施例中采用D＞40%时开始为电感电流信号叠加斜坡补偿信号。

由于补偿斜率m是占空比的增函数，那么每个子区间的补偿斜率就由该区间的最大占空比决定，将其最大占空比代入公式（6）就可以得到该区间的补偿斜率。通过以上分析推导，得到分段线性斜坡补偿电流曲线，如图5所示，图中实线所示就是分段线性斜坡补偿电流曲线，而虚线所示的就是采用单一斜坡补偿电流曲线。对比图5上的这两条曲线，单一斜坡补偿电流的幅度为I₀，而分段线性斜坡补偿电流的幅度为I₁，其差值△I=I₀-I₁就为过量的补偿电流幅度，这个过量的补偿会使系统的瞬态响应特性变坏和减少电感峰值电流，从而影响其带负载能力。由此可见，分段线性斜坡补偿可以很好的改善单一斜率补偿存在的缺点。

基于上述的分段线性斜坡补偿的原理，下面将详细介绍本发明的具体实现电路，见图6：

由图6所示，本发明所述分段线性斜坡补偿电路包括晶体管M1~M6、M8~M9以及晶体管MB1~MB6；晶体管M1、M2，晶体管M3、M4，晶体管M5、M6组成的三个独立的差分对以并联方式连接；晶体管M8、M9组成的电流镜是一个电流传输电路，将所述三个独立的差分对所产生的斜坡电流根据实际需要进行放大并传输出来；晶体管MB1、MB2，晶体管MB3、MB4，晶体管MB5、MB6分别组成三个共源共栅电流源；

其中，晶体管MB2的漏极与由晶体M6、M5组成的差分对连接，晶体管MB4的漏极与由晶体M3、M4组成的差分对连接，晶体管MB6的漏极与由晶体管M2、M1组成的差分对连接。

本发明所述分段线性斜坡补偿电路主要是利用该三个独立的差分对的宽长比对差分对传输特性及其跨导g_m的调节而产生的分段线性斜坡信号。图中的SLOPE为振荡器上产生的锯齿波信号，VREF_H和VREF_L为两个基准参考电压，VBP1和VBP2是共源共栅电流源（管MB1和MB2，MB3和MB4，MB5和MB6分别组成三个共源共栅电流源）的两个偏置电压；管M8和M9组成的电流镜是一个电流传输电路，将产生的斜坡电流根据需要放大并传输出来，其比例可以为1：N。

将晶体管M1和M2，晶体管M3和M4，晶体管M5和M6组成的差分对分别记为C1，C2和C3，它们的增益分别为g_m1，g_m2和g_m3，其大小顺序是g_m1＜g_m2＜g_m3。

可以设定SLOPE的变化范围为[V-△V，V+△V]，C1，C2和C3的工作区间分别为[VREF_L-△V₁，VREF_L+△V₁]，[VREF_L-△V₂，VREF_L+△V₂]和[VREF_H-△V₃，VREF_H+△V₃]。下面将介绍该电路的具体工作过程：

当V_SLOPE<<VREF_L，流到管M8上的电流为0，对应图5中的m₀区间，即[0，D₁]补偿占空比区间；

当V_SLOPE逐渐增加到VREF_L-△V₁，C1中的管M1开始流电流到管M8，此时对应的是图5中的m₁区间，即[D₁，D₂]补偿占空比区间。I_M8的电流可以表示为：

I_M8=g_m1×（V_SLOPE－VREF_L） (11)

当V_SLOPE继续上升到VREF_L-△V₂，C2中的管M4开始输出电流到管M8，此时对应的是图5中的m₂区间，即[D₂，D₃]补偿占空比区间。I_M8的电流可以表示为：

I_M8=（g_m1+g_m2）×（V_SLOPE－VREF_L）(12)

当V_SLOPE继续上升到VREF_H-△V₃，C3中的管M5开始输出电流到管M8，此时对应的是图5中的m₃区间，即[D₃，1]补偿占空比区间。I_M8的输出电流由C1，C2，C3共同提供，可以表示为：

I_M8=（g_m1+g_m2）×（V_SLOPE－VREF_L）+g_m3×（V_SLOPE－VREF_H）(13)

对I_M8求导，可得到补偿斜坡电流的补偿斜率：

m＝0 D∈[0，D₁]（14）

m = \frac{d V_{SLOPE}}{dt} \times g_{m 1}, D &Element; [D_{1}, D_{2}] - - - (15)

m = \frac{d V_{SLOPE}}{dt} \times (g_{m 1} + g_{m 2}), D &Element; [D_{2}, D_{3}] - - - (16)

m = \frac{{dV}_{SLOPE}}{dt} \times (g_{m 1} + g_{m 2} + g_{m 3}), D &Element; [D_{3}, 1] - - - (17)

由以上的推导可知，在实际应用中，可以根据系统的自身需要来设定以上相关的参数，以得到不同的分段线性补偿斜率以及相对应的补偿占空比区间。

由此可知，本发明具有电路结构简单，解决了采用单一斜率补偿所存在的过补偿缺点，既能使系统正常稳定工作，又很好的改善了系统的瞬态响应特性和提高了系统的带负载能力，广泛适用于固定频率的峰值电流模控制方式的DC-DC开关转换器中。

最后应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims

1.一种分段线性斜坡补偿电路，其特征在于，该电路应用于峰值电流模式DC-DC电压转换器，采用随占空比变化的分段线性斜坡补偿电路，具体包括晶体管M1~M6、M8~M9以及晶体管MB1~MB6；

2.根据权利要求1所述的分段线性斜坡补偿电路，其特征在于，将晶体管M1、M2，晶体管M3、M4，晶体管M5、M6组成的差分对分别记为C1，C2和C3，其增益分别为g_m1，g_m2和g_m3，其中，g_m1<g_m2<g_m3；振荡器上产生的锯齿波信号V_SLOPE的变化范围设为[V-△V，V+△V]，C1，C2和C3的工作区间分别设为[VREF_L-△V1，VREF_L+△V1]，[VREF_L-△V2，VREF_L+△V2]和[VREF_H-△V3，VREF_H+△V3]。

3.根据权利要求2所述的分段线性斜坡补偿电路，其特征在于，

当V_SLOPE<<VREF_L，流到晶体管M8上的电流为0，对应[0，D₁]补偿占空比区间；

I_M8=g_m1×（V_SLOPE－V_{REF_L}）；

I_M8=（g_m1+g_m2）×（V_SLOPE－VREF_L）；

I_M8=（g_m1+g_m2）×（V_SLOPE－VREF_L）+g_m3×（V_SLOPE－VREF_H）；

其中，D1-D3为占空比。

4.根据权利要求3所述的分段线性斜坡补偿电路，其特征在于，

对晶体管M8的电流I_M8进行求导，得到补偿斜坡电流的补偿斜率m：

m＝0 D∈[0，D₁]；

m = \frac{d V_{SLOPE}}{dt} \times g_{m 1}, D &Element; [D_{1}, D_{2}];

m = \frac{d V_{SLOPE}}{dt} \times (g_{m 1} + g_{m 2}), D &Element; [D_{2}, D_{3}];

m = \frac{{dV}_{SLOPE}}{dt} \times (g_{m 1} + g_{m 2} + g_{m 3}), D &Element; [D_{3}, 1];

其中D表示占空比。