CN101842956A - 通用功率调节系统的控制系统和方法 - Google Patents

Abstract

提出一种用于单相并网功率调节系统的新的电流环控制系统方法，其可以在独立或并网模式下使用。这种类型的逆变器将电感器-电容器-电感器(LCL)滤波器用作在逆变器和公用电网之间的接口。第一组电感器-电容器(LC)可以用在独立模式下，并且整个LCL可以用于并网模式。提出一种用于控制器设计的新的导纳补偿技术，以避免低的稳定裕度，同时在基波频率下保持充足的增益。提出的电流环控制器系统和导纳补偿技术已经被仿真和测试。仿真结果显示没有导纳路径补偿时，电流环控制器输出占空比被不期望的导纳路径大大地偏移。在最初的仿真周期中，功率流可能不规律地反馈至逆变器，从而引起灾难性故障。具有导纳路径补偿时，输出功率显示出与设计值匹配的稳态偏移量。测试结果显示出使用LCL滤波器结构，逆变器能够在独立和并网连接模式下运行。

Description

通用功率调节系统的控制系统和方法

相关申请引用

本申请要求2007年2月22日提出的美国临时专利申请No.60/891,118的优先权，该申请公开的全部内容以引用的方式并入本发明。

技术领域

本发明针对一种电流环(current loop)控制系统，并且具体地涉及一种用于功率调节(power conditioning)系统的电流环控制系统。

背景技术

燃料电池输出由于使用辅助设备(balance-of-plant，BOP)控制器而趋向于具有缓慢的时间常数，并且因此它更适合用于并网(grid-tie)系统，其中可以使用缓慢的电流斜坡更好地管理负荷动态。然而，正如在大多数单相逆变器(single-phase inverter)中所见到的，燃料电池的功率调节输出经受稳态误差的问题。可以将交流功率输出中的该稳态误差分解成大小偏移(magnitude offset)、相位偏移和电流失真。虽然小的幅度偏移对于有用的应用来说可能没有关系，但是相位偏移和波形失真可以显著地影响输出功率质量，使得不能满足功率质量标准。

长时间以来，逆变器输出的稳态误差的主要原因被认为是由于在例如50Hz或60Hz的基波频率下，或者在谐波频率下的不充分的控制器环路增益。在基波频率下高的控制环路增益可以减少幅度和相位偏移，而在谐波频率下的高的环路增益可以减少输出的总谐波失真(THD)。因此，已知的对于稳态误差问题的一个解决方法是设计比例谐振(proportional resonant，PR)控制器，以在预期频率下具有极高的环路增益，以减少稳态误差量。然而，由于该解决方法引入由高的品质因数引起的突然相位变化，所以PR控制器的使用可能降低在补偿频率下的相对稳定性。

已知的对于稳态误差问题的另一种解决方法是使用单相d-q坐标变换(frame transformation)方法。该坐标变换方法已经显示出提供与在基波频率下的无限环路增益相等的效果，其有效地消除了稳态误差。坐标变换方法还允许分别控制有功输出功率和无功输出功率。然而，该方法要求在每一个转换周期中执行反馈和控制信号中的坐标变换。该要求需要相当大的计算量，并且难以用低成本的数字控制器实现。

在并网逆变器中的稳态误差的主要原因是由于由电网电压经过不期望的导纳路径(admittance path)而引入不需要的电流。由于并网逆变器的主要目的是将功率发送至电网，所以期望电流应该与输出电压同相。然而当连接至电网时，不期望的导纳路径将贡献与期望电流完全异相的大量电流。在功率因数较正(PFC)升压变换器中，由于该导纳路径的相对于线电流的超前相位，其已经显示出在波形失真上具有主要影响。在并网逆变器中也显示相似的效果，除了由于导纳感应电流克服脉宽调制(PWM)输出电流而使超前相位变为滞后相位。这样的滞后相位电流的效果是严重的稳态误差。

发明内容

显然地，存在对用于补偿并网燃料电池逆变器的电流环控制中的稳态误差问题的系统和方法的需要。

因此，本发明的主要目的是通过并网燃料电池逆变器的电流环控制器中的导纳补偿而消除稳态误差。本发明的导纳补偿技术抵消了由电网电压经过不期望的导纳路径而引入的不需要的电流，并且避免了低的稳定裕度(stabilitymargin)，同时保持在基波频率下的足够增益。

本发明的另一个目的是提供一种逆变器，其可以在并网连接模式或独(standalone)立模式下运行，从而提供通用功率调节系统。

为了实现上述的和其他的目的，公开了一种用于单相并网功率调节系统的新的电流环控制器，其可以在独立或并网模式下使用。电流环控制器通过使用电感器-电容器-电感器(LCL)滤波器(filter)作为在逆变器和公用电网之间的接口而实现导纳补偿，以消除上述稳态误差问题。LCL滤波器还允许逆变器在独立和并网连接模式下工作，使其成为通用逆变器。第一组电感器-电容器(LC)可以用在独立模式下，并且整个LCL接口可以用于并网模式。

简要地描述，本发明的这些和其他目的和特征被一种功率调节系统实现，如这里体现的和充分描述的，该功率调节系统包括功率逆变器；在功率逆变器和电力公用电网之间的滤波器接口；电流环控制器；以及用于互连功率调节系统和公用电网的固态继电器。

该系统包括功率调节系统，其中除了其他的以外，电流环控制器是比例谐振控制器或二阶超前滞后(second-order lead-lag)电流控制器。除了其他的以外，滤波器可以是逆变器侧的滤波电容器或电感器-电容器-电感器滤波器。功率调节系统包括逆变器侧电感器和电网侧电感器，并且来自逆变器侧电感器的输出电压提供反馈电压和反馈电流至电流环控制器。

其中本发明的这些和其他目的、优点和特征可以在下文中变得明显，通过参考本发明的下面的详细说明、所附的权利要求和这里附加的几个附图可以更加清楚地理解本发明的本质。

附图说明

将参考附图详细公开本发明的优选实施方式，其中：

图1是显示具有L滤波器的燃料电池逆变器控制系统的框图；

图2是显示燃料电池PCS的逆变器控制系统的传递函数(transfer function)框图；

图3是显示电流参考导纳补偿方法的传递函数框图；

图4是显示滞后相位导纳补偿方法的传递函数框图；

图5是并网逆变器的控制框图；

图6(a)是并网逆变器的功率电路(power circuit)图；

图6(b)是具有导纳补偿的并网逆变器的功率电路图；

图7是显示具有LCL滤波器的燃料电池逆变器控制系统的框图；

图8(a)是在并网运行模式下的通用逆变器的功率电路图；

图8(b)是在独立模式下的通用逆变器的功率电路图；

图9是频域中的导纳(Y)图，具有未补偿的导纳项分量(Y₁)和滞后相位导纳项分量(Y₂)；

图10是显示700Hz的交叉频率和110°的相位裕度(phase margin)的电流环增益图；

图11(a)是没有Gc(s)补偿的测试系统的时域仿真结果；

图11(b)是具有Gc(s)补偿的测试系统的时域仿真结果；

图12是燃料电池系统中的样机(prototype)功率调节系统的图；

图13是并网逆变器运行模式的启动波形的波形图；

图14是软件锁相环结构的框图；

图15是同步波形的波形图；

图16(a)是在1.5kW运行条件下的稳态测试结果的波形图；

图16(b)是在4kW运行条件下的稳态测试结果的波形图；

图17(a)是显示从2.5kW至4kW倾斜上升的动态功率的电压和电流时间图；

图17(b)是显示从4kW至3kW倾斜下降的动态功率的电压和电流时间图；

图18是在独立模式下在2.95kW运行条件下的输入和输出波形的波形图；

图19是在独立模式下在2.95kW运行条件下的电压的波形图；

图20是在并网连接模式下以3.65kW输出的输入和输出波形的波形图；以及

图21是在并网连接模式下以3.65kW输出、在LCL滤波器之前和之后的测量波形的波形图。

具体实施方式

将参考附图详细公开本发明的优选实施方式，其中在全文中相同的标号表示相同的元件。

并网逆变器控制系统建模

如图1所示，可以通过检验基于L滤波器的燃料电池功率调节系统(PCS)建模上述导纳路径问题。燃料电池PCS要求逆变器输出由燃料电池辅助设备(BOP)控制器控制。虚线102指示燃料电池104侧提供逆变器输出功率指令P_ref106，通过乘以缩放因子(scaling factor)k_x110和由数字锁相环(PLL)114产生的同步信号cos(ωt)112而将其转化为输出电流指令i_ref108。电流环控制器G_i(s)116设计为补偿输出电流指令参考i_ref108和反馈感测电流i_sense118之间的误差。电流环控制器的输出是占空比控制信号v_d(t)120，其是典型的正弦信号。将v_d(t)120信号馈给到脉宽调制(PWM)块122，导致输出选通信号(gate signal)d 124。通过将该选通信号d 124馈给到逆变器128并且对其施加直流链电压V_dc126，将产生逆变器输出电压v_i130。逆变器128的功率电路输出需要逆变器侧滤波电感器L_i132以平滑电流，以及需要固态继电器(SSR)134进行电网互连。公用源电压v_s136包含源电感L_s138，因此由逆变器128看到的实际并网电压是L_i132和L_s138之间的电压，即v_ac140。将逆变器输出电流i_ac142和互连电压v_ac140通过调节电路146以缩放(scaling)而反馈至数字信号处理器(DSP)144。v_ac140波形包含大的开关纹波(switching ripple)，并且其大小与L_s138和L_i132的比成比例。较大的电感L_i132允许较小的电流波纹，其可以被容易地滤波而没有明显的滤波延迟。经滤波并感测的电压v_sense148用于通过PLL 114和查找表150而产生同步信号cos(ωt)112。

可以使用如图2的传递函数框图中所示的传递函数来数学地建模上述系统。参见图2，其中表现的是使用传递函数块的逆变器控制图：G_iv202和G_id204-表示功率级传递函数，G_i206-表示电流环补偿器，F_m208-表示PWM增益，H_i(s)210-表示电流传感器增益，以及k_x212-表示电流参考增益。使用平均逆变器输出电压dV_dc，传递函数块可以在公式(1)中导出。

i_ac＝G_id(s)d-G_iv(s)v_ac，其中 $G_{\mathrm{id}}\left(s\right)=\frac{V_{\mathrm{dc}}}{r+s{L}_i},$ $G_{\mathrm{iv}}\left(s\right)=\frac{1}{r+s{L}_i}---\left(1\right)$

总的等效导纳可以在公式(2)中表示，

$Y\left(s\right)=\frac{i_{\mathrm{ac}}\left(s\right)}{v_{\mathrm{ac}}\left(s\right)}=\frac{G_{\mathrm{id}}\left(s\right)F_m{G}_i\left(s\right)}{1+T_i\left(s\right)}{k}_x{P}_{\mathrm{ref}}{H}_v-\frac{G_{\mathrm{iv}}\left(s\right)}{1+T_i\left(s\right)},$ 或者

Y(s)＝T_iclK_xP_refH_v-G_ivcl，(2)

其中T_i＝G_idF_mH_iG_i，T_icl＝G_idF_mG_i/(1+T_i)。将总的导纳路径定义为Y(s)＝Y₁(s)+Y₂(s)，得到：

Y₁(s)＝T_iclk_xP_refH_v，Y₂(s)＝-G_ivl    (3)

第一导纳项Y₁是功率指令P_ref 214产生的项，其提供由逆变器产生的期望输出。第二导纳项Y₂是通过假设逆变器输出电压v_i等于零并且SSR连接至电网而计算的从V_ac216到i_ac218的闭环电压至电流传递函数。

如果G_i(s)是如公式(4)中描述的传统PI补偿器：

$G_i\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\ω}}_i(1+\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_z})}{s(1+\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_p})}---\left(4\right)$

则Y₁(s)和Y₂(s)可以分别在公式(5)和(6)中导出：

Y₁(s)＝P_refk_xH_v

$Y_2\left(s\right)=-\frac{G_{\mathrm{iv}}\left(s\right)}{1+T_i\left(s\right)}=\frac{-s}{H_i{F}_m{V}_{\mathrm{dc}}{\mathrm{\ω}}_i(1+\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_z})},---\left(6\right)$

并且，Y₂成为在交叉频率下的90°滞后相位。

当G_i(s)是如图9中所示的传统PI补偿器时，产生的导纳图在频域中处于10％的功率指令。在60Hz下，Y₁与v_ac同相，而Y₂具有90°的相位滞后。注意到在Y₂路径中感生的电流需要乘以v_ac216，因此所产生的电流将超过0dB，并且即使在最大功率指令条件下也是显著的。在低功率指令下，在Y₂中感生的电流最终将超过在Y₁中感生的电流，因此影响非常明显。因为Y₂导纳路径中的电流趋向于减少期望电流，所产生的稳态输出将少于指令输入，并且在越轻的负载条件下，情况越严重。

如果G_i(s)是如公式(7)中展示的双极点双零点(double-pole-double-zero)超前滞后补偿器，则Y₁(s)和Y₂(s)可以分别如公式(8)和(9)中所展示地导出：

$G_i\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\ω}}_i{(1+\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_a})}^2}{{(1+\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_p})}^2}---\left(7\right)$

Y₁(s)＝P_refk_xH_v(8)

$Y_2\left(s\right)=-\frac{G_{\mathrm{iv}}\left(s\right)}{1+T_i\left(s\right)}=\frac{1}{H_i{F}_m{V}_{\mathrm{dc}}{\mathrm{\ω}}_i{(1+\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_z})}^2},---\left(9\right)$

并且，Y₂在公式(9)中成为在交叉频率下的180°异相，这使得输出电流抵消变恶化。

不需要的导纳效果的消除

输出导纳的两个分量的划分提出了消除Y(s)中的不需要的项的方法。通过观察Y(s)的表达式，通过增加与其完全相反的分量可以消除不期望的导纳效果。如图3和4所示，在不同的位置放置导纳补偿器产生两种消除不期望的导纳项的方法。在图3中，导纳补偿器302加在电流环补偿器304之前的求和点处，这可以使用模拟或数字控制器实现。在该结构中，补偿器传递函数可以由公式(10)所示地导出：

$G_c\left(s\right)=-Y_2\left(s\right)\frac{1}{H_v\left(s\right)T_{\mathrm{icl}}\left(s\right)}=\frac{1}{H_v\left(s\right)V_{\mathrm{dc}}{F}_m{G}_i\left(s\right)}---\left(10\right)$

在图4中，导纳补偿器402附加在电流环补偿器404之后，这可以使用模拟或数字控制器容易地实现，但是不能使用传统的模拟PWM芯片实现。这样，补偿器传递函数可以进一步简化为公式(11)：

$G_c\left(s\right)=-Y_2\left(s\right)\frac{1}{H_v\left(s\right)T_{\mathrm{icl}}\left(s\right)G_1\left(s\right)}=\frac{1}{H_v\left(s\right)V_{\mathrm{dc}}{F}_m}---\left(11\right)$

上述定义假设总环路增益在低频(50或60Hz)下具有足够的增益，这是降低稳态误差的要求。

通过重新布置来自电厂的电压源，等效的控制框图可以如图5所示。这里，v_ac是来自电网502的电压源，而逆变器输出电压具有两个分量：反馈输出电压v_fb(t)504和前馈输出电压v_ff(t)506。应用重叠理论(super-position theory)，有效电压v_eff(t)508产生电流i_ac510是这些电压的组合。如图6(a)所示，如果适当地施加导纳补偿，将由增加的v_ff(t)606消除v_ac602。这产生等效于如图6(b)中所示电路的电路。以该控制方法，并网逆变器连接可以被控制为具有简单反馈控制的纯电感性负载。

用于并网逆变器的LCL滤波器

通常地，并网应用要求设计的逆变器在指定范围内满足电流总谐波失真(THD)。如果输出滤波器构成为如图7所示的电感器-电容器-电感器(LCL)型，则可以获得较高的输出电流质量。此外，LCL滤波器结构允许逆变器操作为如图8所示的通用逆变器。它不仅可以向设施(utility)提供输出功率，还可以单独地用作独立逆变器。如图8(a)所示，用于并网连接模式下，滤波电容器C_f802和电网侧电感器L_g804可以是用于传递至设施的电流的二阶滤波器。如图8(b)所示，用于独立运行模式下，逆变器侧电感器L_i806和滤波电容器C_f802组成用于逆变器输出电压v_ac808的电压滤波器。与上述基于L滤波器的逆变器相比，LCL滤波器结构允许更灵活的逆变器应用，并且还提供任何开关纹波电流的更加衰减。

再次参见图7，通过使用恰好在逆变器侧电感器L_i702之后的输出电压v_ac704作为反馈电压，并且使用经过电感器L_i702的电流i_ac706作为反馈电流，而得出上述控制系统。在使用L滤波器替代LCL滤波器的情况下，通过选择i_ac706或i_g708与v_ac704或v_g710作为反馈信号，存在四种用于感测的位置组合的可能性。通过选择跨滤波电容器C_f712的电压v_ac704和经过电感器L_i702的电流i_ac706作为反馈信号，基于L滤波器的电流控制器可以容易地适于基于LCL滤波器的电流控制器。

在用于逆变器系统的LCL滤波器的设计过程中，需要考虑一些设计因素。第一个设计因素是LCL滤波器的部件的选择。首先，应该根据电感器上的纹波电流选择逆变器侧电感器L_i702。较大的电感值允许较小的电感器开关纹波；然而，过大的电感值将会增加电感器的成本、体积和重量。因此，通过纹波电流规范和部件成本之间的权衡而控制电感器值的选择。其次，由在独立模式下输出电压v_ac704、808的L_i-C_f二阶滤波器的截止频率计算滤波电容器C_f712。在优选实施方式中，L_i-C_f滤波器的截止频率建议在开关频率的1/5和基波频率的5倍之间。最后，通过用于并网连接模式的输出电流i_g的L_i-C_f二阶滤波器的截止频率而选择电网侧电感L_g。

在用于逆变器系统的LCL滤波器的实现过程中的第二个设计因素是反馈信号的位置。再次参见图6(a)，通过利用跨逆变器侧电感器L_i608的电压和电流而导出导纳补偿的控制图。当使用L滤波器替代LCL滤波器时，通过选择电流i_ac或i_g与电压v_ac或v_g作为反馈信号，存在四种用于感测的位置组合的可能性。通过选择跨滤波电容器C_f的电压v_ac和经过电感器L_i的电流i_ac作为反馈信号，基于L滤波器的电流控制器可以容易地适于基于LCL滤波器的电流控制器。

电流环控制器设计和仿真

由于公式(1)中所示的占空比至输出的电流传递函数G_id包含接近零频率的极点，因此增加传统的I或PI控制器以增加环路增益将使系统相对于相位裕度的缺少而不稳定。PR控制是很好的可选方法，用于避免使用积分器而同时在基波频率或谐波频率下提供高增益。然而，高品质因数的PR控制器可能引起突然的相位改变，这还可能引发稳定性的问题。此外，使用定点DSP实现PR控制器增加了计算时间。例如对于20kHz的开关频率，这样的实现造成了主要的计算时间的问题。在引入导纳补偿的情况下，能够设计具有超前滞后补偿的控制器，从而在低频下提供足够高的增益并且保持低频相位不变。

在系统的测试实施方式中，系统的电网源电感被测量为L_g＝0.8mH。为了避免对感测信号的显著的噪声影响并且尽量减少输出电流纹波，将逆变器侧电感选择为L_i＝3.3mH，其具有0.15Ω的等效串联电阻。逆变器侧电感器L_i的低频极点大约为7.2Hz，或者大约比60Hz低一个十(about one decade below 60Hz)。在将滤波电容选为C_f＝2μF的情况下，其与L_i结合产生用于独立模式的在1.95kHz下的二阶电压滤波器。将电网侧电感选为L_g＝0.5mH，其具有0.01Ω的等效串联电阻。C_f和L_g的组合构成了用于并网连接模式的在4.95kHz下的二阶电流滤波器。因此，电流环传感器具有H_i＝0.01667的增益，并且两个数字滤波器的极点在9kHz。电压环传感器具有H_v＝0.0025的增益，并且两个数字滤波器的极点在2kHz。通过将补偿的环路增益的交叉频率选择为在700Hz并且相位裕度为110°，可以使用公式(12)所示的传递函数设计双极点双零点超前滞后补偿器。

$G_i\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\ω}}_i{(1+\frac{s}{2\mathrm{\π}{f}_z})}^2}{{(1+\frac{s}{2\mathrm{\π}{f}_p})}^2}=\frac{2.05{(1+\frac{s}{2\mathrm{\π}\·1.9k})}^2}{{(1+\frac{s}{2\mathrm{\π}\·7.2k})}^2}---\left(12\right)$

使用上述电流环控制器和系统参数，在图10中绘制出开环增益L(s)和补偿的环路增益T_i(s)。可以将开环增益表示为L(s)＝F_mH_iG_id，并且将补偿的环路增益定义为T_i(s)＝G_iF_mH_iG_id。尽管在该图中忽略了采样延迟，但充足的相位和增益裕度保证了系统的稳定性。

图11显示在时域中在3.5kW下在具有和不具有导纳补偿的情况下图10的仿真结果的对比。没有导纳路径补偿时，在第一仿真周期期间功率流回到逆变器，这将导致直流母线电容器(dc bus capacitor)被充电，并且产生灾难性故障。即使传递到电网的稳态功率是正的，输出电压和电流也为异相，并且传送的功率仅为200W，误差为94％。具有G_c(s)补偿时，输出波形同相并且传送功率为3.72kW，误差为6％，这与图10示出的波特(Bode)图一致，其中60Hz下的增益大约为24dB。根据仿真结果，显而易见地，通过这里公开的仅使用超前滞后补偿器的导纳补偿技术，已经大大减少了稳态误差。与具有非常高的增益并且在谐振频率下具有急剧的相位变化的传统PR控制器相比，能够为大幅度且衰减(wider-band-and-damped)的PR控制器增加导纳补偿，以进一步改善稳态误差。具有导纳补偿时，大幅度且衰减的PR控制器可以提供充足的增益增加，而不会产生急剧的相位变化，从而避免稳定性问题。

实验验证

如图12所示的PCS样机，包括将燃料电池电压从大约25V升高至400V的直流-直流转换器，和产生用于并网连接的208Vrms交流输出的直流-交流逆变器，使用固态氧化物燃料电池(SOFC)仿真器1202对该PCS样机进行测试，模仿具有在1000℃下运行的36个电池的电池组的实际低压SOFC。图12显示具有PCS样机1204的测试装置和相关联的设备的图。精密电流分流器(shunt)1206用于校准电流测量。外壳的前面板被打开以显示DSP板1208，其在样机实施方式中是内部开发的TMS320F2812控制板，其包含所有必须的接口和信号调节电路。

图13A显示并网逆变器运行的启动波形。可以在任意时刻将SSR逻辑1302指令为导通(on)1304，但是实际的导通点是在零交叉点1306。PWM逻辑信号1308并不开始直到零电压交叉点1306。因此输出电流i_ac1310在零交叉点1306之后跟随电网电压v_ac1312，并且功率传递相当地平滑。没有观察到明显的电压或电流一闪信号(glitch)。

DSP软件设计为与电网电压同步，并且在将SSR指令为导通之前锁定PWM逻辑的相位。该同步可以使用零交叉点检测或锁相环(PLL)而实现。在我们的情况中，采用简单的软件锁相环(SPLL)。图14A显示SPLL结构的框图。这里，电网电压信号v_ac1402除以它的峰值电压v_m1404，从而获得具有统一大小的PLL输入电压或v_in＝cosθ1406。通过将v_in1406和反馈电压v_f1408相乘，可以由它的偏移电压而检测相位误差。低通滤波器(LPF)1410滤波高频部分并且将相位误差转换为电压信号。由前馈角频率1414ω_ff和积分器组成的压控振荡器(VCO)1412提供相位输出θ1416。可以根据电压v_ac或V_mcosθ1402，经过提供相同大小但是90°相位延迟信号的全通滤波器(APF)1420，而产生正交信号V_msinθ1418。方形的数学块1422提供公式(13)中所示的v_ac1402的峰值电压v_m1404。

$v_m=\sqrt{{v_m}^2{\cos }^2\mathrm{\θ}+{v_m}^2{\sin }^2\mathrm{\θ}}---\left(13\right)$

图15A显示v_ac1502和v_synch1504，其是内部同步信号。这里，通过在DSP采样时间以外增加附加时间延迟的外部数字模拟转换器(DAC)电路而获得v_synch1504。然而，SPLL的输出不显示任何可察觉的延迟，并且向控制器提供适当地与电网电压v_ac1502同步的纯正弦信号。启动锁定只占一个基波周期的少许。

光伏(PV)功率系统和燃料电池功率系统之间的主要差别在于功率指令源的起点。PV系统的功率指令可以由最大功率跟踪算法确定。在燃料电池系统中，燃料电池BOP控制器确定功率指令。在我们的情况中，燃料电池控制器提供从0至10V的功率指令，其代表0至5kW。

图16(a)显示在1.5kW稳态条件下的测试结果。波形显示燃料电池电压1602v_fc＝28V，燃料电池电流1604I_fc＝65A，输出电压1606v_ac＝300V峰值或212Vrms，以及输出电流1608i_ac＝10A峰值或7Arms。图16(b)显示在4kW稳态条件下的测试结果。波形指示燃料电池电压1610v_fc＝25V，燃料电池电流1612I_fc＝167A，输出电压1614v_ac＝300V峰值或212Vrms，以及输出电流1616i_ac＝26A峰值。

应该注意到，没有提出的导纳补偿时，输出功率对于5kW的最大设定将永远达不到4kW。然而，公开的导纳补偿技术连同超前滞后电流环控制器一起，可以给出几乎匹配的功率设定。测试结果还显示在4kW的整个PCS效率大约为94％。

对于动态功率传递条件，由于缓慢的燃料电池BOP控制动态，需要缓慢的斜坡(ramping)指令。图17(a)显示在1s内从2.5kW倾斜上升至4kW的功率。输出电流从16A峰值增加至26A峰值，并且燃料电池电流从100A增加至167A。燃料电池电压从26.5V减少至25V。图17(b)显示从4kW倾斜下降至3kW的功率。输出电流从26A峰值减少至19A峰值，并且燃料电池电流从167A减少至118A。燃料电池电压从25V增加至26V。

图18显示在2.95kW独立模式运行下的测试结果。波形显示燃料电池电压1802V_fc＝26.2V，燃料电池电流1804I_fc＝136A，输出电压1806v_ac＝310V峰值或219Vrms，以及输出电流1808i_ac＝18.9A峰值或13.4Arms。系统还包括在直流链路侧的500Ω放电电阻，以确保试验的安全性。结果显示逆变器在独立模式下运行良好，其中输出电压1806和电流1808相当地纯净。建议在试验阶段中测试在独立模式下的逆变器，以检验逆变器硬件在连接至电网之前正适当地运行。LCL滤波器连接允许通用逆变器运行，从而可以进行独立和并网模式之间的变化而没有任何硬件的改变。图19显示在与图18相似的测试条件下的电压波形。通过运行前端直流-直流变换器，将直流链电压1902v_dc从输入的燃料电池电压1904v_fc升高大约15.3倍。注意到，尽管逆变器电压1906v_i包含许多高频开关噪声，但是由于设计的LC滤波器的影响，输出电压1908v_ac是纯净的。

图20显示在3.65kW并网模式运行下的测试结果。波形显示输出电压2002v_g和电流2004i_g几乎同相并且是正弦曲线，这暗示设计的PCS在并网连接模式下运行良好。应该意识到，输出电网电压2002v_g被噪声严重破坏，尤其是由SOFC仿真器产生的电磁干扰(EMI)噪声和逆变器开关噪声。然而，由于在其间存在足够大的电感其，所以交流输出电流2004i_g是纯净的。图21显示在LCL滤波器之前和之后的测试波形。跨电容2102的电压v_ac比电压v_g2104包含更少的开关纹波，这使得电压v_ac2102相对于噪声成为更好的反馈信号。由于为了减少输出电流中的相位超前，电容器值不大，所以电流i_ac2106和i_g2108的差别几乎可以忽略。

尽管这里已经详细描述了本发明的目前特定的优选实施方式，但是本发明所属领域技术人员将会明白，可以进行这里显示的和描述的各个实施方式的变化和改进，而不会背离本发明的精神和范围。因此，意味着本发明仅限定为由附加权利要求和可适用的法律规则所要求的范围。

Claims (13)

1.一种功率调节系统，其包括：

功率逆变器；

在功率逆变器和功率公用电网之间的滤波器接口，该滤波器接口包括用于互连功率调节系统和公用电网的固态继电器；以及

用于导纳补偿的电流环控制器。

2.根据权利要求1所述的功率调节系统，其中电流环控制器是比例谐振控制器。

3.根据权利要求1所述的功率调节系统，其中电流环控制器是二阶超前滞后电流控制器。

4.根据权利要求1所述的功率调节系统，其中滤波器接口还包括逆变器侧滤波电容器。

5.根据权利要求1所述的功率调节系统，还包括用于从滤波器接口向电流环控制 器反馈信号的一个或多个电路元件。

6.根据权利要求1所述的功率调节系统，其中滤波器是电感器-电容器-电感器滤波器。

7.根据权利要求6所述的功率调节系统，其中电感器-电容器-电感器滤波器具有逆变器侧电感器和电网侧电感器，并且来自逆变器侧电感器的输出电压提供反馈电压和反馈电流至电流环控制器。

8.根据权利要求6所述的功率调节系统，还包括用于将逆变器输出电流和公用电网电压反馈至电流环控制器的多个电路元件。

9.根据权利要求6所述的功率调节系统，其中电感器-电容器-电感器滤波器允许逆变器在并网连接模式和独立运行模式中的至少一个模式下运行。

10.根据权利要求1所述的功率调节系统，其中功率调节系统是燃料电池功率调节系统。

11.一种用于消除由在并网逆变器的电流环控制器中的不期望的导纳路径引起的稳态误差的系统，该系统包括：

导纳补偿装置，用于避免低的稳定裕度，并且在基波频率下保持充足的增益；以及

用于在并网连接模式和独立运行模式中的至少一个模式下运行的装置。

12.根据权利要求11所述的系统，其中并网逆变器是燃料电池并网逆变器。

13.一种用于在具有并网逆变器的功率调节系统中进行导纳补偿的方法，该方法包括下列步骤：

在数字信号处理器处接收逆变器输出功率指令；

将逆变器输出功率指令乘以缩放因子和由数字锁相环产生的同步信号；

将公用电网电压和来自并网逆变器的反馈感测电流反馈至电流环控制器；

在电流环控制器处补偿输出电流指令和反馈感测电流之间的误差；

从电流环控制器输出占空比控制信号；

将占空比控制信号馈给到脉宽调制块；

从脉宽调制块输出选通信号；

将选通信号馈给到并网逆变器并且对并网逆变器施加直流链电压；

从并网逆变器输出功率电路输出至逆变器侧滤波电感器；以及

通过固态继电器将功率电路输出互连至公用电网。

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