CN101821954A - 具有极化发送器的功率放大器控制器 - Google Patents

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Abstract

一种功率放大器控制器控制功率放大器并且耦合到极化调制器。极化调制器生成所需RF调制信号的幅度分量和相位调制分量并且向功率放大器控制器输出。功率放大器控制器通过基于所需RF调制信号的幅度分量调整VGA的增益来重新生成组合的相位和幅度调制RF信号以生成对功率放大器的输入信号。同时，功率放大器控制器基于幅度修正信号或者幅度误差信号来控制对PA的调整的供给电压并且调整VGA的增益。

Description

具有极化发送器的功率放大器控制器
技术领域
本发明涉及一种用于控制RF PA(射频功率放大器)的电路，并且更具体地涉及一种与极化(polar)发送器一起操作的RF PA控制器电路。
背景技术
RF(射频)发送器和RF功率放大器广泛地使用于便携式电子设备如蜂窝电话、膝上型计算机和其它电子设备中。RF发送器和RF功率放大器在这些设备中用来放大和远程发送RF信号。RF PA是这些电子设备中的最显著的功率消耗源之一，并且它们的效率对这些便携电子设备上的电池寿命有显著的影响。例如，蜂窝电话制造商致力于增加RF PA电路的效率，因为RF PA的效率是决定蜂窝电话的电池寿命及其通话时间的最关键因素之一。
图1图示了包括极化调制器102(有时称为极化发送器)和外部功率放大器(PA)104的常规RF发送器电路的例子。例如，可以在使用一个或者多个蜂窝电话标准(调制技术)如EDGE、UMTS(通用移动电话系统)或者CDMA(码分多址)的蜂窝电话设备中包括RF发送器电路，尽管可以在任何其它类型的RF电子设备中包括RF发送器电路。仅出于示例目的，RF发送器电路将在这里被描述为蜂窝电话设备的一部分。极化调制器102包括用于生成所需RF调制信号的幅度分量105的包络生成器304和用于生成所需RF调制信号的相位分量307的相位生成器305。相位调制器306接收相位分量307并且将信号调制到RF载波上用于作为相位调制信号108输出到可变增益放大器(VGA)107。幅度分量105调制VGA 107的增益，由此组合幅度分量105和相位调制分量108以生成将由PA 104放大而由天线(未示出)远程发送110的RF信号106。例如，RF信号106可以是极化调制器102根据EDGE、UMTS或者CDMA标准来调制的RF信号。
RF功率放大器104一般包括用于它的最后放大级的输出晶体管(未示出)。在RF调制信号106由RF PA 104放大时，输出晶体管往往使RF调制信号106失真从而导致在输出信号110处比在输入信号106处更宽的频谱占用。由于在蜂窝电话的用户之间共享RF频谱，所以宽的频谱占用是不希望的。因此，蜂窝电话标准通常规定可接受的失真的量，由此要求输出晶体管满足高线性要求。就此而言，在RF输入信号106为幅度调制时，PA 104的输出晶体管需要以它在峰值发送功率保持线性这样的方式来偏置。这通常导致在RF输入信号106的幅度的非峰值期间浪费功率，因为为了得到峰值功率电平处的可接受的失真，偏置保持固定。
某些RF调制技术已经演变成要求甚至更高的频谱效率并且由此迫使RF PA 104牺牲更多的效率。例如尽管PA 104的输出晶体管在峰值功率的效率可以在60％以上，但是在使用如WCDMA的调制格式时，就某些编码类型而言RF PA 104的效率降至30％以下。这一性能改变归因于如下事实：RF PA 104中的一个或者多个RF晶体管在RF输入信号106的幅度的非峰值期间维持于几乎固定的偏置。
存在用于在RF PA 104中提供效率增益的某些常规技术。一种常规技术是图2中所示大信号极化(Large Signal Polar)。大信号极化技术是图1所示极化调制器的一种变形。这里，分别向功率放大器104的2个端口、即它的供给电压端口(Vcc)109和它的RF输入端口107单独地施加所需RF调制信号的幅度分量105和相位调制信号108。调制PA 104的供给电压在RF输入信号106的幅度变化期间动态地调整偏置并且因此在理论上提高了PA 104的效率。然而，大信号极化技术常常无法提供显著的净效率增益，因为对PA 104的供给电压109不能以能量高效方式变化以适应所需RF调制信号的幅度信号的大的变化，因此它无法在RF PA 104中提供实质的能量效率增益而又维持RF信号的所需线性放大。这主要地归因于难以实现快速、精确、宽范围和能量高效的电压转换器以驱动RF PA 104的供给电压。
如果具有很大变化范围的可变电源被用来基于所需RF调制信号的幅度分量105来调整供给电压而又不由于电源本身消耗的功率而减少RF发送器的效率，则常规大信号极化技术才可以更好地工作。然而，在所需RF调制信号的幅度信号105有大量降低时，通常包括线性调节器111(该调节器以线性模式变化它在固定的电流负载如PA104上的输出电压)的可变电源在原则上以恒定电流减少供给电压109并且自身消耗由线性调节器111的电流与在线性调节器111两端的电压降相乘所得到的功率。这导致RF发送器所消耗的全部电池功率的很少的改变，因为在RF PA 104中获得的任何效率大部分在线性调节器111自身中丧失。
控制PA的常规方法常常无法解决在非频率线性器件如PA中出现的幅度到相位重新调制(AM到PM)。因此，常规方法并不适合于在常见移动电话或者移动数据系统中使用的常见类型的PA，因为所需频谱占用性能因AM到PM失真而受损。
因此，需要一种对于广泛的各种调制技术有效并且实现RF PA电路的功率消耗的显著净减少的RF AP系统。也需要一种可以修正AM到PM影响的PA控制器。
发明内容
一种功率放大器控制器系统控制功率放大器(PA)并且耦合到极化调制器。极化调制器生成所需RF调制信号的幅度分量和相位调制分量并且向功率放大器控制器系统输出这些分量。功率放大器控制器系统通过基于所需RF调制信号的幅度分量调整可变增益放大器(VGA)的增益来重新生成组合的相位和幅度调制RF信号以生成对功率放大器的输入信号。功率放大器接收和放大这一输入信号并且生成输出信号。
同时，该功率放大器控制器系统基于幅度修正回路中生成的幅度修正信号来以高效方式控制对PA的可调供给电压并且调整VGA的增益。幅度修正回路致力于最小化输出信号的幅度与极化调制器生成的所需幅度分量之差以减少幅度失真。此外，功率放大器控制器系统可以包括移相器以调整PA输入信号的相位。移相器响应于相位修正回路中生成的相位修正信号对相位进行移位。相位修正回路致力于保持输出信号的相位与极化调制器生成的所需相位调制分量的相位之间的相位差恒定。相位修正回路修正由功率放大器的AM到PM非理想性引入的非所需相位调制并且因此减少由功率放大器生成的相位失真。有利地，功率放大器控制器电路控制功率放大器，从而它以高效方式操作而又减少失真。
在第一实施例中，幅度修正信号表明所需RF调制信号的幅度分量与输出信号的幅度之差。相位修正信号表明所需RF信号的相位与输出信号的相位之差。PA的电源可以包括切换调节器以求高效率。在这一实施例中，VGA的增益由所需RF调制信号的幅度分量直接控制并且由幅度修正信号进一步调整。
在第二实施例中，对幅度分量和相位调制信号的延迟版本与输出信号进行比较以分别生成幅度修正信号和相位修正信号。该延迟补偿经过RF路径的延迟以减少信号的未对准所致的失灵。另外，分离式(split)电源被用来增加功率效率。分离式电源包括线性调节器和开关模式电源以各自响应于幅度修正信号的不同频率范围来提供PA供给功率的一部分。
在第三实施例中，将第二实施例与向极化调制器提供相位修正信号的可选相位修正回路进行组合。极化调制器根据相位修正信号在相位调制之前对所需RF信号的相位进行移位。因此，该实施例有利地从RF路径消除移相器并且减少与这一移相器关联的总体设计复杂性。
在说明书中描述的特征和优点并非囊括性的，并且具体而言，本领域普通技术人员鉴于附图、说明书和权利要求书将清楚许多附加特征和优点。另外，应当注意在说明书中使用的语言已经主要地出于可读性和指导性的目的加以选择并且可能并未选择用来界定或者限制发明主题内容。
附图说明
通过结合附图考虑下文具体实施例可以容易地理解本发明的教导。
图1图示了常规的RF发送器电路。
图2图示了大信号极化配置中的常规RF发送器电路的第二实施例。
图3A图示了根据本发明第一实施例的包括PA控制器的RF发送器电路。
图3B图示了根据本发明的增益控制块和周围电路的细节。
图3C图示了根据本发明的增益控制块和周围电路的细节。
图4图示了根据本发明第二实施例的包括延迟块和分离式电源的RF发送器电路。
图5图示了根据本发明第三实施例的具有可选的相位修正回路配置的RF发送器电路。
具体实施方式
附图和以下描述仅通过示例来涉及本发明的优选实施例。应当注意根据以下讨论将容易认识到这里公开的结构和方法的可选实施例作为可以在不脱离要求保护的本发明原理情况下运用的可行的可选实施例。
现在将参照本发明的在附图中图示其例子的若干实施例。只要可行，类似或者相似标号可以使用于附图中并且可以表示类似或者相似功能。附图仅出于示例目的而描述本发明的实施例。本领域技术人员根据以下描述将容易认识到可以运用这里示例的结构和方法的可选实施例而不脱离这里描述的本发明原理。
图3A图示了根据本发明第一实施例的包括用于与极化调制器102一起操作的PA控制器的RF发送器电路。极化调制器102接收I、Q基带信号302、303并且生成所需RF信号的幅度分量105和相位调制信号108。可变增益放大器(VGA)308通过组合相位调制信号108和幅度分量105来重构所需RF信号。功率放大器104根据重构的RF信号321来生成放大的RF输出信号110。附加电路PA控制器提供如下反馈控制信号，这些信号减少RF输出信号110的失真并且增加PA104的功率效率。下文将更具体描述控制电路的操作。
在一个实施例中，极化调制器102包括包络生成器304、相位生成器305和相位调制器306。包络生成器304接收I、Q基带信号302、303并且生成幅度分量105。在一个实施例中，根据 r = I 2 + Q 2 生成幅度分量r，即105。相位生成器305接收I、Q基带信号302、303并且生成相位分量307。在一个实施例中，根据 θ = tan - 1 ( Q I ) 计算相位分量θ，即307。可以用数字方式或者通过使用模拟部件来实施包络生成器304和相位生成器305。
相位调制器306接收相位分量307并且将它调制到RF载波上以生成相位调制信号108。在这一例子中，相位调制器306可以包括由∑-δ调制的分数N合成器(未示出)控制的压控振荡器(VCO)，该相位调制器被编程为根据基带信号302、303的相位分量307来调制该VCO。
注意在一个实施例中极化调制器102从基带处理器直接接收幅度分量105和相位分量107而不是接收I、Q基带信号302、303。因此在这一实施例中无需I、Q转换。
可变增益放大器(VGA)308从极化调制器102接收相位调制信号108。VGA 308根据增益控制信号325来放大相位调制信号108。增益控制信号325部分地基于幅度分量105而部分地基于VGA修正信号318。因此如下文将描述的那样，增益控制信号325控制VGA 308以通过基于幅度分量105来变化VGA 308的增益从而重构所需RF信号，而VGA修正信号318修改VGA 308的增益控制信号325以修正幅度失真。增益控制信号325由将幅度分量105和VGA修正信号318相加的加法器309生成。注意这里为求简化而示出加法器309并且可以根据各种实施例用不同功能替换该加法器。因此有利地，单个VGA308可以提供在极化发送器(前向路径)中重构所需RF信号而在幅度修正回路(反馈路径)中修正幅度失真的双重功能。
注意VGA 308可以以线性到对数控制(即控制电压325的线性改变实现增益的对数改变)来操作。因此在一个实施例中，幅度转换器(未示出)保证所需RF信号的幅度分量105的改变造成在VGA 308增益的线性改变。根据VGA 308的设计特征也可以要求幅度和偏移的调整。另外，VGA 308的设计可能获得有限增益控制范围、因此可能并未精确地以其增益来追随所需RF信号的幅度分量105而做出响应。因此在实际上，VGA 308对所需RF信号的幅度分量105的“至少一部分”做出响应。
VGA 308向移相器320输出。移相器320响应于相位修正信号337来修正RF信号中的相位失真。如下文更具体描述的那样，根据相位修正回路来生成相位修正信号337。相移信号向PA 104的输入321传递并且由PA 104放大以生成放大的RF输出信号110。
从电压V+381供电的高带宽高效率电源(例如包括开关模式电源的高带宽高效率电源)310根据电源控制信号324向PA 104提供PA供给电压319。可以从电池供应V+381。可选地，幅度分量105也对电源控制信号324有贡献(未示出)。高BW电源310可能带宽有限并且如VGA 308一样它的输出电压范围有限。因此，高BW电源310可能并未精确地以其增益来追随所需RF信号的幅度分量105而做出响应。因此在实际上，在这一情况下高BW电源310对所需RF信号的幅度分量105的“至少一部分”做出响应。
如上所述，注意施加所需RF信号的幅度分量105以控制VGA308的增益或者VGA 308的增益和高BW电源310的输出电压319两者以在输出110产生包括幅度和相位调制的所需RF信号的近似。
幅度修正回路基于所需RF信号的幅度分量105与输出信号110的幅度之差来调整VGA 308的增益和对PA 104的PA供给电压319。输出信号110由采样模块323采样，该模块可以例如是耦合因子为-20dB的定向耦合器。采样的输出信号还可以由衰减器370衰减。检测器315检测经采样并衰减的输出信号371并且向比较器312输出幅度314。检测器315可以例如是基于对数的RF检测器。幅度缩放块391缩放所需RF信号的幅度分量105的幅度以匹配检测器315的幅度检测特征并且向比较器312的第二输入输出幅度392。比较器312对幅度314和392进行比较并且向增益控制块317输出幅度修正信号316。增益控制块317分配幅度修正信号316以控制高BW电源310和VGA 308。通常，如果输出幅度低于所需RF信号的幅度分量105则幅度修正信号316表明应当各自升高PA供给电压319和VGA 308的增益，而如果输出幅度大于所需RF信号的幅度分量105则幅度修正信号316表明应当各自降低PA供给电压319和VGA 308的增益。
增益控制块317分配幅度修正信号316并且生成用于控制VGA308的增益的VGA修正信号318和用于控制高BW电源310的输出电压319的电源控制信号324。在一个实施例中，分配幅度修正信号316的两个不同频率范围以控制VGA 308和高BW电源310，从而VGA修正信号318包含比电源修正信号324更高的频率分量。这减弱了高BW电源310的带宽要求。此外，可以应用不同增益、缩放和偏移以在对PA 104的输入处优化驱动电平并且可以在PA 104的压缩点或者以外允许高效操作。最后，可以在增益控制块317中应用基本低通滤波以保证幅度修正回路的总体稳定性。
图3B示出了增益控制块317的示例配置。在所示实施例中，滤波器601和602使幅度修正信号316的两个不同频率范围通过以出于前述原因分别控制VGA 308和高BW电源310。可以在滤波器601和602中包括不同增益、缩放和偏移。此外，插入于滤波器601与加法器309之间的电容器605用作DC块从而有效地防止幅度修正信号316向VGA修正信号318并且最终向VGA增益控制信号325传递DC，因而防止幅度修正信号316影响VGA 308的平均增益。取而代之，连接到电阻器606的Vctrl 604将DC电平耦合到VGA修正信号318中。Vctrl 604因此影响VGA 308的平均增益从而相对于所需RF信号的幅度分量105在加法器309供应的增益控制提供增益偏移并且可以由DC反馈系统控制。通过将Vctrl设置得更高或者更低，可以使得VGA 308的输出以更高或者更低的平均幅度驱动PA 104的输入321，因此控制了PA 104的压缩级别(level of compression)。在更高的压缩级别，幅度修正回路的动作迫使高BW电源310进入更高的活动级别(level of activity)，因为在压缩时PA供给电压319大量调制在PA 104处的幅度。尽管这一操作模式获得高效率，但是可能由于高BW电源310的带宽和电压摆幅限制而增加失真。在更低的压缩级别，PA 104操作效率更低、但是减少了对高BW电源310的负担。因此，调整压缩级别允许在PA 104的效率与频谱占用性能之间的折衷以及在PA 104的效率与高BW电源310要求的电压摆幅和带宽之间的折衷。
尽管电容器605和电阻器606分别用来说明来自幅度修正信号316的DC阻挡和来自Vctrl信号604的DC耦合，但是这些部件的使用仅为举例。根据其它实施例，可以使用任何用于阻挡来自幅度修正信号316的DC和耦合来自Vctrl 604的DC的电路。
图3C示出了增益控制块317的配置的另一例子。与在图3B的实施例中一样，滤波器601和602使幅度修正信号316的两个不同频率范围通过以如先前所述地分别控制VGA 308和高BW电源310。然而在这一实施例中，感测VGA修正信号318，第一加法器613将该VGA修正信号与Vctrl 611求和，使用低通滤波器610来平均该信号，并且第二加法器615将该信号求和到电源控制信号324中。该方案产生控制PA 104的压缩级别的能力、但是有两点不同于图3B所示例子。首先，VGA 308的控制不再有DC阻挡，并且将增益偏移施加到高BW电源310的控制路径而不是VGA 308的控制路径中。其次，向高BW电源310的控制路径中施加的偏移是Vctrl 611的函数并且按照VGA修正信号318的平均值来进一步偏移。由于VGA修正信号318控制由幅度修正回路支配的VGA 308增益的部分(这里称为“修正增益”)，所以VGA修正信号318的平均值直接代表VGA 308的平均修正增益。另外，如果VGA修正信号318用线性于对数(linear-in-log)函数表示VGA 308的修正增益——也就是说，VGA修正信号318中的线性改变产生VGA 308的增益对数改变，则Vctrl 611的给定设置实现即使在PA 104的平均功率电平改变时仍然一致的PA 104的压缩级别(以dB为单位)。例如Vctrl 611设置成-0.5V的值，则幅度修正回路迫使VGA 308的修正增益为+5dB(如果在这一例子中VGA修正信号318的0.1V改变代表VGA 308的修正增益的1dB改变，并且如果平衡了PA 104的增益和衰减器370的衰减，从而在VGA 308的增益为0dB时对比较器312的输入近似地相等(见图3A))。这之所以有利是因为无需因PA平均输出功率改变而调整Vctrl 611。
现在回到图3A，使RF输入功率到达PA104的幅度修正回路的总体操作如下。在对PA 104的输入321增加时，PA 104的输出110也增加。由于PA 104停留于它与小的输入信号对应的线性工作区中，所以它的输出110将随着它的输入321线性地增加。因此，对比较器312的两个输入105、314将升高相同的量从而造成对高BW电源310和VGA 308均无纠错。这是在输出功率相对地小并且适当地在饱和点以下时的情况。
随着输入功率继续在PA 104的输入321升高将有如下点，PA104的输出在该点以外将不再与对PA 104的输入321直接成比例。幅度修正回路将检测PA 104的输出110与321之间的这一误差并且升高对PA 104的供给电压319而且增加VGA 308的增益，从而递送初始所需输出功率使得即使用非线性PA 104也实现系统的线性操作。
描述的整个RF发送器电路依赖于VGA 308的动态范围和控制带宽以实现基于幅度分量105来重构所需RF信号幅度并且也修正PA104的幅度误差的一些高频分量。因此，VGA 308处理大多数的迅速和深的幅度改变而又允许高BW电源310处理范围窄得多的变化或者波动并且以更低带宽操作。
许多常规极化调制技术要求电源310追随幅度分量105本身。幅度分量105可以变化40dB并且对于典型相位和幅度调制信号在-10dB到-40dBc之间比它在0dBc到-10dBc之间快得多地变化。因此，电源310需求的带宽(输出功率的改变率)和输出电压范围要求严格并且有碍于将高效切换调节器(SMPS)用于宽带RF信号的电源310。因此，常规的RF功率放大器控制系统通常使用线性调节器(而不是SMPS)来调节对PA 104的供给电压。这样的线性调节器自身消耗由它的电流与跨线性调节器的电压降相乘得到的功率。在幅度信号有大量下降时，这可能导致损失大量功率并且导致RF发送器所消耗的总电池功率无减少或者很少减少。这是因为在RF PA中获得的任何效率大部分在线性调节器自身中丧失。
与此不同的是，在本发明中，高BW电源310实施起来容易得多，因为它追随以幅度修正信号316为基础的信号，该信号具有窄的变化范围和更低的改变率。因此，可以使用非常高效的切换调节器从而实现RF发送器所消耗的总电池功率的明显减少。
变化对PA 104的供给电压319也造成相位改变。因此，相位修正回路与幅度修正回路结合操作以在PA 104的输出信号处维持RF调制的精确性。注意相位修正回路也仅为纠错回路、因此最小程度地贡献噪声。
相位修正回路监视来自极化调制器102的相位调制信号108并且对相位调制信号108的相位与PA 104的输出信号110的相位进行比较从而获得对从移相器320输出的PA输入信号321的相位进行变化的控制信号337。具体而言，限幅器332接收PA 104的输出信号110(在这一例子中由衰减器370衰减)并且向相位比较器334输出它的相位信号333。相位比较器334然后对相位信号333与来自极化调制器102的相位调制信号108(可选地还由限幅器330限幅)进行比较。比较器334基于信号331、333的相位之差来生成相位误差信号335。注意术语“相位误差信号”在这里与术语“相位修正信号”同义地使用。相位误差信号335由相位回路滤波器(PLF)336滤波以生成相位控制信号337。回路滤波器336完成相位回路并且提供相位回路正常工作而需要的必要增益、带宽限制和回路稳定性。这里使用的特定回路滤波器可以是任何类型并且可以包括多个积分和求导级以便满足最佳回路性能。回路滤波器的类型可以包括经典类型I、II等。这一相位回路设计的一个特点在于出于稳定原因而必须考虑经过PA104的群延迟。这通过选择回路滤波器中的恰当零极点布局来实现并且可以包括延迟补偿。向移相器320输入相位控制信号337以控制输入RF信号的相移，从而输出信号110的相位与来自极化调制器102的相位调制信号108的相位之差保持近似地恒定。
相位修正回路抵消PA 104的AM(幅度调制)到PM(相位调制)特征，该特征是基于晶体管的放大器的正常失真特征的一部分。相位修正回路允许在PA 104的输出110处的RF信号的相位跟踪所需RF信号108的相位调制分量并且因此减少由PA 104生成的相位失真。这一相位修正回路有助于将PA 104线性化，因为PA 104的AM到PM相移往往在更高功率电平变得更高。通过限制PA 104的AM到PM的影响，相位修正回路允许PA 104在输出信号110的失真更少的情况下在更高功率电平工作，因此允许在效率更有利的条件下使用PA 104。此外，相位修正回路也有助于修正幅度修正回路可能引起的任何附加AM到PM特征。
最后注意VGA 308由前馈信号(幅度分量105)和反馈信号(VGA控制信号318)控制并且因此提供了双重功能。将单个VGA308用来处理前馈和反馈控制在与使用两个VGA的方案相比时可以有利于简化系统复杂性和减少噪声。然而，将两个单独VGA用来单独地处理前馈和反馈控制仍然在描述的本发明的精神实质内。
图4图示了根据本发明第二实施例的RF发送器电路。图4中的电路类似于图3A的电路而具有少数如下所述的变化。首先，分别向幅度和相位修正回路施加所需RF信号的幅度分量105和相位调制信号108的延迟版本346、344。在一个实施例中，延迟块301在幅度修正回路中插入于包络生成器304与比较器312之间。与另一相位调制器342串联的延迟块340也插入于相位修正回路的相位生成器305与限幅器330之间。相位调制器342可以和相位调制器306完全一样。可选地，延迟块342可以插入于相位调制器306之后以消除对完全一样的相位调制器342的需要。然而，插入于相位调制器306之后的延迟块可能增加RF相位移位器320的复杂性；因此为了易于实施，一般优选如在所示实施例中那样在相位调制器342之前插入延迟340。
延迟301、340通过PA 104、VGA 308和移相器320(如果存在)来补偿延迟。这允许(例如基于输出110的)反馈信号与参考信号344、346更接近地对准并且避免可能由于未对准而出现的失灵。可以使用各种数字和/或模拟部件来实施延迟块301、340。
在图4的实施例中包括的第二点不同在于插入分离式电源来取代高BW电源310。在这一实施例中，利用滤波器360、361将电源控制信号324分离成两个信号——向包括由供应VREG 383供电的线性调节器352的高频路径中馈送的高频幅度修正信号351和向包括由供应V+382供电的开关模式电源(SMPS)354的低频路径中馈送的低频幅度修正信号353。在加法器块356中组合线性调节器352和SMPS354的输出以生成对PA 104的PA供给电压319。例如，简单电流相加节点、小型高频变换器或者其它类型的功率组合器或者有源电子解决方案可以用作加法器块356。
向线性调节器352输入高频幅度修正信号351，该调节器生成PA供给电压319的高频部分355。向SMPS 354输入低频幅度修正信号353，该SMPS生成PA供给电压319的低频部分357。加法器块356组合高频部分355和低频部分357以生成对PA 104的PA供给电压319以便将PA 104保持于高效操作范围中。在一个实施例中，低频幅度修正信号353的上端可以与用于RF信号的频谱占用带宽的1/20一样低。在一些实施例中，低频幅度修正信号353的上端可以不固定而是可以动态地加以调整以实现RF发送器电路的最佳性能。
使用包括SMPS 354的高效路径(该路径输送电源修正信号324的低频部分353)和包括线性调节器352的低效路径(该路径输送电源修正信号324的高频部分351)具有的优点在于有可能使用具有有限频率响应的SMPS 354。换而言之，SMPS 354无需适应很高频率而是仅适应电源修正信号324的有限低频范围从而使SMPS 354实施起来容易得多并且更为成本有效。将SMPS 354与线性调节器352组合实现适应电源修正信号324全频范围的高操作带宽而不以任何明显方式牺牲RF PA电路的总效率，因为电源修正信号324的低频部分353中包含的电源修正信号324的多数能量由效率更高的SMPS 354而不是效率更低的线性调节器352处理。
图5图示了根据本发明第三实施例的又一RF发送器电路。该电路类似于图4的实施例，但是变化了相位修正回路的实施。在这一实施例中，消除了图4中的移相器320，并且VGA 308的输出直接连接到PA的输入321。代之以在求和器504将代表回路相位误差的PLF输出502与相位生成器305的输出求和，因此向相位调制器452提供预移相分量507。因此，相位调制信号108现在包括图3A和图4中所示实施例中的移相器320之后存在的等效相移而无需移相器320。该实施例有利地在相位调制器452之前而不是在RF路径中移相。这从RF信号路径中去除了潜在噪声源和设计复杂性。
在一个例子中，相移通过利用加法器551“通过回路(over theloop)”向VCO(压控振荡器)450中添加PLF输出502来操作，这允许在一般由PLL回路滤波器550限制的正常PLL回路带宽以外控制相位调制器452。如本领域中所知，在这一“通过回路”的技术中常常要求仔细缩放和校准添加的相位误差信号502以精确地产生所需相移，因为由于VCO 450的Kvco因子随着温度、工艺和操作频率的可变性，添加的相位误差信号502的电平改变可能产生VCO 450的可变相位改变。然而有利地，可以在本发明中减少或者消除这样的校准程度，因为在相位修正回路中包括相位调制器本身。因此，在“通过回路”的调制中相对于预计相位响应的偏离大部分由相位修正回路修正。
尽管已经图示和描述了本发明的具体实施例和应用，但是将理解本发明不限于这里公开的具体构造和部件并且可以在这里公开的本发明的方法和装置的布置、操作和细节上进行本领域技术人将清楚的各种修改、改变和变化而不会脱离如所附权利要求中限定的本发明的精神实质和范围。

Claims (24)

1.一种功率放大器控制器电路，用于从极化发送器接收所需发送信号的相位分量和幅度分量并且用于控制功率放大器，所述功率放大器耦合成接收和放大输入信号并且生成输出信号，所述功率放大器控制器电路包括：
幅度修正回路，确定幅度修正信号，所述幅度修正信号表明在来自所述极化发送器的所述所需发送信号的所述幅度分量与所述输出信号的衰减后的幅度之间的幅度差；
电源，向所述功率放大器提供由所述幅度修正信号的至少一部分确定的供给电压；以及
一个或者多个可变增益放大器，基于所述幅度修正信号的一部分和来自所述极化发送器的所述所需发送信号的所述幅度分量的至少一部分来共同地调整所述输入信号的幅度。
2.根据权利要求1所述的功率放大器控制器电路，还包括：相位修正回路，确定相位误差信号，所述相位误差信号表明在来自所述极化发送器的所述所需发送信号的所述相位分量与所述输出信号的相位之间的相位差并且调整来自所述极化发送器的所述所需发送信号的所述相位分量以减少由所述功率放大器生成的相位失真。
3.根据权利要求2所述的功率放大器控制器电路，其中所述相位修正回路包括：
相位比较器，对来自所述极化发送器的所述所需发送信号的所述相位分量与所述输出信号的相位进行比较以生成所述相位误差信号；以及
移相器，耦合到所述相位比较器和所述功率放大器的输入，所述移相器基于所述相位误差信号对来自所述极化发送器的所述所需发送信号的所述相位分量的相位进行移位。
4.根据权利要求2所述的功率放大器控制器电路，其中所述相位修正回路还包括：
相位延迟块，生成来自所述极化调制器的所述所需发送信号的延迟的相位分量；
其中所述相位修正回路对来自所述极化发送器的所述所需发送信号的所述延迟的相位分量与所述输出信号的相位进行比较以确定所述相位修正信号。
5.根据权利要求1所述的功率放大器控制器电路，其中所述幅度修正回路包括：
可变衰减器，耦合到所述功率放大器，所述可变衰减器衰减所述功率放大器的所述输出信号；
幅度检测器，耦合到所述可变衰减器，所述幅度检测器检测来自所述可变衰减器的所述输出信号的衰减后的幅度；以及
幅度比较器，耦合到所述幅度检测器，所述幅度比较器对来自所述极化发送器的所述所需发送信号的所述幅度分量与所述输出信号的所检测的所述衰减后的幅度进行比较以生成所述幅度修正信号。
6.根据权利要求1所述的功率放大器控制器电路，其中所述幅度修正回路包括：
增益控制电路，接收所述幅度修正信号并且分配所述幅度修正信号的第一部分以控制所述电源以及分配所述幅度修正信号的第二部分以控制所述一个或者多个可变增益放大器。
7.根据权利要求6所述的功率放大器控制器电路，其中所述增益控制块包括：
第一滤波器，接收所述幅度修正信号并且输出所述幅度修正信号的第一频率范围以控制所述电源；以及
第二滤波器，接收所述幅度修正信号并且输出包括所述幅度修正信号的第二频率范围的可变增益放大器修正信号以控制所述一个或者多个可变增益放大器。
8.根据权利要求7所述的功率放大器控制器电路，其中所述增益控制块接收耦合到所述第二滤波器的输出端的控制信号，所述控制信号控制所述一个或者多个可变增益放大器的平均增益。
9.根据权利要求7所述的功率放大器控制器电路，其中所述增益控制块还基于所述幅度修正信号的所述第二频率范围的平均值和控制信号输入而从所述幅度修正信号的所述第一频率范围减去偏移。
10.根据权利要求7所述的功率放大器控制器电路，其中所述增益控制块还包括：
第一加法器，耦合到所述第二滤波器并且对所述可变增益放大器修正信号与控制信号输入进行求和以生成求和输出；
低通滤波器，从所述第一加法器接收所述求和输出并且生成平均求和输出；以及
第二加法器，耦合于所述低通滤波器与所述第一滤波器之间，所述第二加法器对从所述第一滤波器输出的所述第一频率范围与来自所述低通滤波器的所述平均求和输出进行求和以生成电源修正信号来控制所述电源。
11.根据权利要求1所述的功率放大器控制器电路，其中所述幅度修正回路还包括：
幅度延迟块，生成来自所述极化调制器的所述所需发送信号的延迟的幅度分量；
其中所述幅度修正回路对来自所述极化发送器的所述所需发送信号的所述延迟的幅度分量与所述输出信号的所述衰减后的幅度进行比较以确定所述幅度修正信号。
12.根据权利要求1所述的功率放大器控制器电路，其中所述电源为开关模式电源。
13.根据权利要求1所述的功率放大器控制器电路，其中所述电源包括：
具有第一效率的第一电源，所述第一电源接收所述幅度修正信号在第一频率范围中的第一部分并且基于所述幅度修正信号的所述第一部分来生成第一调整的供给输出；以及
具有高于所述第一效率的第二效率的第二电源，所述第二电源接收所述幅度修正信号在低于所述第一频率范围的第二频率范围中的第二部分并且基于所述幅度修正信号的所述第二部分来生成第二调整的供给输出，所述供给电压包括所述第一调整的供给输出和所述第二调整的供给输出的组合。
14.根据权利要求13所述的功率放大器控制器电路，其中：
所述第一电源为线性调节器；以及
所述第二电源为开关模式电源。
15.根据权利要求13所述的功率放大器控制器电路，其中所述幅度修正回路还包括：
功率组合器电路，耦合到所述第一电源和所述第二电源，所述功率组合器电路组合所述第一调整的供给输出和所述第二调整的供给输出以生成向所述功率放大器提供的所述供给电压。
16.根据权利要求1所述的功率放大器控制器电路，还包括：相位修正回路，用于减少由所述功率放大器生成的相位失真，所述相位修正回路确定来自所述极化发送器的所述所需发送信号的所述相位分量与所述输出信号的相位之差以生成反馈相位修正信号，其中所述极化发送器响应于所述反馈相位修正信号来调整所述所需发送信号的所述相位分量。
17.根据权利要求1所述的功率放大器控制器电路，还包括：
相位延迟块，接收来自所述极化发送器的所述所需发送信号的所述相位分量并且生成所述所需发送信号的延迟的相位分量；
第一相位调制器，接收所述所需发送信号的所述延迟的相位分量并且生成延迟的相位调制信号；
相位比较器，对所述延迟的相位调制信号与所述输出信号的相位进行比较以生成相位误差信号；以及
第二相位调制器，接收来自所述极化发送器的所述所需发送信号的所述相位分量和所述相位误差信号，所述第二相位调制器对所述相位分量的相位进行移位以减少由所述功率放大器生成的相位失真并且调制所述移位的相位分量以生成所述所需发送信号的相位调制分量。
18.一种射频(RF)发送器电路，包括：
极化发送器，生成所需发送信号的相位分量和幅度分量；
功率放大器，耦合为接收和放大输入信号并且生成输出信号；
幅度修正回路，确定幅度修正信号，所述幅度修正信号表明在来自所述极化发送器的所述所需发送信号的所述幅度分量与所述输出信号的衰减后的幅度之间的幅度差；
电源，向所述功率放大器提供由所述幅度修正信号的至少一部分确定的供给电压；以及
一个或者多个可变增益放大器，基于所述幅度修正信号的一部分和来自所述极化发送器的所述所需发送信号的所述幅度分量的至少一部分来共同地调整所述输入信号的幅度。
19.一种用于控制功率放大器的方法，所述功率放大器耦合为接收和放大输入信号并且生成输出信号，所述方法包括：
从极化发送器接收所需发送信号的相位分量和幅度分量；
对来自所述极化发送器的所述所需发送信号的所述幅度分量与所述输出信号的衰减后的幅度进行比较以生成幅度修正信号，所述幅度修正信号表明在来自所述极化发送器的所述所需发送信号的所述幅度分量与所述输出信号的所述衰减后的幅度之间的幅度差；
基于所述幅度修正信号的至少一部分来调整对所述功率放大器的电源电压或者偏置；并且
基于所述幅度修正信号的一部分和来自所述极化发送器的所述所需发送信号的所述幅度分量的至少一部分来调整所述输入信号的幅度。
20.根据权利要求19所述的方法，其中对来自所述极化发送器的所述所需发送信号的所述幅度分量与所述输出信号的所述衰减后的幅度进行比较包括：
基于所述输入信号与所述输出信号之间的RF路径延迟来生成所述所需发送信号的延迟的幅度分量；并且
对所述所需发送信号的所述延迟的幅度分量与所述输出信号的衰减后的幅度进行比较。
21.根据权利要求19所述的方法，还包括：
对所述幅度修正信号进行滤波以生成所述幅度修正信号的第一频率范围和所述幅度修正信号的第二频率范围；
分配所述幅度修正信号的所述第一频率范围以调整所述供给电压或者偏置；并且
分配所述幅度修正信号的所述第二频率范围以调整所述输入信号的幅度。
22.根据权利要求19所述的方法，还包括：
对来自所述极化发送器的所述所需发送信号的所述相位分量与所述输出信号的相位进行比较以生成相位误差信号，所述相位误差信号表明在来自所述极化发送器的所述所需发送信号的所述相位分量与所述输出信号的相位之间的相位差；以及
响应于所述相位误差信号对所述所需发送信号的相位进行移位以减少由所述功率放大器生成的相位失真。
23.根据权利要求22所述的方法，其中对来自所述极化发送器的所述所需发送信号的所述相位分量与所述输出信号的相位进行比较包括：
基于所述输入信号与所述输出信号之间的RF路径延迟来生成所述所需发送信号的延迟的相位分量；并且
对所述所需发送信号的所述延迟的相位分量与所述输出信号的相位进行比较。
24.根据权利要求19所述的方法，还包括：
基于所述输入信号与所述输出信号之间的RF路径延迟来生成所述所需发送信号的延迟的相位分量；
将所述所需发送信号的所述延迟的相位分量调制到载波信号上以生成延迟的相位调制信号；
对所述延迟的相位调制信号与所述输出信号的相位进行比较以生成相位误差信号；
响应于所述相位误差信号对来自所述极化发送器的所述所需发送信号的所述相位分量的相位进行移位以生成移相的相位分量；并且
将所述移相的相位分量调制到所述载波信号上。
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