具体实施方式
请参阅图1,其为本发明一实施例所示的双向隔离DC-DC变换器的示意图。如图1所示,本发明的双向隔离DC-DC变换器100包括第一端口110、第二端口120、第一电压和电流隔离采集单元130、第二电压和电流隔离采集单元140、处理模块150、第一滤波电路单元161、第二滤波电路单元162和双向功率变换模块170。
其中,第一端口110和第二端口120中的一个选择性地作为双向隔离DC-DC变换器100的输入端,而二者中的另外一个对应地作为双向隔离DC-DC变换器100的输出端。也就是说,当第一端口110作为输入端时,则第二端口120作为输出端;反之,当第二端口120作为输入端时,则第一端口110作为输出端。
第一电压和电流隔离采集单元130连接第一端口110以采集第一端口110处的电压和电流从而产生相应的反馈信号;第二电压和电流隔离采集单元140连接第二端口120以采集第二端口120处的电压和电流从而产生相应的反馈信号。
处理模块150连接第一电压和电流隔离采集单元130和第二电压和电流隔离采集单元140,以接收第一电压和电流隔离采集单元130和第二电压和电流隔离采集单元140所产生的反馈信号,并根据反馈信号而输出对应的控制信号。在本发明中,处理模块150可以是嵌入式的处理模块,例如微控制单元(Micro Controller Unit,MCU),中央处理器(Central Processing Unit,CPU)或者ARM处理器,其以嵌入式软件为核心,而外围电路可以根据需要灵活配置。
第一滤波电路单元161通过第一电压和电流隔离采集单元130而连接至第一端口110,而第二滤波电路单元162通过第二电压和电流隔离采集单元140而连接至第二端口120。其中,第一滤波电路单元161和第二滤波电路单元162可以分别采用电容滤波电路,或者LC滤波电路或者π滤波电路。
双向功率变换模块170连接处理模块150,且通过第一滤波电路单元161和第一电压和电流隔离采集单元130而连接至第一端口110,并通过第二滤波电路单元162和第二电压和电流隔离采集单元140而连接至第二端口120。双向功率变换模块170可以根据处理模块150输出的控制信号而在第一端口110与第二端口120之间执行不同电压之间的变换。
具体地,双向功率变换模块170可以是双向隔离的反激式电源结构,其包括变压器171、第一开关组172、第二开关组173、第一控制开关174、第一驱动单元175、第一二极管176、第二控制开关177、第二驱动单元178和第二二极管179。
其中,变压器171至少包括第一绕组对171a和第二绕组对171b,其中,第一绕组对171a包括对应的第一左侧绕组1711和第一右侧绕组1712,而第二绕组对171b包括对应的第二左侧绕组1715和第二右侧绕组1716。第一绕组对171a中的第一左侧绕组1711和第一右侧绕组1712的匝数比可以设定为1,而第二绕组对171b中的第二左侧绕组1715和第二右侧绕组1716的匝数比也可以设定为1。
第一开关组172用于控制第一绕组对171a是否工作,其包括对应的第一左路开关1721和第一右路开关1722。其中,第一绕组对171a中的第一左侧绕组1711的一端通过第一左路开关1721而连接至第一滤波电路单元161,而第一绕组对171a中的第一右侧绕组1712的一端通过第一右路开关1722而连接至第二滤波电路单元162。
第二开关组173用于控制第二绕组对171b是否工作,其包括对应的第二左路开关1731和第二右路开关1732。其中,第二绕组对171b中的第二左侧绕组1715的一端通过第二左路开关1731而连接至第一滤波电路单元161,而第二绕组对171b中的第二右侧绕组1716的一端通过第二右路开关1732而连接至第二滤波电路单元162。
第一控制开关174包括第一通路端、第二通路端和控制端。其中,第一绕组对171a中的第一左侧绕组1711的另一端和第二绕组对171b中的第二左侧绕组1715的另一端分别连接至第一控制开关174的第一通路端,而第一控制开关174的第二通路端接地。
第一驱动单元175连接第一控制开关174的控制端以控制第一控制开关174的第一通路端与第二通路端是否导通。在本实施例中,第一控制开关174可以采用PMOS管而实现,其栅极作为控制端,一个源/漏极作为第一通路端,而另一个源/漏极作为第二通路端。
第一二极管176反向并联在第一控制开关174的第一通路端与第二通路端之间。
类似地,第二控制开关177包括第一通路端、第二通路端和控制端。其中,第一绕组对171a中的第一右侧绕组1712的另一端和第二绕组对171b中的第二右侧绕组1716的另一端分别连接至第二控制开关177的第一通路端,而第二控制开关177的第二通路端接地。
第二驱动单元178连接第二控制开关177的控制端以控制第二控制开关177的第一通路端与第二通路端是否导通。在本实施例中,第二控制开关177也可以采用PMOS管而实现,其栅极作为控制端,一个源/漏极作为第一通路端,而另一个源/漏极作为第二通路端。
第二二极管179反向并联在第二控制开关177的第一通路端与第二通路端之间。
此外,在本发明中,双向功率变换模块170可以进一步包括第一吸收单元1701和第二吸收单元1702。其中,第一吸收单元1701并联在第一控制开关174的第一通路端与第二通路端之间,而第二吸收单元并联在第二控制开关177的第一通路端与第二通路端之间。第一吸收单元1701和第二吸收单元1702可以采用RC吸收电路,或者采用RCD吸收电路。
第一开关组172中的第一左路开关1721和第一右路开关1722可以是基于PMOS管的开关电路或者基于继电器的开关电路。对应地,第一开关组173中的第二左路开关1731和第二右路开关1732是基于继电器的开关电路或者基于PMOS管的开关电路。第一驱动单元175和第二驱动单元178可以采用无极性的电容组合或者总线缓冲器与无极性电容的组合或者隔离驱动芯片组合。
处理模块150输出的控制信号包括第一对控制信号、第二对控制信号、第一脉宽调制信号PWM_LEFT和第二脉宽调制信号PWM_RIGHT。其中第一对控制信号包括第一左侧控制信号LEFT_HIGH和第一右侧控制信号RIGHT_HIGH,第一开关组172中的第一左路开关1721和第一右路开关1722分别接收第一控制信号中的第一左侧控制信号LEFT_HIGH和第一右侧控制信号RIGHT_HIGH以控制第一绕组对171a是否工作。第二对控制信号包括第二左侧控制信号LEFT_LOW和第二右侧控制信号RIGHT_LOW,第二开关组173中的第二左路开关1731和第二右路开关1732分别接收第二对控制信号中的第二左侧控制信号LEFT_LOW和第二右侧控制信号RIGHT_LOW以控制第二绕组对171b是否工作。其中,第一开关组172中的第一左路开关1721和第一右路开关1722同时导通或者关断,以进行第一种电压变化,例如串联电池组内任意一个电池组与辅助电源之间的电压变化。而第二开关组173中的第二左路开关1731和第二右路开关1732同时导通或者关断,以进行第二种电压变化,例如电池组内的电池单体对电池单体的电压变化。
第一驱动单元175接收处理模块150输出的第一脉宽调制信号PWM_LEFT以根据第一脉宽调制信号PWM_LEFT而控制第一控制开关174中的第一通路端与第二通路端是否导通;而第二驱动单元178接收处理模块150输出的第二脉宽调制信号PWM_RIGHT以根据第二脉宽调制信号PWM_RIGHT而控制第二控制开关177中的第一通路端与第二通路端是否导通。
在本实施例中,处理模块150包括第一脉宽调制(PWM)控制单元151和第二脉宽调制控制单元152。其中,第一脉宽调制控制单元151连接第二电压和电流隔离采集单元162以接收第二电压和电流隔离采集单元所产生的反馈信号,并输出第一脉宽调制信号PWM_LEFT至第一驱动单元175。第二脉宽调制控制单元152连接第一电压和电流隔离采集单元161以接收第一电压和电流隔离采集单元161所产生的反馈信号,并输出第二脉宽调制信号PWM_RIGHT至第二驱动单元178。优选地,第一脉宽调制控制单元151和第二脉宽调制控制单元152可以分别包含一个独立的脉宽调制(PWM)控制器,而在脉宽调制控制器内部集成两路误差放大器并可以提供固定的基准电压,所述脉宽调制控制器可以采用常用的TL594型号的脉宽调制控制器。此外,第一电压和电流隔离采集单元161所产生的反馈信号包括电压偏置信号CUR_LEFT和电压反馈信号VOLT_LEFT,对应地,第二电压和电流隔离采集单元162所产生的反馈信号包括电压偏置信号CUR_RIGHT和电压反馈信号VOLT_RIGHT。
优选地,本发明的双向隔离DC-DC变换器100还进一步包括第一电磁干扰(electromagnetic interference,EMI)滤波器单元181和第二电磁干扰滤波器单元182。其中,第一电磁干扰滤波器单元181连接在第一端口110与第一电压和电流隔离采集单元130之间,即第一电压和电流隔离采集单元130通过第一电磁干扰滤波器单元181而连接第一端口110;同理,第二电磁干扰滤波器单元182连接在第二端口120与第二电压和电流隔离采集单元140之间,即第二电压和电流隔离采集单元140通过第二电磁干扰滤波器单元182而连接第二端口120。第一电磁干扰滤波器单元181和第二电磁干扰滤波器单元182可以采用分立的共模电感,或者是共模电感和差模电感等集成的器件。
如图1所示,本发明的双向隔离DC-DC变化器100的主要结构对称,例如第一电磁干扰滤波器单元181和第二电磁干扰滤波器单元182对称;第一滤波电路单元161和第二滤波电路单元162对称;第一电压和电流隔离采集单元130和第二电压和电流隔离采集单元140对称;处理模块150中的第一脉宽调制控制单元151和第二脉宽调制控制单元152对称;双向功率变换模块170中的第一吸收单元1701和第二吸收单元1702对称;第一驱动单元175和第二驱动单元175对称;第一开关组172中的第一左路开关1721和第一右路开关1722对称;第二开关组173中的第二左路开关1731和第二右路开关1732对称;…等等。因此,本发明的双向隔离DC-DC变换器100的电路结构非常的简洁。
以下将具体地介绍本发明的双向隔离DC-DC变换器100的工作原理。
在进行第一种电压变换时,例如是在串联的电池组内任意一个电池组与辅助电源之间的电压变化时,如果第一端口110作为输入端,而第二端口120作为输出端时,即从第一端口110向第二端口120发送能量,第一端口110上的输入端电压V1作为输入端电压,而第二端口120上的电压V2作为输出端电压,则第一端口110上的电压V1的高电位V1+通过第一电磁干扰滤波器单元181、第一电压和电流隔离采集单元130、第一滤波电路单元161而施加到双向功率变换模块170的端口COM_LEFT上。
处理模块150发出的第一对控制信号中的第一左侧控制信号LEFT_HIGH和第一右侧控制信号RIGHT_HIGH同时使能,即第一控制信号中的第一左侧控制信号LEFT_HIGH和第一右侧控制信号RIGHT_HIGH同时处于低电平状态,则第一开关组172中的第一左路开关1721和第一右路开关1722同时导通。而此时,处理模块150发出的第二对控制信号中的第二左侧控制信号LEFT_LOW和第二右侧控制信号RIGHT_LOW同时非使能,即第二对控制信号中的第二左侧控制信号LEFT_LOW和第二右侧控制信号RIGHT_LOW同时处于高电平状态,则第二开关组173中的第二左路开关1731和第二右路开关1732处于关断状态。因此,在此时,变压器171中的第一绕组对171a接通,其处于工作状态;而第二绕组对171b非接通,其处于非工作状态。
由于第一端口110作为输入端,而第二端口120作为输出端,因此第一脉宽调制控制单元151发出第一脉宽调制信号PWM_LEFT至第一驱动单元175,而第二脉宽调制控制单元152并不发出第二脉宽调制信号PWM_RIGHT至第二驱动单元178。
第一脉宽调制控制单元151所发出的第一脉宽调制信号PWM_LEFT输入至第一驱动单元175,则第一驱动单元175输出同相的脉宽调制信号以驱动第一控制开关174以相同的占空比而交替地导通和关断。根据反激电路的原理,当第一控制开关174导通时,则第一绕组对171a中的第一左侧绕组1711存储能量,而第一二极管176反向截止。由于第二脉宽调制控制单元152并没有发出第二脉宽调制信号PWM_RIGHT至第二驱动单元178,因此第二驱动单元178和对应的第二控制开关177一直关断。当第一控制开关174关断时,则第一绕组171a中的第一左侧绕组1711存储的能量传输至第一右侧绕组1712,且第一右侧绕组1712、导通的第一右路开关1722、第二滤波电路单元162、第二电压和电流隔离采集单元140、第二电磁干扰滤波器单元182和第二二极管179形成续流回路,从而实现从第一端口110向第二端口120发送能量。
在此过程中,第一吸收单元1701可以在第一控制开关174关断时,吸收变压器171由于漏感而产生的电压尖峰,使得第一控制开关174可以安全的工作,且同时能够避免产生电磁干扰的问题。
此外,由于输入到第一驱动单元175的第一脉宽调制信号PWM_LEFT的占空比是由处理模块150中的第一脉宽调制控制单元151而确定,而第一脉宽调制控制单元151是连接第二电压和电流隔离采集单元140(其连接第二端口120),第二电压和电流隔离采集单元140获取第二端口120处的电压和上述续流回路中的电流,输入至第一脉宽调制控制单元151并分别与第一脉宽调制控制单元151内置的两路误差放大器的设定阈值进行比较,当其大于设定阈值时,则降低第一脉宽调制信号PWM_LEFT的占空比;而当其小于设定阈值时,则增加第一脉宽调制信号PWM_LEFT的占空比,从而通过调节第一脉宽调制信号PWM_LEFT的占空比,可以实现第二端口120处的电压恒定和上述续流回路中的电流恒定。
在第一种电压变换模式下,如果第一端口110作为输出端,而第二端口120作为输入端,即从第二端口120向第一端口110发送能量,第二端口120上的电压V2作为输入端电压,第一端口110上的电压V1作为输出端电压,则第二端口120上的输入端电压V2的高电位V2+通过第二电磁干扰滤波器单元182、第二电压和电流隔离采集单元140、第二滤波电路单元162而施加到双向功率变换模块170的端口COM_RIGHT上。
同样地,处理模块150发出的第一对控制信号中的两个控制信号同时使能,第一开关组172中的两个开关同时导通;而第二对控制信号中两个控制信号同时非使能,第二开关组172中的两个开关处于关断状态。即,在此时,变压器171中的第一绕组对171a处于工作状态,而第二绕组对171b处于非工作状态。
由于第二端口120作为输入端,而第一端口110作为输出端,因此第二脉宽调制控制单元152发出第二脉宽调制信号PWM_RIGHT至第二驱动单元178,而第一脉宽调制控制单元151并不发出第一脉宽调制信号PWM_LEFT至第一驱动单元175。
第二驱动单元178接收第二脉宽调制信号PWM_RIGHT,并输出同相的脉宽调制信号以驱动第二控制开关177以相同的占空比而交替地导通和关断。当第二控制开关177导通时,则第一绕组171a中的第一右侧绕组1712存储能量,第二二极管179反向截止。第一驱动单元175和对应的第一控制开关174一直关断。当第二控制开关177关断时,则第一绕组171a中的第一右侧绕组1712存储的能量传输至第一左侧绕组1711,而第一绕组1711、导通的第一左路开关1721、第一滤波电路单元161、第一电压和电流隔离采集单元130、第一电磁干扰滤波器单元181和第一二极管176形成续流回路,从而实现第二端口120向第一端口110发送能量。
同样地,在此过程中,第二吸收单元1702能够在第二控制开关177关断时,吸收变压器171由于漏感而产生的电感尖峰,使第二控制开关177安全工作,并避免产生电磁干扰的问题。
此外,由于第二脉宽调制控制单元152是连接第一电压和电流隔离采集单元130(其连接第一端口110),因此通过第一电压和电流隔离采集单元130对第一端口110处的电压和电流进行采集,第二脉宽调制控制单元152可以调整输出至第二驱动单元178的第二脉宽调制信号PWM_RIGHT的占空比,从而实现第一端口110处的电压恒定和相关的续流回路中的电流恒定。
在进行第二种电压变换时,例如是在电池组内的单体电池对电池单体之间的电压变化时,其与第一种电压变化的过程相似,其不同仅在于,在进行第二种电压变换时,处理模块150发出的第一对控制信号中的第一左侧控制信号LEFT_HIGH和第一右侧控制信号RIGHT_HIGH同时非使能,使第一开关组172中的两个开关关断;而第二对控制信号中的第二左侧控制信号LEFT_LOW和第二右侧控制信号RIGHT_LOW同时使能,使第二开关组173中的两个开关导通。也就是说,在此时,变压器171中的第一绕组对171a处于非工作状态,而第二绕组对171b处于工作状态。
请参阅图2,其为本发明一实施例所示的电压和电流隔离采集单元的示意图。其中,图1所示的第一电压和电流隔离采集单元130和第二电压和电流隔离采集单元140均可以采用此结构,在此,以图1所示的第一电压和电流隔离采集单元130为例来具体地进行介绍。
如图2所示,电压和电流隔离采集单元200包括电流隔离采集单元210和电压隔离采集单元220。其中,电流隔离采集单元210用于对图1所示的第一端口110进行隔离采集并将采集的电流转换成隔离的电压偏置信号CUR_LEFT;而电压隔离采集单元220用于对图1所示的第一端口110处的电压进行隔离采集,并将采集的电压转换成电压反馈信号VOLT_LEFT。
电流隔离采集单元210包括基于霍尔效应的电流传感器U1,例如常见的ACS712,以将电流转化成隔离的电压偏置信号CUR_LEFT,其中电压偏置信号CUR_LEFT的电压幅度与流过电流传感器U1的电流成线性比例关系。
具体地,电流传感器U1包括第一高电压端口IP+1、第二高电压端口IP+2、第一低电压端口IP-1、第二低电压端口IP-2、电源端口VCC、输出端口VIOUT、滤波端口FILTER和接地端口GND。其中,第一高电压端口IP+1与第二高电压端口IP+2连接在一起,并作为电流隔离采集单元200的一个端口,接收第一采集电压IP1+(也就是说,如图1所示,连接至第一滤波电路单元130)。第一低电压端口IP-1与第二低电压端口IP-2连接在一起,并作为电流隔离采集单元200的一个端口,接收第二采集电压IP1-(也就是说,如图1所示,连接至第一电磁干扰滤波器单元181)。接地端口GND接地,滤波端口FILTER通过电容C1而连接至接地端口GND,电压端口VCC连接至第一电源VCC1,例如+5V,并通过电容C2连接至接地端口GND,而输出端口VIOUT用于输出电压偏置信号CUR_LEFT。
当从第一采集电压IP1+至第二采集电压IP1-的路径没有电流流过时,则电压偏置信号CUR_LEFT为一个固定的偏置电压,表示流过的电流为0;当电流从第一采集电压IP1+处流向第二采集电压IP1-处时,则电压偏置信号CUR_LEFT的电压大于固定的偏置电压;当电流从第二采集电压IP1-处流向第一采集电压IP1+处时,则电压偏置信号CUR_LEFT的电压小于固定的偏置电压。
电压隔离采集单元220包括第一光耦继电器221、第二光耦继电器222、可编程的基准源223和第三光耦继电器224。
其中,第一光耦继电器221包括发光元件2211和光耦开关2212,发光元件2211的一端通过第一电阻R1连接至第一电压VCC1,而其另一端接收第三控制信号LEFT_VFB1;光耦开关2212的控制端与发光元件2211相耦合,其一通路端连接至第一采集电压,而另一通路端通过第二电阻R2和第三电阻R3接地,其中,所述另一通路端作为第一节点A,而第二电阻R2和第三电阻R3之间的连接处作为第二节点B。
第二光耦继电器222包括发光元件2221和光耦开关2222,发光元件2221的一端通过第四电阻R4连接至第一电源VCC1,而其另一端接收第四控制信号LEFT_VFB2;光耦开关2222的控制端与发光元件2221相耦合,其一通路端连接至第二节点B,而另一通路端通过第五电阻R5接地。
可编程的基准源223可以采用常见的TL431芯片,其一端通过第六电阻R6连接至第一节点A,而另一端接地,且其控制端连接至第二节点B。
第三光耦继电器224包括发光元件2241和光耦开关2242,发光元件2241的一端通过第七电阻R7连接至第一节点A,而另一端连接在第六电阻R6与可编程的基准源223之间的连接处;光耦开关2242的控制端与发光元件2241相耦合,且其一通路端通过第八电阻R8连接至图1所示第一脉宽调制控制单元151所产生的固定基准电压REF_LEFT(请参阅后续描述),而其另一通路端通过第九电阻R9接地,且所述另一通路端作为电压隔离采集单元200的输出端以输出电压反馈信号VOLT_LEFT。
其中,第三控制信号LEFT_VFB1和第四控制信号LEFT_VFB2由图1所示的处理模块150中的可编程器件,例如MCU或者CPLD等器件控制输出。
当第三控制信号LEFT_VFB1为高电平时,则第一光耦继电器221中的发光元件2211不发光,光耦开关2212截止,即第一光耦继电器221截止。由于第一光耦继电器221截止,因此第三光耦继电器224中的发光元件2241不发光,光耦开关2242截止,即第三光耦继电器224同样截止。
当第三控制信号LEFT_VFB1为低电平且第四控制信号LEFT_VFB2为高电平时,则第一光耦继电器221导通,而第二光耦继电器222截止。当第一光耦继电器221导通后,则第一采集电压IP1+通过导通的第一光耦继电器221中的光耦开关2212和第六电阻R6对可编程的基准源223供电,此外,由于第一光耦继电器221中的光耦开关2212导通,则第二电阻R2和第三电阻R3连接在第一采集电压IP1+与地之间进行分压,而第二节点B处的分压电压输入至可编程的基准源223的控制端。由于可编程的基准源223内集成有电压误差比较器,因此当第二节点B处的分压电压小于其比较阈值时,则可编程的基准源223导通,将其与第六电阻R6和第三光耦开关224的发光元件2241的连接处的电压拉低至地,则第一节点A处的电压通过第七电阻R7、第三光耦开关224的发光元件2241和导通的可编程的基准源223所形成回路进行放电,因此第三光耦开关224的发光元件2241发光,而光耦开关2242导通,即第三光耦开关224导通,因此电源反馈信号VOLT_LEFT通过第八电阻R8被上拉至高电平。而当第二节点B处的分压电压大于其比较阈值时,则可编程的基准源223关断,因此第七电阻R7、第三光耦开关224的发光元件2241和关断的可编程的基准源223不能形成回路,发光元件2241不能发光,光耦开关2242截止,即第三光耦开关224截止,因此电源反馈信号VOLT_LEFT通过第九电阻R9被下拉至低电平。在上述过程平衡后,第一节点A处的电压保持稳定,即第一采集电压IP1+处的电压保持稳定。
在上述过程中,当第四控制信号LEFT_VFB2也为低电平时,则第二光耦继电器220导通,因此第五电阻R5与第三电阻R3并联,其改变第二节点B处的分压值,从而可以实现改变第一节点A处的稳定电压值,即改变第一采集电压IP1+处的稳定电压值。
此外,本领域技术人员可以理解的是,上述关于电压和电流隔离采集单元200的介绍是以以图1所示的第一电压和电流隔离采集单元130为例来具体进行介绍的,但是图1所示的第二电压和电流隔离采集单元140也具有相同的结构和工作原理,只需将相关的信号和连接关系对应变更即可。
请参阅图3,其为本发明一实施例所示的脉宽调制控制单元的示意图。其中,图1所示的第一脉宽调制控制单元151和第二脉宽调制控制单元152均可以采用此结构,在此,以图1所示的第二脉宽调制控制单元152为例来具体地进行介绍。
如图3所示,本发明的脉宽调制控制单元300主要包括脉宽调制控制器U13,其集成了两路误差放大器并可提供固定基准电压REF_LEFT,例如常见的TL594芯片。
具体地,脉宽调制控制器U13包括16个端口,即端口1IN+、端口1IN-、端口2IN+、端口2IN-、端口FB、端口DTC、端口CT、端口RT、端口GND、端口C1、端口REF、端口O.C、端口VCC、端口C2、端口E2、端口E1。
其中,固定基准电压REF_LEFT通过电阻R31和电阻R32后接地,且电阻R31和电阻R32之间的连接处定义为节点C。
端口1IN+接收上述电压反馈信号VOLT_LEFT,端口2IN+通过电阻R33后接收电压偏置信号CUR_LEFT,端口1IN-连接节点C。端口FB连接电阻R34、电阻R35和电容C31所组成的回路,且电阻R34与电阻R35之间的节点进一步连接端口1IN-。端口DTC接地。端口CT通过电容C32后接地。端口RT通过电阻R36后接地。端口GND接地。端口C1连接第二电源VCC2,且第二电源VCC2通过电容C33后接地。端口2IN-通过电阻R37连接至晶体管Q1的一个通路端,晶体管Q1的控制端接收一个控制信号LEFT_CFB,其中,控制信号LEFT_CFB可以由图1所示的处理模块150中的可编程器件,例如MCU或者CPLD等器件控制输出。而晶体管Q1的另一个通路端接地。端口REF输出固定基准电压REF_LEFT,且通过电阻R38a和电阻R38b后连接晶体管Q1的另一个通路端并接地。端口O.C接地。端口VCC和端口C2连接在一起,并连接第二电源VCC2。端口E2和端口E1连接在一起并通过电阻R39接地,且端口E2和端口E2用于输出脉宽调制信号PWM_RIGHT。
固定基准电压REF_LEFT为脉宽调制控制器U13所产生的固定基准电压,且其经过电阻R31、电阻R32、电阻R43和电阻R51而进行分压,从而分别作为脉宽调制控制器U13内部的电压误差比较器和电流误差比较器的比较阈值。
当控制信号LEFT_CFB为高电平时,则晶体管Q1导通。晶体管Q1导通后,则电阻R37与电阻R38b并联,改变电流误差比较器的比较阈值,从而改变电压偏置信号CUR_LEFT的稳定值,即改变图2所示的第一采集电压IP1+与第二采集电压IP1-之间的的稳定电流值。
此外,本领域技术人员可以理解的是,上述关于脉宽调制控制单元300的介绍是以以图1所示的第二脉宽调制控制单元152为例来具体进行介绍的,但是图1所示的第一脉宽调制控制单元151也具有相同的结构和工作原理,只需将相关的信号对应变更即可。
请参阅图4,其为本发明一实施例所示的第一开关组中的开关和第二开关组中的开关的示意图。其中,图1所示的第一开关组172中的第一左路开关1721和第一右路开关1722均可以采用图4所示的第一开关410的结构,而图1所示的第二开关组173中的第二左路开关1731和第二右路开关1732均可以采用图4所示的第二开关420的结构。在此,以图1所示的第一左路开关1721和第二左路开关1731为例来具体地进行介绍。
如图4所示,第一开关410包括第四光耦继电器411和开关元件412。其中,第四光耦继电器411包括发光元件4111和光耦开关4112,发光元件4111的一端通过第十一电阻R11连接至第一电源VCC1,而其另一端接收第一对控制信号中的对应的控制信号,在此,为第一左侧控制信号LEFT_HIGH。光耦开关4112的控制端与发光元件4111相耦合,其一通路端接地,而另一通路端通过第十二电阻R12和第十三电阻R13后作为图1所示的双向功率变换模块的端口而连接至第一滤波电路单元130,即图1中COM_LEFT节点。开关元件412的控制端连接至第十二电阻R12和第十三电阻R13之间的节点D,其一通路端连接至图1所示的第一滤波电路单元130,即图1中COM_LEFT节点,而其另一通路端连接图1所示的第一绕组对171a中的第一左侧绕组1711的一端,即图1所示的S1A节点。
当第一左侧控制信号LEFT_HIGH为低电平时,则第四光耦继电器411中的发光元件4111发光,光耦开关4112导通,即第四光耦继电器411导通。此时,节点COM_LEFT处的电压经过第十三电阻R13、第十二电阻R12和导通的光耦开关4112所形成的回路,第十三电阻R13和第十二电阻R12进行分压后,节点D处的分压电压大于开关元件412的阈值电压,因此开关元件412导通,则节点COM_LEFT处的电压经过导通的开关元件412而传递至节点S1A节点,即传递给第一绕组对171a中的第一左侧绕组1711。
而当第一左侧控制信号LEFT_HIGH为高电平时,则第四光耦继电器411中的发光元件4111不发光,光耦开关4112截止,即第四光耦继电器411截止。因此,第十三电阻R13、第十二电阻R12和截止的光耦开关4112不能形成回路,节点D处的电压低于开关元件412的阈值电压,因此开关元件412截止。
第二开关420包括继电器421和开关元件422。其中,继电器421连接在图1所示的第一滤波电路单元130(即图1所示的节点COM_LEFT)与第二绕组对171b中的第二左侧绕组1715(即图1所示的节点S2A)之间。开关元件422的控制端接收第二对控制信号中的对应的控制信号,在此,为第二左侧控制信号LEFT_LOW,且其一通路端接地,而另一通路端连接至继电器421。
当第二左侧控制信号LEFT_LOW为高电平时,则开关元件422导通,因此其令继电器421吸合,节点COM_LEFT与节点S2A相通,则节点COM_LEFT传输至节点S2A。当第二左侧控制信号LEFT_LOW为低电平时,则开关元件422截止,从而令继电器421断开,节点COM_LEFT与节点S2A非相通。
此外,本领域技术人员可以理解的是,上述关于第一开关410和第二开关420的介绍是以图1所示的第一左路开关1721和第二左路开关1731为例来进行介绍的,但是图1所示的第一右路开关1722和第二右路开关1732也具有相同的机构的工作原理,只需将相关的信号及连接关系对应变更即可。
综上所述,本发明的双向隔离DC-DC隔离器100的结构设计具有对称性,结构非常简洁和巧妙,且其兼容了高压电池组组内电池单元之间的电压变换和串联的高压电池组组间电压变化或高压电池组与辅助电源之间的电压变换,其应用更广泛。另,本发明的双向隔离DC-DC隔离器100可实现两侧的恒压和恒流控制,并可根据需要,自动更改恒压值与恒流值,实用性更强,且其不仅输入端和输出端隔离,而且相关的采集单元与控制单元也隔离,抗干扰能力更强,可靠性更高,提高了电磁兼容特性。
以上所述仅为本发明的实施方式,并非因此限制本发明的专利范围,凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换,或直接或间接运用在其他相关的技术领域,均同理包括在本发明的专利保护范围内。