CN101919147B - 具有宽输入电压范围的电力变换方法和装置 - Google Patents

Abstract

电力变换系统(100)包括：输入端子，被布置为连接到电压源(V_in)；变压器(T1)，该变压器具有连接到输入端子的第一绕组和连接到电力变换系统(100)的输出端子的第二绕组，第一绕组或第二绕组具有至少三个抽头，所述至少三个抽头被布置为将第一绕组或第二绕组分割为至少两个子绕组；至少一个抽头开关(Qi)，连接到至少两个子绕组；控制电路(108)，连接到至少一个抽头开关(Qi)；以及至少一个开关(Si)，连接到至少一个抽头开关(Qi)；其中控制电路(108)被布置为控制至少一个抽头开关(Qi)以控制变压器(T1)的匝数比。

Description

具有宽输入电压范围的电力变换方法和装置

技术领域

本发明一般涉及开关模式电源和电力变换(power conversion)系统，并且更具体地涉及具有宽输入电压范围的电力变换方法和装置。本发明可以在独立的变换器中使用或者可以作为较大系统的一部分。例如，本发明的一种应用是提供可以在失去输入电力期间增加离线电源(off-line powersupply)中的输出电压保持时间(holdup time)的装置。

背景技术

例如在已知的开关模式电源(SMPS)和变换器中使用的诸如MOSFET之类的电源器件作为高频(通常数百kHz)接通/关断(ON/OFF)开关来工作。在接通状态中，开关可以在其端子两端的电压接近零时传导较大电流，从而产生了低的电能损耗。在关断状态中，可将较大电压施加给开关，但是电流接近零，从而也产生非常小的电能损耗。利用传统技术可以减小接通/关断转变期间的电能损耗，也称为开关损耗。结果，SMPS和电力变换器由于其高效率和优异的热性能而被广泛用在通讯、工业和其它应用中。

为了使输出电压得到调整(regulated)，通常通过反馈电路来控制电源开关的接通时间与开关周期的比率，也称为占空比或占空系数。使输出电压保持恒定所需的占空系数范围通常与输入电压范围在同一量级上。例如，理想正激变换器的输出电压V_o与输入电压V_in和占空系数D成正比，与电力变压器(power transformer)的匝数比TR(初级匝数除以次级匝数)成反比：

$V_o=\left(\frac{V_{\mathrm{in}}}{\mathrm{TR}}\right)\×D.$

为了确保在整个输入电压范围V_in max/V_in min内调整输出电压，基于上面的等式的占空系数范围D_max/D_min必须等于电压范围：

$\frac{D_{\max }}{D_{\min }}=\frac{V_{\mathrm{in}\max }}{V_{\mathrm{in}\min }}$

由于在实践中最小脉宽受到限制，因此，输入电压范围也受到限制。例如，如果开关频率为250kHz并且D_max＝50％，则最大接通时间为2μs。如果最小接通时间为0.5μs，则D_min＝(最小接通时间)/(开关周期)＝0.5/4或12.5％。因此，电压输入范围被限制为V_in max/V_in min＝D_max/D_min≤(50/12.5)＝4。

当需要更宽的输入电压范围时，必须使用不同的技术。一种传统技术是降低与较大磁元件相关联的开关频率。这导致了较大的滤波器并且因此导致了较大的变换器大小。图1示出了另一种已知的技术。图1所示的框图包括在输入和输出侧上并联连接的N个电力变换器。每个电力变换器覆盖较窄的输入电压范围，并且其余电力变换器在该特定范围中关断。例如考虑根据图1那样连接的三个电力变换器的并联结构，其中V_in min＝9V，V_in max＝72V。令第一电力变换器在9V到18V输入电压范围内是活动的，第二电力变换器在18V到36V输入电压范围内是活动的，并且第三电力变换器在36V到72V输入电压范围内是活动的。在此特定示例中，三个电力变换器的并联组合覆盖了等于72V/9V＝8的输入电压范围V_in max/V_{in min}，而每个电力变换器仅在等于18V/9V＝36V/18V＝72V/36V＝2的范围内工作。

由于每个电力变换器可以在较窄的输入范围中得到优化，因此，该已知并联结构的优点是高效率。这种已知的并联结构的缺点是电力变换器的数目增加，其中，每个电力变换器是针对满功率(full power)设计的，从而导致电力变换系统的大小和成本增加。

上面证明了在本领域中存在对适合用于具有宽输入电压范围的电力变换的更有效的方法和装置的尚未满足的需求。

发明内容

鉴于上面的问题，本发明的优选实施例提供了一种电力变换系统，该电力变换系统包括：输入端子，被布置为连接到电压源；变压器，该变压器具有连接到输入端子的第一绕组和连接到电力变换系统的输出端子的第二绕组，第一绕组或第二绕组具有至少三个抽头，至少三个抽头被布置为将第一绕组或第二绕组分割为至少两个子绕组；至少一个抽头开关，连接到至少两个子绕组；控制电路，连接到至少一个抽头开关；以及至少一个开关，连接到至少一个抽头开关。控制电路被布置为控制至少一个抽头开关以控制变压器的匝数比。

至少一个开关优选地包括一个开关，该一个开关连接到至少一个抽头开关中的每个。至少一个抽头开关优选地包括多个抽头开关，并且至少一个开关优选地包括多个开关，这多个开关各自连接到多个抽头开关中的相应的一个或多个抽头开关。至少一个抽头开关优选地连接在变压器与至少一个开关之间。至少一个开关优选地连接在变压器与至少一个抽头开关之间。至少一个抽头开关优选地连接到次级绕组，并且至少一个开关中的一个开关优选地连接到初级绕组。

控制电路优选地被布置为接收基于输入电压的输入信号并且接收与脉冲调制器的输出信号同步的同步信号。

根据本发明优选实施例的电力变换系统优选地还包括信号次级绕组，该信号次级绕组提供基于输入电压的输入信号。优选地，至少一个抽头开关包括至少两个抽头开关，并且当经过至少两个绕组的电流为零或接近零时，控制电路被布置为首先关断至少两个抽头开关中的一个抽头开关，并且随后，稍后接通至少两个抽头开关中的另一抽头开关以控制变压器的匝数比。

至少一个开关优选地是MOSFET。至少一个抽头开关优选地是MOSFET。至少一个抽头开关优选地是共源共栅的两个MOSFET的串联组合。

根据本发明优选实施例的电力变换系统优选地还包括连接到次级绕组的中心抽头的二极管。

根据本发明优选实施例的电力变换系统优选地还包括连接在输入端子与变压器之间的开关。输入端子优选地连接到初级绕组的中心抽头。输出端子优选地连接到次级绕组的中心抽头。控制电路优选地包括被布置为确定输入电压在哪个电压小范围中的至少一个窗口比较器。控制电路优选地包括抽头绕组零电流检测器。至少一个开关优选地包括按全桥式布置进行布置的四个开关。至少一个开关优选地包括按半桥式布置进行布置的两个开关。

根据本发明优选实施例的电力变换系统优选地还包括：连接到至少一个开关的脉冲调制器。

根据本发明优选实施例的电力变换系统优选地提供DC电源或AC电源。

参考附图从下面对优选实施例的详细描述中将更清楚本发明的其它特征、元件、步骤、特性、方面和优点。

附图说明

图1示出了包括N个并联连接的变换器的现有技术的变换器系统的框图，每个变换器在较窄输入电压范围内工作。

图2示出了根据本发明第一优选实施例的变换器系统，包括具有单个受脉宽调制(PWM)控制的主开关以及在电力变压器初级侧上由输入电压和与PWM输出同步的脉冲信号控制的多个抽头开关的正激式或反激式变换器。

图2A示出了根据本发明第二优选实施例的变换器系统，包括具有单个受PWM控制的主MOSFET、具有中心抽头的电力变压器以及由输入电压和与PWM输出同步的脉冲信号控制的两个抽头开关的正激式或反激式变换器。

图3示出了根据本发明第三优选实施例的变换器系统，包括具有多个受PWM控制的主开关以及在电力变压器的初级侧上由输入电压和与PWM输出同步的脉冲信号控制的多个抽头开关的正激式或反激式变换器。

图3A示出了根据本发明第四优选实施例的变换器系统，包括具有两个受PWM控制的主MOSFET、具有中心抽头的电力变压器以及由输入电压和与PWM输出同步的脉冲信号控制的两个抽头开关的正激式或反激式变换器。

图3B示出了根据本发明第五优选实施例的变换器系统，包括具有两个主的受PWM控制的MOSFET、具有中心抽头的电力变压器、两个抽头开关以及四个低电源开关(low-power switch)的正激式或反激式变换器。

图4示出了根据本发明第六优选实施例的变换器系统，包括具有在电力变压器的次级侧上的单个PWM控制的正激开关以及由输入电压和与PWM输出同步的脉冲信号控制的多个抽头开关的正激式变换器。

图4A示出了根据本发明第七优选实施例的变换器系统，包括具有在电力变压器的次级侧上的单个PWM控制的正激开关、具有并联二极管的受PWM控制的续流MOSFET以及两个抽头开关的正激式变换器。

图5示出了根据本发明第八优选实施例的变换器系统，包括具有在电力变压器的次级侧上的多个PWM控制的正激开关、具有并联二极管的单个续流开关以及由输入电压和与PWM输出同步的脉冲信号控制的多个抽头开关的正激式变换器。

图5A示出了根据本发明第九优选实施例的变换器系统，包括具有在电力变压器的次级侧上的两个正激二极管整流器以及由输入电压和与PWM输出同步的脉冲信号控制的一个抽头开关的正激式变换器。

图5B示出了根据本发明第十优选实施例的变换器系统，包括具有在电力变压器初级侧上的两个PWM控制的正激n沟道MOSFET以及由输入电压和与PWM输出同步的脉冲信号控制的两个抽头开关的正激式变换器。

图5C示出了根据本发明第十一优选实施例的变换器系统，包括具有在电力变压器次级侧上的两个次级正激n沟道MOSFET、在次级侧上具有中心抽头的电力变压器、两个抽头开关以及一个低电源开关的正激式变换器，两个开关和一个低电源开关由输入电压和与PWM输出同步的脉冲信号控制。

图6示出了根据本发明第十二优选实施例的变换器系统，包括具有由低侧主开关控制的单个PWM主开关以及在电力变压器的初级侧上由输入电压和与PWM输出同步的脉冲信号控制的多个抽头开关的双开关正激变换器。

图7示出了根据本发明第十三优选实施例的变换器系统，包括具有在电力变压器次级侧上与二极管整流器并联的单个PWM控制的开关以及由输入电压和与PWM输出同步的脉冲信号控制的多个抽头开关的反激式变换器。

图8示出了根据本发明第十四优选实施例的变换器系统，包括具有在电力变压器次级侧上与二极管整流器并联的多个PWM控制的开关以及由输入电压和与PWM输出同步的脉冲信号控制的多个抽头开关的反激式变换器。

图9示出了根据本发明第十五优选实施例的变换器系统，包括具有在电力变压器次级侧上的两个二极管整流器以及由输入电压和与PWM输出同步的脉冲信号控制的一个抽头开关的反激式变换器。

图10示出了根据本发明第十六优选实施例的变换器系统，包括具有在电力变压器初级侧上由输入电压和与PWM输出同步的脉冲信号控制的多个抽头开关以及两个PWM控制的主开关的推拉式变换器。

图11示出了根据本发明第十七优选实施例的变换器系统，包括具有在电力变压器初级侧上由输入电压和与PWM输出同步的脉冲信号控制的多个抽头开关以及多个PWM控制的主开关的推拉式变换器。

图12示出了根据本发明第十八优选实施例的变换器系统，包括具有两个主要的受PWM控制的次级整流器以及由输入电压和与PWM输出同步的脉冲信号控制的多个抽头开关的、具有中心抽头次级整流器电路的变换器。

图13示出了根据本发明第十九优选实施例的变换器系统，包括具有多个受PWM控制的主次级整流器以及由输入电压和与PWM输出同步的脉冲信号控制的多个抽头开关的、具有中心抽头次级整流器的变换器。

图14示出了根据本发明第二十优选实施例的变换器系统，包括具有在电力变压器初级侧上的由输入电压和与PWM输出同步的脉冲信号控制的多个抽头开关以及四个PWM控制的主开关的全桥式变换器。

图15示出了根据本发明第二十一优选实施例的变换器系统，包括具有在电力变压器初级侧上的由输入电压和与PWM输出同步的脉冲信号控制的多个抽头开关以及两个PWM控制的主开关的半桥式变换器。

图16示出了根据本发明第二十二优选实施例的变换器系统，包括具有两个PWM控制的次级整流器以及由输入电压和与PWM输出同步的脉冲信号控制的多个抽头开关的、具有电流加倍器次级整流器的变换器。

图17示出了根据本发明第二十三优选实施例的控制电路的框图。

具体实施方式

将参考图2-图17描述本发明的优选实施例。

根据本发明的优选实施例，电力变压器的占空比D和匝数比TR均被控制。按照TR＝TR_i(i＝1，2，...，N，其中N是小范围的数目)在每个小范围内恒定的方式来将输入电压范围v＝V_in max/V_in min划分为N个小范围(或子区间)。通常，均等地选择所有小范围(在编号为i的小范围内最大输入电压V_i max和最小输入电压V_i min之间的比率)以使得：

$\frac{V_{i\max }}{V_{i\min }}=K=v^{\frac{1}{N}}.$

对于降压推导型(buck derived)拓扑，由于TR在每个小范围内是恒定的，因此小范围等于占空系数范围d＝D_max/D_min：

$k=v^{\frac{1}{N}}=d,$

因此，

$N={\mathrm{LOG}}_d\left(v\right)=\frac{\mathrm{LOG}\left(v\right)}{\mathrm{LOG}\left(d\right)}.$

在低输入电压时，在第一小范围内，匝数比TR被设为最小值(TR＝TR_min)；在中等输入电压时，匝数比TR被设置得更高；并且在高输入电压时，匝数比TR被设为最大(TR＝TR_max)：

TR_i＝TR_min×K^i-1，i＝1，2，...，N。

最大占空系数D_max和最小占空系数D_min对于所有小范围是相同的。在每个小范围的较低侧，D＝D_max，并且在每个小范围的较高侧，D＝D_min。在抽头绕组以下面的方式从电力系(power train)断开连接或几乎断开连接的时间间隔(经过抽头绕组部分的电流为零或接近零的时间)中来完成从一个TR到另一TR的转变。当输入电压跨越两个相邻小范围之间的分界线时，控制电路开始搜索上面提到的适当时间间隔，例如针对正激式拓扑的续流(freewheeling)时间间隔或者针对双端降压推导型拓扑(double-ended buck derived topology)的停滞(dead)时间间隔，并且相对应的变压器绕组部分通过相对应的抽头开关物理地与电力系断开连接。然后，通常在同一或下一类似时间间隔期间仅数百纳秒中，另一绕组部分的组合连接到电力系，从而提供了从一个TR值到另一TR值的软转变。这种软转变方法确保了不间断的负载电能并且避免了可能与TR控制相关联的不希望的瞬态(transient)。

理想地，这种软转变在没有电流流经抽头绕组，即零电流时发生。然而，实际上，即使当经由抽头绕组来自输入电压源的电流路径被中断以使得来自输入电压源的电流不能流经抽头绕组时，由于寄生组件或由于小的磁化电流(非负载电流)，一些小电流，即接近零的电流也可能在抽头绕组中流动。即，在一些情况中，由于因寄生组件和小的磁化电流引起的电流流动，因此不可能以零电流进行这种软转变。在该情况中，软转变必须以接近零的电流进行，此时仅有的电流是由寄生组件和小的磁化电流引起。如果在此转变期间电流从输入电压源流经抽头绕组，则会产生不希望的大的瞬态。优选地，避免这些大的瞬态。

与传统的仅控制占空系数，其中TR在整个输入电压范围中为恒定的的技术相比，控制占空系数和匝数比两者的技术具有三个优点。首先，扩展了最小占空系数和最小脉宽。其次，以高的输入电压减少了电力变压器的初级侧上的均方根(RMS)电流和电能损耗，从而产生了具有较高效率的变换器。再次，降低了次级侧开关处的电压应力(voltage stress)，这允许使用具有较低额定电压的开关，从而使得在次级侧产生较低的电能损耗并且产生了较高效率。

作为示例，正激式变换器具有V_in min＝18V，V_in max＝162V(9倍的范围)，以及V_o＝12V。如果TR_min＝1，D_max＝66.7％，D_min＝22.2％，则d＝66.7/22.2＝3并且小范围的数目为N＝LOG₃9＝2，并且小范围为即，第一输入电压小范围为18V到54V(3倍)，第二输入电压小范围为54V到162V(也为3倍)。为了在第二范围的较低侧(其中，V_in接近54V)维持相同的D_max，该小范围内的匝数比TR等于：TR_max＝(54/12)*0.667＝3。高输入电压时的最小占空系数为V_o*TR_max/V_in＝12*3/162＝0.222。第一电压范围18V≤V_in＜54V内的匝数比TR等于TR_min＝1，并且占空系数从V_in min＝18V时的66.7％偏离到第一小范围的高端处(接近54V)的22.2％；第二电压范围54＜V_in≤162V内的匝数比TR等于TR_max＝3，并且占空系数在相同范围中从第二小范围的低端处(接近54V)的66.7％偏离到高端V_in max＝162V处的22.2％。

从TR_min＝1到TR_max＝3的软转变是在续流时间间隔期间V_in＝54V时完成的。具有固定匝数比的传统技术需要三倍的占空系数比范围：D_max/D_min＝V_in max/V_in min＝9。利用传统技术，在固定的TR＝1并且D_min＝D_max/(V_{in max}/V_in min)＝D_max/9＝66.7％/9＝7.4％的情况下在高电压时峰值初级电流为I_o/TR＝I_o，并且RMS²为(I_o/TR)²*D_min＝I_o ²*D_max/9＝I_o ²*0.074。

相比而言，对于根据具有TR控制的本发明的优选实施例的基于正激式拓扑的变换器，RMS²＝(I_o/TR_max)²*D_min＝I_o ²*0.0247。电流示例的新的RMS²值和传统RMS²值之比等于3，即，电力变压器的初级侧上的电能损耗按系数3的比例降低。在更一般的情况中，对于具有N个输入电压小范围利用组合D和TR控制的降压推导型变换器，与RMS电流相关联的电力变压器的初级侧上的损耗按下面的系数比例降低：

$\frac{v}{v^{\frac{1}{N}}}=v^{\left(\frac{N-1}{N}\right)}$

其是整个输入范围v与小范围K值之比。对于N＝2的上面的示例，该等式降低到。由于高输入电压时的匝数比TR按系数3的比例增加，次级侧续流整流器上的电压应力按系数3的比例降低，这使得能够使用更好的续流整流器并且提供了进一步的效率提高。在更一般的情况中，对于具有N个输入电压小范围的利用组合的D和TR控制的正激式变换器，正激时间期间的次级侧整流器上的电压应力按相同的系数比例降低：

如果小范围的数目较大，N＞＞1，则K近似为1(非常窄的小范围)，d近似为1(占空系数接近常数，D_max和D_min几乎相等)，并且初级损耗和次级侧上的电压应力按系数v的比例降低。换言之，正激时间间隔期间的次级侧上的电压独立于线路电压保持恒定。不受限制的N的理论情况对应于具有恒定占空系数的连续TR控制，这与在较小的N的情况下的每个小范围内恒定TR和连续D控制形成了对照。提供最小复杂度的最优小范围数N_opt由所需输入电压范围v和最大的可实现占空系数d_opt＝K_opt来确定。对于降压推导型拓扑：

$N_{\mathrm{opt}}=\frac{\mathrm{LOG}\left(v\right)}{\mathrm{LOG}\left(K_{\mathrm{opt}}\right)}$

占空系数和匝数比的组合控制可以应用于包括电力变压器并且具有变换器绕组从电力系断开连接或几乎断开连接的时间间隔的任何开关模式电力变换器。各个优选实施例包括但不限于如图2-图17所示的一些常见拓扑，例如具有在电力变压器的初级侧和次级侧上抽头的电力变压器的正激式变换器、反激式变换器、推拉式(push-pull)变换器、半桥式变换器、全桥式变换器。下面的描述提供了具体细节，其图示说明了本发明的各个优选实施例。

图2示出了根据包括正激式或反激式变换器100的本发明第一优选实施例的变换器系统，变换器100具有单个主开关S1以及电力变压器T1的初级侧上的多个抽头开关Q1，Q2，...，QN。电力变压器T1的次级绕组连接到整流器和滤波器电路101。反馈电路102连接到负载103并且连接到脉宽调制器(PWM)104，PWM 104的输出控制主开关S1。虽然优选地使用PWM 104，然而，在本发明的此优选实施例以及本发明的其它优选实施例中，也可以使用其它合适的脉冲调制器，例如脉冲频率调制器、脉冲作用时间调制器(pulse on-time modulator)等。

抽头开关Q1，Q2，...，QN优选地由下面的两个信号来控制：与输入信号V_in成比例的模拟信号“V_in”，以及与PWM输出同步的脉冲信号SYNC。在此优选实施例和其它优选实施例中，优选地至少部分地基于脉冲信号SYNC来控制抽头开关Q1，Q2，...，QN。然而，如下面针对图17所说明的，也可以不使用脉冲信号SYNC，而使用基于在与抽头开关Q1，Q2，...，QN相连的绕组中流动的实际电流的信号。

图2中的变换器系统以下面的方式操作。主开关S1以具有由反馈电路102和PWM 104定义的占空系数的较高频率(通常数百kHz)循环接通/关断。电力变压器T1的次级侧上经脉宽调制的AC电压被施加到整流器和滤波器电路101，电路101将该电压变换为DC输出电压。每个抽头开关Qi仅在一个输入电压小范围内接通：

$\frac{V_{i\max }}{V_{i\min }}=K={\left(\frac{V_{\mathrm{in}\max }}{V_{\mathrm{in}\min }}\right)}^{\frac{1}{N}}$

而所有其它抽头开关在该特定电压小范围内保持关断。

在低输入电压处，抽头开关Q1接通而抽头开关Q2，Q3，...，QN关断以使得仅电力变压器T1的绕组的一顶部部分连接到主开关S1(通过抽头开关Q1)并且电力变压器T1的匝数比被设为最小比。当输入电压跨越例如第一和第二电压小范围之间的边界线时，控制电路108基于与PWM输出同步的脉冲信号SYNC，开始搜索与主开关S1的关断状态相对应的时间间隔，并且生成控制信号，该控制信号首先将抽头开关Q1切换到关断状态，并且然后在主开关S1的同一或下一关断状态期间在短延时之后将抽头开关Q2切换到接通状态。由于在主开关S1的关断时间间隔期间，来自输入源的能量流被中断(负载电流由输出滤波器提供)，因此，电力变压器T1的初级绕组仅承载小的磁化电流，从而引起了从一种匝数(例如，一个顶部绕组部分)比到另一匝数比(例如，两个顶部绕组部分)的软(接近零电流)转变。如上所述，每个电压小范围的低端处的占空系数被自动地设为最大的可实现水平，最小脉冲宽度被扩展，并且在高(以及标称)线电压时电力变压器T1的次级侧上的电压应力和电力变压器T1的初级侧上的RMS电流被减小，这使得在变换器系统中产生了更高的效率。

图2A示出了根据本发明第二优选实施例的变换器系统。在此优选实施例中的变换器系统使用了对图2所示的变换器系统作出的中心抽头修改，并且包括具有单个主开关S1、具有中心抽头的电力变压器T1以及连接到控制电路105的两个抽头开关Q1和Q2的正激式或反激式变换器布置。电力变压器T1的次级绕组连接到整流器和滤波器电路101。反馈电路102连接到负载103以及PWM 104。PWM 104的输出控制优选地为MOSFET的主开关S1。抽头开关Q1、Q2优选地是共源极和共栅极的两个N沟道MOSFET的串联组合，共源极和共栅极由与输入信号V_in成比例的模拟信号“V_in”以及与PWM输出同步的脉冲同步信号SYNC控制。图2A所示的变换器系统以与图2的变换器系统类似的方式操作，并且具有两个输入电压小范围。

图3示出了根据本发明第三优选实施例的变换器系统。本优选实施例中的变换器系统包括正激式或反激式变换器100，其包括由PWM 104控制的多个主开关S1，S2，...，SN，并且包括经由控制电路108由模拟信号“V_in”和脉冲同步信号SYNC控制的多个抽头开关Q1，Q2，...，QN。抽头开关Q1，Q2，...，QN连接到电力变压器T1的抽头并且连接到相对应的主开关S1，S2，...，SN。电力变压器T1的次级绕组连接到整流器和滤波器电路101，该电路101的输出连接到负载103以及反馈电路102，反馈电路102的输出连接到PWM 104的输入。

图3中的变换器系统按与图2中的变换器系统类似的方式操作。差别在于在图3中使用了N个主开关S1，S2，...，SN来取代图2中的单个主开关S1。抽头开关Qi(i＝1，...，N)通过相对应的主开关Si来传导初级电流。优选地，S1，S2，...，SN是功率MOSFET。必须选择图2中的主开关S1以容忍高输入电压时的漏源电压。具有较大导通电阻的较高电压MOSFET在较低输入电压时引入了过量的损耗。可以针对每个输入电压小范围来优化图3中的功率MOSFET(例如，可以优化电压和/或导通电阻)，从而降低了主要电能损耗并且提高了变换器系统的整体效率。

图3A示出了根据本发明第四优选实施例的变换器系统。此优选实施例中的变换器系统利用了对图3所示的变换器系统作出的中心抽头修改，并且包括两个主开关S1、S2以及优选地为N沟道功率MOSFET的、连接到控制电路105的两个抽头开关Q1、Q2。图3A中的正激式或反激式变换器100还包括电力变压器T1、整流器和滤波器电路101、负载103、反馈电路102以及PWM 104。抽头开关Q1、Q2优选地被配置为与图2A中的抽头开关Q1、Q2类似。

图3B示出了根据本发明第五优选实施例的变换器系统。此优选实施例中的变换器系统包括减少了功率MOSFET数目的对图3A所示的变换器的修改。图3B中的正激式或反激式变换器100包括两个主开关S1、S2以及两个抽头开关Q1、Q2，按与图3A所示的类似布置连接的整流器和滤波器电路101、负载103、反馈电路102以及PWM 104。本优选实施例还包括两个偏置电压源VB1、VB2，连接到控制电路108的两个信号开关Q3、Q4，以及连接到控制电路106的两个信号开关Q5、Q6。与图3A所示的变换器系统相比，图3B所示的抽头开关Q1和Q2优选地为单个N沟道MOSFET。偏置电源VB1连接到电力变压器T1的初级绕组的中心抽头以及信号开关Q4的第一端子，该信号开关Q4的第二端子连接到抽头开关Q1的栅极。类似地，偏置电源VB2连接到电力变压器T1的初级绕组的下(无点的)端并且连接到信号开关Q3的第一端子，信号开关Q3的第二端子连接到抽头开关Q2的栅极。信号开关Q5、Q6的第一端子分别连接到主开关S1和S2的栅极，并且信号开关Q5、Q6的第二端子彼此相连并且连接到PWM 104的输出。

图3B中的变换器系统以下面的方式操作。在低输入电压时，信号开关Q4、Q6保持导通状态并且信号开关Q3、Q6保持截止状态，并且偏置电压VB1通过闭合的信号开关Q4被施加到抽头开关Q1的栅极，因而抽头开关Q1保持导通状态。由于信号开关Q3和Q6在低输入电压时保持截止状态，因此抽头开关Q2和主开关S2也保持截止。主开关S1在低输入电压时以由反馈电路102和PWM 104定义的占空比循环进行导通/截止。

在低输入电压时仅电力变压器T1的顶部部分连接到电力系，并且匝数比被设为最小比。当输入电压跨越第一和第二输入电压小范围之间的边界线时(即，模拟信号“V_in”达到预定电平)，利用与PWM输出同步的脉冲同步信号SYNC的控制电路105和106都开始搜索PWM输出为低(LOW)(即，开关S1的截止状态)的时间间隔，并且生成首先将信号开关Q4、Q5切换到截止状态的控制信号。因此，抽头开关Q1切换为截止，并且主开关S1保持截止。然后，在通常为数百纳秒的短的延时之后，例如，在与PWM输出的低电平相对应的同一或下一时间间隔期间，信号开关Q3、Q6导通，抽头开关Q2导通，并且主开关S2接收来自PWM 104的控制信号。全部初级绕组通过抽头开关Q2连接到电力系，并且匝数比被设为最大比。

从一匝数比向另一匝数比的变换(commutation)在来自输入源的能量流被中断的时间间隔中(即，如果输入电压从低到高则在主开关S1的截止状态期间，或者如果输入电压从高到低则在主开关S2的截止状态期间)被执行，从而产生了软转变，即接近零电流转变。图3B所示的变换器系统与图3A所示的变换器系统相比使用了较少数目的功率MOSFET：图3B中使用四个功率MOSFET，而图3A中使用六个功率MOSFET。

图4示出了根据本发明第六优选实施例的变换器系统，其包括正激式变换器200，正激式变换器200具有电力变压器T1的初级侧上的单个主开关S1、连接到主开关S1的PWM 201、电力变压器T1的次级侧上的单个正激开关S2、具有反并联二极管D1的续流开关S3、次级PWM控制电路202、输出电感器L1、输出电容器Co，以及连接到控制电路203的多个次级侧抽头开关Q1，...，QN。除抽头开关Q1，...，QN以外，图4所示的变换器系统是具有同步整流的正激式变换器。

在低输入电压时，仅抽头开关Q1处于接通状态，整个次级绕组被激活，并且匝数比被设为最小比。当输入电压跨越第一和第二输入电压小范围之间的边界线时(即，模拟信号“V_in”达到预定电平)，控制电路203利用与PWM输出同步的脉冲同步信号SYNC，开始搜索主开关S1和单个正激开关S2处于关断状态并且续流开关S3处于接通状态的续流时间间隔，然后，在通常为数百纳秒的短的延时之后，在同一或下一续流时间间隔期间，第二抽头开关Q2被转为接通状态。因此，匝数比被增加为与第二电压小范围相对应的值。

与上述其它优选实施例类似，抽头开关Q1，...，QN由模拟信号“V_in”以及脉冲同步信号SYNC来控制。仅与特定小范围相对应的一个抽头开关接通。在高输入电压时，抽头开关QN处于接通状态并且抽头开关Q1，...，Q(N-1)处于关断状态，以使得仅电力变压器T1的次级绕组的顶部部分被激活，并且使得匝数比被设为最大比。在来自输入源的能量流被中断以使得初级电流和次级电流接近零的续流时间间隔中执行了从一匝数比到另一匝数比的转变，从而产生了软转变。

图4A示出了根据本发明第七优选实施例的变换器系统。此优选实施例中的变换器系统利用了对图4所示的变换器系统作出的中心抽头修改，并且包括相同的组件，并且具有与图4所示的变换器系统类似的操作原理，差异在于电源开关Q1优选地为单个功率MOSFET并且电源开关Q2优选地为共源共栅的两个功率MOSFET的组合。开关S1、S2和S3优选地也为功率MOSFET。

图5示出了根据本发明第八优选实施例的变换器系统，其包括正激式变换器200，该正激式变换器200具有在电力变压器T1的初级侧上由PWM 201控制的主开关Sp、次级正激开关S1，...，SN、具有反并联二极管Dc的次级续流(捕捉)开关Sc、次级PWM控制电路202、具有控制电路203的抽头开关Q1，...，QN、输出电感器L1，以及输出电容器Co。每个抽头开关i(i＝1，...，N)连接到相对应的次级正激开关Si的第一端子；该正激开关Si的第二端子连接到续流开关Sc。

图5所示的变换器系统按与图4所示的变换器系统类似的方式操作。由于在特定的输入电压小范围中，仅一个抽头开关Qi处于接通状态并且仅一个正激开关Si工作，因此，可以针对该特定电压小范围来优化每个正激开关Si，从而提高变换器系统的效率。

图5A示出了根据本发明第九优选实施例的变换器系统。此优选实施例中的变换器系统使用对图5所示的变换器系统作出的利用二极管整流器的中心抽头修改，并且包括正激式变换器200、电力变压器T1的初级侧上由PWM 201控制的主开关S1，两个正激二极管D1、D2，续流二极管D3，优选地为N沟道MOSFET的抽头开关Q1，控制电路205，信号次级绕组204、连接到信号次级绕组204的第一(有点的)端子的两个信号二极管整流器D4、D5，连接到二极管D5以及信号次级绕组204的第二端子的电阻器R1，连接到二极管D4以及信号次级绕组204的第二端子的电容器C1。

模拟信号“V_in”是从连接到与初级绕组同相的信号次级绕组204的信号二极管整流器D4和电容器C1中的峰值充电器(peak charger)得到的。脉冲同步信号SYNC是从信号整流器D4和电阻器R1得到的。替代地，模拟信号“V_in”和脉冲同步信号SYNC可以从与输出电感器L1耦合的信号绕组得到。得到模拟信号“V_in”和脉冲同步信号SYNC的技术还可以应用到本发明的其它优选实施例。图5A所示的变换器系统是图5所示的变换器系统的具体示例。在操作原理上没有差别。

图5B示出了根据本发明第十优选实施例的变换器系统。此优选实施例中的变换器系统使用对图5A所示的变换器系统作出的具有同步整流的修改，并且包括正激式变换器200、电力变压器T1的初级侧上由PWM201控制的主开关SP，优选地为MOSFET并由次级PWM控制202控制的两个正激开关S1和S2，连接到控制电路205的两个抽头开关Q1和Q2，输出电感器L1以及输出电容器Co。第一抽头开关Q1优选地为单个功率MOSFET，并且第二抽头开关Q2优选地为共源共栅的两个功率MOSFET的串联组合。图5B所示的变换器系统是图5和图5A所示的变换器系统的具体示例，并且在操作原理上没有差别。

图5C示出了根据本发明第十一优选实施例的变换器系统。此优选实施例中的变换器系统使用了对图5B所示的变换器系统作出的利用较少数目的功率MOSFET的修改，并且包括信号开关Q3，该信号开关Q3优选地为MOSFET并且由控制电路205控制并且连接到优选地为MOSFET的正激开关S2的栅极。在低输入电压时，信号开关Q3和抽头开关Q2处于截止状态，使得正激开关S2进入截止状态。具有处于截止状态的沟道并且具有“背靠背”体二极管的抽头开关Q2与正激开关S2的串联组合阻断了低输入电压时的抽头电流，并且使得能量流经闭合的抽头开关Q1和正激开关S1。图5C所示的变换器系统是图5B所示的变换器系统的具体示例。在操作原理上没有差别。

图6示出了根据本发明第十二优选实施例的变换器系统，其包括双开关正激变换器300，该双开关正激变换器300具有由PWM(未示出)控制的低侧开关S1和高侧开关S2，两个钳位二极管D1和D2，电力变压器T1，通过控制电路303由与输入信号V_in成比例的模拟信号“V_in”以及与PWM输出同步的脉冲同步信号SYNC控制的抽头开关Q1，...，QN，整流器和滤波器电路301，以及负载302。主开关S1、S2，钳位二极管D1、D2，电力变压器T1，整流器和滤波器电路301，以及负载302是按双开关正激拓扑连接的。抽头开关Q1，...，QN以与图2所示的变换器系统类似的方式连接到电力变压器T1的初级绕组的抽头并且连接到主开关S1。图2和图6中的抽头开关Q1，...，QN的操作原理类似。

图7示出了根据本发明第十三优选实施例的变换器系统，其包括反激式变换器400，该反激式变换器400具有在电力变压器T1的初级侧上的主开关S1，PWM 401，具有并联二极管整流器D的单个受PWM控制的次级整流器开关S2，以如图4所示类似的布置连接到电力变压器T1的次级绕组抽头以及次级整流器开关S2的抽头开关Q1，...，QN。除了从一输入电压小范围到另一输入电压小范围的转变是在与主开关S1的接通状态相对应的时间间隔(当次级整流器开关S2处于关断状态，二极管D被反向偏置，并且次级绕组中的电流接近零时)中执行的以外，与图4所示的类似地，电力变压器T1的抽头开关Q1，...，QN通过控制电路405由模拟信号“V_in”以及脉冲同步信号SYNC控制。

图8示出了根据本发明第十四优选实施例的变换器系统，其包括反激式变换器400，该反激式变换器400具有在电力变压器T1的初级侧上由PWM 401控制的主开关Sp，通过控制电路405由模拟信号“V_in”以及脉冲同步信号SYNC控制的多个抽头开关Q1，...，QN，电力变压器T1的次级侧上与二极管整流器D1，...，DN并联的多个受PWM控制的开关S1，...，SN，以及输出电容器Co。按照与图5所示的布置类似的布置，每个抽头开关Qi(i＝1，...，N)与相对应的受PWM控制的开关Si串联连接。与如图7所示的类似方式，抽头开关Q1，...，QN由模拟信号“V_in”以及脉冲同步信号SYNC控制。

图9示出了根据本发明第十五优选实施例的变换器系统。此优选实施例中的变换器系统使用了对图8所示的变换器系统作出的利用二极管整流的中心抽头修改，并且包括反激式变换器400，该反激式变换器400具有在电力变压器T1的初级侧上由PWM 401控制的主开关S1，两个二极管整流器D1、D2，优选地为功率MOSFET的抽头开关Q1，控制电路402，在正向上连接到整流二极管D3、D4的信号绕组403，连接到二极管D4和信号绕组403的电阻器R1，连接到整流二极管D3和信号绕组403的电容器C1。当主开关S1为导通状态时，整流二极管D3、D4同时导通。图9中的反激式变换器400以如图8所示类似的方式操作。以与如图5A所示的类似方式从信号绕组403得到模拟信号“V_in”和脉冲同步信号SYNC。

图10示出了根据本发明第十六优选实施例的变换器系统，其包括推拉式变换器500，该推拉式变换器500具有在电力变压器T1的初级侧上由PWM 501控制的主开关S1、S2，两组抽头开关Q11，...，Q1N和Q21，...，Q2N，整流器和滤波器电路502以及负载503，这两组抽头开关Q11，...，Q1N和Q21，...，Q2N通过控制电路504由模拟信号“V_in”以及脉冲同步信号SYNC控制，并且连接到电力变压器T1的初级绕组抽头以及相对应的主开关S1和S2。

控制电路504以下面的方式工作。在低输入电压时，仅抽头开关Q11和Q21处于接通状态并且所有其它的抽头开关Q12，...，Q1N，Q22，...，Q2N处于关断状态。结果，电力变压器T1的匝数比在低输入电压时被设为最小比。当输入电压跨越第一和第二小范围之间的边界线时，控制电路504基于与PWM输出同步的脉冲同步信号SYNC，开始搜索与主开关S1和S2都处于关断状态时的停滞时间相对应的时间间隔，并且生成控制信号，该控制信号首先将抽头开关Q11和Q21切换为关断状态，并且随后，在同一或下一停滞时间间隔期间在短的延时之后，将抽头开关Q12和Q22切换为接通状态。从任何其它电压小范围到下一电压小范围的变换以类似的方式执行。由于在停滞时间间隔期间，来自输入源去往负载的能量流被中断(负载电流由输出滤波器提供)，因此电力变压器的初级绕组仅承载小的磁化电流，从而产生了软(接近零电流)转变。如在其它优选实施例中一样，每个电压小范围的低端处的占空系数被自动设为最大的可实现水平，因此，最小脉冲宽度被扩展，次级侧上的电压应力以及初级侧上的RMS电流在高(以及标称)输入电压时被减小，从而使变换器系统产生了更高的效率。

图11示出了根据本发明第十七优选实施例的变换器系统，其包括推拉式变换器500，该推拉式变换器500具有连接到电力变压器T1的初级绕组抽头并由PWM 501控制的两组主开关S11，...，S1N以及S21，...，S2N，连接到主开关S11，...，S1N以及S21，...，S2N对的一组抽头开关Q1，...，QN(即，抽头开关Q1连接到主开关S11和S21，抽头开关Q2连接到主开关S12和S22，...，并且QN连接到主开关S1N和S2N)，在电力变压器T1的次级侧上的整流器和滤波器电路502以及负载503。

控制电路504以下面的方式工作。在低输入电压时，仅抽头开关Q1处于接通状态，并且所有其它抽头开关Q2，...，QN处于关断状态。结果，电力变压器T1的匝数比在低输入电压时被设为最小比。当输入电压跨越第一和第二小范围之间的边界线时，控制电路504基于与PWM输出同步的脉冲同步信号SYNC，开始搜索与主开关S11和S21都处于关断状态时的停滞时间相对应的时间间隔，并且生成控制信号，该控制信号首先将抽头开关Q1切换为关断状态，并且随后，在同一或下一停滞时间间隔期间在短的延时之后，将抽头开关Q2切换为接通状态。从任一电压小范围到下一电压小范围的变换以如上所述的类似的方式执行。由于在停滞时间间隔期间，来自输入源去往负载503的能量流被中断(负载电流由输出滤波器提供)，因此电力变压器T1的初级绕组仅承载小的磁化电流，从而产生了从一匝数比到另一匝数比的软(接近零电流)转变。

图12示出了根据本发明第十八优选实施例的变换器系统，其包括具有在电力变压器T1的次级侧处的中心抽头整流器电路600的变换器，其具有两个受PWM控制的主开关S1和S2，分别并联连接到主开关S1和S2的两个整流二极管D1和D2，具有并联二极管D3的受PWM控制的续流开关S3，两组抽头开关Q11，...，Q1N和Q21，...，Q2N，输出电感器L1以及输出电容器Co。第一组抽头开关Q11，...，Q1N连接到电力变压器T1的上部绕组部分的抽头以及主开关S1，第二组开关Q21，...，Q2N连接到电力变压器T1的下部绕组部分的抽头以及主开关S2。

本优选实施例的变换器系统以下面的方式操作。在低输入电压时，抽头开关Q11和Q21处于接通状态，全部次级绕组连接到主开关S1和S2，并且匝数比被设为最小比。当输入电压跨越第一和第二小范围之间的边界线时，控制电路601基于与PWM输出同步的脉冲同步信号SYNC，开始搜索来自初级源的能量流被中断(负载电流通过续流开关S3和二极管D3由电感器L1提供)的停滞时间间隔，并且生成控制信号，该控制信号首先将抽头开关Q11和Q21切换为关断状态，并且随后，在同一或下一停滞时间间隔期间在短的延时之后，将抽头开关Q12和Q22切换为接通状态。从任一电压小范围到下一电压小范围的变换以类似的方式执行。

图13示出了根据本发明第十九优选实施例的变换器系统，其包括具有在电力变压器T1的次级侧处的中心抽头整流器电路700的变换器，该变换器具有拥有相对应的并联整流二极管D11，...，D1N以及D21，...，D2N的两组受PWM控制的主开关S11，...，S1N以及S21，...，S2N，具有并联二极管D的受PWM控制的续流开关S3，具有控制电路701的抽头开关Q1，...，QN，输出电感器L1和输出电容器Co。每个抽头开关Qi(i＝1，...，N)连接到输出回路(output return)并且连接到主开关S1i和S2i的公共端子。

具有中心抽头整流器电路700的变换器以下面的方式操作。在低输入电压时，开关Q1处于接通状态，电力变压器T1的全部次级绕组连接到主开关S11和S21，并且匝数比被设为最小比。当输入电压跨越第一和第二小范围之间的边界线时，控制电路701基于与PWM输出同步的脉冲同步信号SYNC，开始搜索来自初级源的能量流被中断(负载电流通过续流开关S3和二极管D由电感器L1提供)的停滞时间间隔，并且生成控制信号，该控制信号首先将抽头开关Q1切换为关断状态，并且随后，在同一或下一停滞时间间隔期间在短的延时之后，将抽头开关Q2切换为接通状态。从任一电压小范围到下一电压小范围的软转变以类似的方式执行。在每个输入电压小范围中，仅抽头开关Qi之一进行传导。

图14示出了根据本发明第二十优选实施例的变换器系统，其包括全桥式变换器800，该变换器800具有由PWM 801控制的四个主开关S1，...，S4，连接到电力变压器T1的初级侧上的控制电路802的抽头开关Q1，...，QN，整流器和滤波器电路803，以及负载804。

抽头开关Q1，...，QN以下面的方式操作。在低输入电压时，抽头开关Q1处于接通状态，其它抽头开关Q2，...，QN处于关断状态，图14的初级绕组中的仅右手部分连接到全桥的对角，并且匝数比被设为最小比。当输入电压跨越第一和第二电压小范围之间的边界线时，控制电路802基于与PWM输出同步的脉冲同步信号SYNC，开始搜索与主开关S1，...，S4的关断状态相对应的停滞时间间隔，并且生成控制信号，该控制信号首先将抽头开关Q1切换为关断状态，并且随后，在同一或下一停滞时间间隔期间在短的延时之后，将抽头开关Q2切换为接通状态。从任一电压小范围到下一电压小范围的转变以类似方式执行。由于在停滞时间间隔期间，来自输入源去往负载804的能量流被中断(负载电流由输出滤波器提供)，因此电力变压器T1的初级绕组仅承载小的磁化电流，从而产生了从一匝数比到另一匝数比的软(接近零电流)转变。

图15示出了根据本发明第二十一优选实施例的变换器系统，其包括半桥式变换器900，该变换器900具有在电力变压器T1的初级侧上由PWM 901控制的两个主开关S1、S2，连接到控制电路902的抽头开关Q1，...，QN，被布置作为电容分压器(capacitive divider)的电容器C1、C2，被布置作为电阻分压器(resistive divider)的并联连接到电容器C1的电阻器R1、R2，整流器和滤波器电路903，以及负载904。主开关S1、S2，电力变压器T1的绕组，被布置作为电容分压器的电容器C1、C2，整流器和滤波器电路903，以及负载904是如图15所示那样连接的。抽头开关Q1，...，QN连接在电力变压器T1的初级绕组的抽头与电容器C1、C2之间的中点之间。模拟信号“V_in”从电阻器R1、R2得到。

抽头开关Q1，...，QN以下面的方式操作。在低输入电压时，抽头开关Q1处于接通状态，其它开关Q2，...，QN处于关断状态，图15的电力变压器T1的初级绕组中的仅左手部分连接到主开关S1、S2与电容器C1、C2间的中点之间的中点，并且匝数比被设为最小比。当输入电压跨越第一和第二电压小范围之间的边界线时，控制电路902基于与PWM输出同步的脉冲同步信号SYNC，开始搜索与主开关S1和S2的关断状态相对应的停滞时间间隔，并且生成控制信号，该控制信号首先将抽头开关Q1切换为关断状态，并且随后，在同一或下一停滞时间间隔期间在短的延时之后，将抽头开关Q2切换为接通状态。从任何其它电压小范围到下一电压小范围的转变以几乎相同的方式执行。由于在停滞时间间隔期间，来自输入源去往负载的能量流被中断(负载电流由输出滤波器提供)，因此电力变压器T1的初级绕组仅承载小的磁化电流，从而产生了从一匝数比到另一匝数比的软(接近零电流)转变。

图16示出了根据本发明第二十二优选实施例的变换器系统，其包括具有在电力变压器T1的次级侧上的电流加倍器整流器1000的变换器，该电流加倍器整流器1000具有由次级PWM电路(未示出)控制的两个整流器开关S1、S2，分别与整流器开关S1、S2并联连接的两个二极管D1、D2，连接到控制电路1001的抽头开关Q1，...，QN，两个输出电感器L1、L2，以及输出电容器Co。电力变压器T1的次级绕组，整流器开关S1、S2，二极管D1、D2，电感器L1、L2，以及输出电容器Co按图16所示那样连接。抽头开关Q1，...，QN连接在次级绕组抽头与整流器开关S1和电感器L1之一的连接点之间。

抽头开关Q1，...，QN以下面的方式操作。在低输入电压时，抽头开关Q1处于接通状态，其它抽头开关Q2，...，QN处于关断状态，电力变压器T1的全部次级绕组连接到整流器电路，并且匝数比被设为最小比。当输入电压跨越第一和第二电压小范围之间的边界线时，控制电路1001基于与PWM输出同步的脉冲同步信号SYNC，开始搜索与电力变压器T1的绕组中的接近零的电流相对应的停滞时间间隔，并且生成控制信号，该控制信号首先将抽头开关Q1切换为关断状态，并且随后，在同一或下一停滞时间间隔期间在短的延时之后，将抽头开关Q2切换为接通状态。从任何其它电压小范围到下一电压小范围的转变以类似方式执行。

图17示出了根据本发明第二十三优选实施例的控制电路1100的框图。控制电路1100用来控制抽头开关Q1，...，QN。控制电路1100包括：接收输入信号V_in并且连接到输入电压范围监视器102(具有窗口比较器WC1，WC2，...，WCN)的输入电压监视器1101，接收与PWM输出同步的脉冲同步信号SYNC的抽头绕组零电流检测器1103，由窗口比较器WC1，WC2，...，WCN以及电流检测器103的输出控制的与门&1，...，&N，以及由与门&1，...，&N的输出控制的并且连接到开关控制输入的抽头开关驱动器DR1，...，DRN。

控制电路1100以下面的方式操作。输入电压监视器1101生成与输入电压V_in成比例的并且通常与输入电压V_in隔离的模拟“V_in”信号。输入电压监视器1101例如可以包括具有图5A所示的峰值充电器的信号绕组，可以包括如图15所示的分压器，可以包括光耦合器电路(未示出)，或者可以包括其它合适的电压监视电路。

输入电压范围监视器1102的窗口比较器WC1，WC2，...，WCN之一在输入电压处于特定输入电压小范围内时生成高输出电平，而其它窗口比较器WC1，WC2，...，WCN针对在该特定电压小范围中的输入电压生成低电平输出。抽头绕组零电流检测器1103在与抽头绕组中的接近零电流相对应的时间间隔中生成高输出电平。

抽头绕组零电流检测器1103优选地基于电流测量电路，或者基于取决于所使用的电路拓扑进行编程的SYNC信号分析器。例如，对于正激式拓扑，SYNC信号分析器可以在续流时间间隔中生成高(HIGH)输出电平，对于推拉式以及其它双端拓扑，SYNC信号分析器可以在停滞时间间隔中生成高输出电平。当且仅当相对应的窗口比较器的输出为高并且抽头绕组零电流检测器1103生成了指示抽头绕组中的零或接近零的电流条件时，与门&1，...，&N之一才生成高输出电平。生成了高输出电平的与门&1，...，&N激励相对应的抽头开关驱动器DR1，...，DRN，因此，相对应的抽头开关接通。在特定V_in小范围中，仅抽头开关Q1，...，QN之一处于接通状态。

上述每个优选实施例包括用来输出DC电源的整流电路。然而，还可以不包括任何整流电路，以使得AC电源取代DC电源被输出。取决于具体应用，可以输出DC电源或AC电源。

应当明白，前面的描述仅仅是对本发明的说明。在不脱离本发明的情况下，本领域技术人员可以得到各种替代和修改。因此，本发明意图包括落在所附权利要求的范围内的所有这些替代、修改和变形。

Claims (23)

1.一种电力变换系统，包括：

输入端子，被布置为连接到电压源；

变压器，该变压器具有连接到所述输入端子的第一绕组和连接到所述电力变换系统的输出端子的第二绕组，所述第一绕组或所述第二绕组具有至少三个抽头，所述至少三个抽头被布置为将所述第一绕组或所述第二绕组分割为至少两个子绕组；

至少一个抽头开关，连接到所述至少两个子绕组；

控制电路，连接到所述至少一个抽头开关；以及

至少一个开关，连接到所述至少一个抽头开关；其中

所述电压源提供被划分为N个小范围的输入电压范围；且

所述控制电路被布置为控制所述至少一个抽头开关以控制所述变压器的匝数比，使得所述变压器的匝数比在每个所述N个小范围内为恒定的。

2.根据权利要求1所述的电力变换系统，其中，所述至少一个开关连接到所述至少一个抽头开关中的每个抽头开关。

3.根据权利要求1所述的电力变换系统，其中，所述至少一个抽头开关包括多个抽头开关，并且所述至少一个开关包括多个开关，所述多个开关各自连接到所述多个抽头开关中的相应的一个或多个抽头开关。

4.根据权利要求1所述的电力变换系统，其中，所述至少一个抽头开关连接在所述变压器与所述至少一个开关之间。

5.根据权利要求1所述的电力变换系统，其中，所述至少一个开关连接在所述变压器与所述至少一个抽头开关之间。

6.根据权利要求1所述的电力变换系统，其中，所述至少一个抽头开关连接到所述第二绕组，并且所述至少一个开关中的一个开关连接到所述第一绕组。

7.根据权利要求1所述的电力变换系统，其中，所述控制电路被布置为接收基于输入电压的输入信号并且接收与脉冲调制器的输出信号同步的同步信号。

8.根据权利要求7所述的电力变换系统，还包括信号次级绕组，该信号次级绕组提供基于输入电压的所述输入信号。

9.根据权利要求1所述的电力变换系统，其中，所述至少一个抽头开关包括至少两个抽头开关，并且当经过至少两个绕组的电流为零或接近零时，所述控制电路被布置为首先关断所述至少两个抽头开关中的一个抽头开关，并且随后，稍后接通所述至少两个抽头开关中的另一抽头开关以控制所述变压器的匝数比。

10.根据权利要求1所述的电力变换系统，其中，所述至少一个开关是MOSFET。

11.根据权利要求1所述的电力变换系统，其中，所述至少一个抽头开关是MOSFET。

12.根据权利要求1所述的电力变换系统，其中，所述至少一个抽头开关是共源共栅的两个MOSFET的串联组合。

13.根据权利要求1所述的电力变换系统，还包括：连接到所述第二绕组的中心抽头的二极管。

14.根据权利要求1所述的电力变换系统，还包括：连接在所述输入端子与所述变压器之间的开关。

15.根据权利要求1所述的电力变换系统，其中，所述输入端子连接到所述第一绕组的中心抽头。

16.根据权利要求1所述的电力变换系统，其中，所述输出端子连接到所述第二绕组的中心抽头。

17.根据权利要求1所述的电力变换系统，其中，所述控制电路包括确定输入电压在哪个电压小范围中的至少一个窗口比较器。

18.根据权利要求1所述的电力变换系统，其中，所述控制电路包括抽头绕组零电流检测器。

19.根据权利要求1所述的电力变换系统，其中，所述至少一个开关包括按全桥式布置进行布置的四个开关。

20.根据权利要求1所述的电力变换系统，其中，所述至少一个开关包括按半桥式布置进行布置的两个开关。

21.根据权利要求1所述的电力变换系统，还包括：连接到所述至少一个开关的脉冲调制器。

22.根据权利要求1所述的电力变换系统，其中所述电力变换系统提供DC电源。

23.根据权利要求1所述的电力变换系统，其中所述电力变换系统提供AC电源。