CN101809853B - 开关模式电源(smps)及其方法 - Google Patents

Abstract

本发明的实施例针对于开关模式电源(SMPS)电路及其方法。所述SMPS电路接收与未来负载改变相关的信息。举例来说，可在解码器(例如，串行总线接口(SBI)解码器)处从例如移动台调制解调器(MSM)等微处理器或微控制器接收所述信息。所述SMPS电路可包括模/数转换器，所述模/数转换器经配置以对所述SMPS电路的输出电压取样以确定所述未来负载改变发生的时间。所述SMPS电路可进一步包括瞬时恢复电路(TRC)，以用于在所述未来负载改变发生时基于所述所接收到的信息而稳定所述输出电压。举例来说，所述TRC计算用于转变所述SMPS电路的开关的状态以补偿所述未来负载改变的工作循环。

Description

开关模式电源(SMPS)及其方法

技术领域

本发明大体上涉及开关模式电源(SMPS)电路及其方法，且更特定来说，涉及前馈SMPS电路及其方法。

背景技术

开关模式电源或SMPS是并入有开关调节器的电子电源供应单元(PSU)，开关调节器是快速接通和断开功率晶体管(例如，MOSFET)以稳定输出电压或电流的内部控制电路。当需要较高效率、较小大小或较轻重量时，开关调节器通常用作线性调节器的代替物。然而，开关调节器更复杂且如果不小心抑制，则其开关电路可导致噪声问题。

可基于输入和输出波形将SMPS分类为整流器或离线转换器(AC进；DC出)、电压/电流或DC到DC转换器(DC进；DC出)、频率变换器或循环转换器(AC进；AC出)和反相器(DC进；AC出)。

降压式转换器为步降DC到DC转换器的一实例。降压式转换器的设计与升压式转换器(即，步升DC到DC转换器)的设计类似。降压式转换器与线性调节器相比相对较有效(例如，对于集成电路来说，高达95％)。

常规降压式转换器通常包括两个开关(例如，晶体管和二极管)以及用于对输出电压波纹进行滤波的电感器和电容器。同步降压式转换器为基本降压式转换器电路拓扑的修改版本，其中二极管被第二晶体管替代。此修改为增加成本和改进效率之间的折衷。一般来说，降压式转换器在将电感器连接到源电压以在电感器中存储能量(“接通状态”)和将电感器放电到负载中(“断开状态”)之间交替。

图1A说明常规同步降压式转换器100。如在图1A中所示，常规同步降压式转换器100包括电源电压V_d、第一开关S₁和第二开关S₂、电感器L和电容器C。电阻器r_L和r_c表示分别与电感器和电容器相关联的有效串联电阻(ESR)，而电阻器R表示负载。一般来说，电源电压V_d对应于同步降压式转换器100的DC输入电压，且电阻R上的电压V_o对应于DC输出电压。

如上文所论述，降压式转换器通过在“接通状态”和“断开状态”之间切换而操作。参看图1A，在“接通状态期间”，开关S₁闭合且开关S₂断开。相反地，在“断开状态”期间，开关S₂闭合且开关S₂断开。因此，第一开关S₁和第二开关S₂始终被设定到不同操作状态。相应地，图1B和图1C分别说明同步降压式转换器100的接通和断开状态。

常规上，第一开关S₁和第二开关S₂的开关由监视输出电压V_o且将输出电压V_o与参考电压(将其手动或以电子方式设定到所要的输出)进行比较的反馈电路(未图示)控制。如果在输出电压V_o中有误差，则反馈电路通过调整第一开关S₁和第二开关S₂随之接通和断开的时序而进行补偿。举例来说，反馈电路的开关调节器部分可实施为比例-积分-微分控制器(PID)控制器。PID控制器广泛是使用于工业控制系统中的众所周知的控制回路反馈机构。一般来说，PID控制器尝试通过计算且接着输出校正动作或可相应地调整过程的补偿信号(即，对S₁/S₂开关的调整)而校正所测量的过程变量(即，反馈输出电压V_o)和所要的设定点(即，参考电压)之间的误差。

输出电压波纹是给予输出电压V_o在接通状态期间上升且在断开状态期间下降的现象的名称。其由若干因素造成，包括(但不限于)切换频率、输出电容、电感器、ESR、负载和控制电路的任何电流限制特征。最基本来说，输出电压将因输出电容器充电和放电而上升和下降。另外，降压式转换器通常将输出电压V_o输出到负载(即，电阻R)。如果负载电流改变得相对快，则常规降压式转换器100可难以处理所述负载改变(举例来说，因为反馈电路可对负载改变过度补偿或补偿不足)。因此，如果负载被改变，则输出电压波纹可增加，其使系统性能下降。

发明内容

本发明的一实施例针对于一种稳定从开关模式电源(SMPS)电路输出的电压的方法，其包括：接收与未来负载改变相关的信息，对输出电压取样以确定未来负载改变发生的时间，以及在未来负载改变发生时基于所接收到的信息而稳定输出电压。

本发明的另一实施例针对于一种SMPS电路，其包括：解码器，其接收与未来负载改变相关的信息；模/数转换器(ADC)，其对输出电压取样以确定未来负载改变发生的时间；以及瞬时恢复电路(TRC)，其在未来负载改变发生时基于所接收到的信息而稳定输出电压。

本发明的另一实施例针对于一种SMPS电路，其包括：用于接收与未来负载改变相关的信息的装置、用于对输出电压取样以确定未来负载改变发生的时间的装置，以及用于在未来负载改变发生时基于所接收到的信息而稳定输出电压的装置。

本发明的另一实施例针对于一种计算机可读媒体，其包括存储于其上的程序代码，所述程序代码经配置用于在SMPS电路处执行，所述程序代码包括用于接收与未来负载改变相关的信息的程序代码、用于对输出电压取样以确定未来负载改变发生的时间的程序代码，以及用于在未来负载改变发生时基于所接收到的信息而稳定输出电压的程序代码。

附图说明

当结合仅出于说明而不限制本发明的目的而呈现的附图考虑时，参考以下详细描述，将更容易获得对本发明的实施例和其许多伴随优点的更完整的了解和更好的理解。

图1A、1B和1C说明常规同步降压式转换器。

图2说明根据本发明的一实施例的同步降压式转换器。

图3说明根据本发明的一实施例的电压调节过程。

图4说明根据本发明的一实施例的在TRC模式期间由图2的降压式转换器执行的操作。

具体实施方式

本发明的方面揭示于针对本发明的特定实施例的以下描述和相关图式中。可在不偏离本发明的范围的情况下设计替代实施例。另外，将不会详细描述本发明的众所周知的元件，或将省略所述元件，以免使本发明的相关细节模糊不清。

本文使用词“示范性”或“实例”以指“用作一实例、例子或说明”。本文中描述为“示范性”和/或“实例”的任何实施例无需理解为比其它实施例优选或有利。同样，术语“本发明的实施例”不要求本发明的所有实施例包括所论述的特征、优点或操作模式。

另外，依据将由(例如)计算装置的组件执行的动作的序列来描述许多实施例。将认识到，可通过专用电路(例如，专用集成电路(ASIC))，通过正由一个或一个以上处理器执行的程序指令，或通过所述两者的组合来执行本文所描述的各种动作。另外，本文所描述的动作的这些序列可被视为完全包含于任何形式的计算机可读存储媒体内，所述计算机可读存储媒体在其中存储有对应的一组计算机指令(其执行时将致使相关联的处理器执行本文所描述的功能性)。因此，本发明的各种方面可以许多不同的形式体现，所有所述形式已涵盖于所主张的标的物的范围内。另外，对于本文中所描述的实施例中的每一者来说，任何所述实施例的对应形式可在本文中被描述为(例如)“经配置以执行所描述的动作的逻辑”。

如在“背景技术”部分所论述，常规同步降压式转换器基于降压式转换器的输出电压的反馈而补偿负载改变。如下文更详细地论述，本发明的一实施例针对于使用“前馈”方法来处理对负载改变的响应。因此，可使用与未来负载改变相关的信息来更好地处置对负载改变的响应。举例来说，以此方式，可减少对后续负载改变的过度补偿，因为知道了更多与负载改变相关的信息。

图2说明根据本发明的一实施例的同步降压式转换器200。参看图2，降压式转换器200包括串行总线(SBI)解码器205、控制开关S1和S2的开关驱动器210、控制开关驱动器210的数字脉宽调制器(DPWM)控制器215、控制DPWM控制器215的控制逻辑220、瞬时恢复控制器(TRC)225、第一、第二和第三模/数转换器(ADC)ADC1230、ADC2 235和ADC0 240、经配置以感测电感器电流的感测放大器245、组合器250、比例-积分-微分控制器(PID)控制器255和补偿电路260。图2中还展示电阻器r_L和r_c，其表示分别与电感器L和电容器C相关联的有效串联电阻(ESR)，而电阻器R表示负载(如图1A、1B和1C中所示)。

参看图2，尽管降压式转换器200已被说明为包括SBI解码器205，但将了解，可替代地使用具有各种类型的接口的解码器，而不一定为SBI解码器。举例来说，可替代地使用并行总线接口(PBI)解码器。因此，虽然在下文中将本发明的实施例描述为针对于SBI解码器，但将了解，本发明的其它修改不需要受此限制。

降压式转换器200具有三种不同的操作模式，如将在下文更详细地论述。降压式转换器200的三种操作模式为(i)用于轻负载的脉冲频率调制(PFM)模式、(ii)用于正常操作的脉宽调制(PWM)模式(“调节模式”)、和(iii)在预期和/或实际负载改变期间检测和控制降压式转换器200的瞬时恢复控制(TRC)模式(“TRC模式”)。参看图2，SBI解码器205提供用于改变降压式转换器200的设定(例如在不同模式之间切换)的接口。

在调节模式期间，反馈降压式转换器200的输出电压反馈为反馈电压Vfb并由ADC0240取样。在组合器250处从参考电压Vref(例如，存储于SBI解码器205的寄存器处)减去ADC0 240的输出以将误差信号提供给PID控制器255。PID控制器255(可通过在SBI解码器205处改变对应的SBI寄存器而修改其增益值)随后计算工作循环命令。ADC1230监视电感器电流并将一信号提供到开关驱动器210和DPWM控制器215以减少电感器L或开关S1和/或S2(例如，功率场效晶体管(FET))上的过电流。

在TRC模式期间，接通ADC1 230以检测在与负载改变相关联的输出电压中的快速斜率改变(例如，电压尖峰或骤降)。TRC控制器225接着基于电感器电流和输出电压测量值而计算工作循环和相位(例如，“最佳”工作循环和相位)，如将参看图3在下文中更详细地描述。

在PFM模式期间，启动补偿电路260，其允许降压式转换器更有效地处置轻负载的情形，例如当微控制器或微处理器(例如，移动台调制解调器(MSM))处于休眠模式时。仅出于实例的目的，下文参考MSM描述本发明的实施例。然而，将了解，本发明的其它实施例可针对于结合任何类型的微控制器或微处理器(且不一定为MSM)而使用的降压式转换器。用于轻负载情形的补偿电路260的功能性在此项技术中是众所周知的且出于简明起见将不作进一步论述。

控制逻辑220确定应将哪组工作循环命令(即，每一“组”与TRC模式、PFM模式和调节模式中的一者相关联)发送到DPWM控制器215且随后发送到开关驱动器210。可自主确定或由SBI解码器205处寄存器设定来确定操作模式。

参看图2，ADC0 240为控制回路提供反馈电压Vfb。ADC0 240输出的分辨率确定所设定电压准确度的极限。换句话说，ADC0 240输出的数字分辨率确定可经由反馈电压Vfb监视输出电压Vsw的准确度。可将ADC0 240的取样速率设定到足够高的取样频率以处置一种或一种以上类型的输入反混叠滤波。举例来说，可设定ADC0 240以具有10位的分辨率和等于或大于如由开关驱动器210指定的开关S1/S2的切换频率的取样频率。

ADC2 235与ADC0 240监视相同的信号。然而，将ADC2 235设定到高于ADC0 240的取样速率。举例来说，ADC2 235的取样速率被设定为比ADC0 240快3-5倍。在TRC模式期间，ADC2 235的较高的取样速率使得ADC2 235能够(i)更快/更准确地检测与负载改变相关联的反馈电压Vfb中的斜率改变(即，输出电压尖峰或骤降)和(ii)为TRC 225提供所测量的反馈电压Vfb以确定最佳工作循环。因此，在一实例中，专门在TRC模式期间启动ADC2 235，且不需要在PFM模式和/或调节模式期间接通或启动。

在一替代性实施例中，可将ADC2 235和ADC0 240合并到单个ADC中。在此类替代性实施例中，“组合”ADC包括可编程的取样速率，以使得组合ADC能够在TRC模式期间具有较高取样速率，且在PFM模式和/或调节模式期间具有较低取样速率。组合ADC可减小降压式转换器200的大小，但还可比具有固定取样速率的两个ADC更昂贵。

参看图2，ADC1 230经由较小感测电阻器Rs而监视电感器电流iL。或者，可用另一类型的元件取代感测电阻器Rs，例如跨阻抗放大器。

在TRC模式期间，ADC1 230测量即时的电感器电流。所测量的即时电感器电流由TRC 225用以确定特定负载改变的最佳工作循环。在TRC模式期间将ADC2 235的取样频率设定为高于(即，开关S1/S2的)切换频率的取样频率。在一实例中，为了减少功率消耗，仅需要在TRC模式期间启动ADC2 235，且否则停用。

参看图2，DPWM控制器215采用工作循环的数字值d(n)并产生脉冲串或一系列信号，以用于接通和断开降压式转换器200的功率晶体管(即，开关S1和S2)。在一实例中，DPWM控制器215可经配置以使用高于ADC的分辨率的分辨率(例如，高于10位)，使得可将对应于参考电压Vref的ADC位映射到DPWM电平。

可通过“抖动”增强DPWM的有效分辨率，“抖动”是指在数个切换周期内通过最低有效位(LSB)改变工作循环，以实现具有在两个邻近量化的工作循环电平之间的值的平均工作循环。可因抖动而在转换器的输出处产生额外的AC波纹。然而，可通过选择抖动模式以利用输出LC滤波器的低通特性来减少额外的波纹。

作为一实例，在表1和表2中(如下)展示两组3位抖动序列。在表1中的抖动序列采用简单矩形波形的形式，而表2中的抖动序列经配置以减少低频光谱含量。因此，与表1中的抖动序列相比，表2中的抖动序列针对给定平均工作循环产生较低波纹。在一实例中，表2中的抖动序列可以查找表(2^Ndith(N_dith为抖动分辨率)个抖动序列存储于其中)的形式实施。

表1

表2

如上文所论述，降压式转换器200在任何给定时间在三种模式(PFM模式、调节模式和TRC模式)中的一者中操作。图3说明根据本发明的一实施例的电压调节过程。出于解释简单起见，图3的过程说明降压式转换器200在调节模式和TRC模式之间的转变，不参考PFM模式。然而，将了解，还可结合PFM模式而使用图3的教示，因为降压式转换器200可基于负载状况交替地从PFM模式转变到调节模式或TRC模式/从调节模式或TRC模式转变到PFM模式。

在300中，假设降压式转换器200在预设状态或调节模式中操作。在调节模式期间，如上文所论述，使用反馈控制以经由PID控制器255在给定电压范围内调节输出电压。接下来，在305中，降压式转换器200确定是否从MSM接收到有关未来负载改变的信息。举例来说，MSM可在MSM从“休眠模式”转变到“启动模式”之前的一段时期预料到未来负载改变。在另一实例中，MSM可在预期在启动模式期间触发额外资源时(例如，执行与已知负载改变相关联的应用程序)预料到未来负载改变。MSM所需要的负载电流的量与内部时钟频率密切相关。举例来说，MSM可依据特定任务的计算复杂性而决定在不同时钟频率下运行。负载电流的“程度”对应于特定频率且可(例如)使用查找表确定。换句话说，可将预期用于任何给定计算任务的处理功率的量映射(例如，在映射或查找表中)到所预期负载改变的程度，以便将关于即将到来或未来负载改变的“前馈”信息提供到降压式转换器200。查找表自身可通过在不同处理应力下测试实际负载改变而产生。

举例来说，在305中，在负载改变之前(例如，在MSM经受休眠模式与启动模式之间的转变之前)，MSM发送一中断以确认降压式控制器。接着将所需负载电流的信息加载到降压式控制器200的存储器(寄存器)中，其触发降压式转换器200进入瞬时检测模式或TRC模式中。

一旦在305中确定已接收到与未来负载改变相关的信息，则在310中，降压式转换器200从调节模式转变到TRC模式。图4说明根据本发明的一实施例的在TRC模式期间由降压式转换器200执行的操作。

在图4的400中，与降压式转换器200相关联的寄存器存储新的负载电流要求(即，在所报告负载改变之后使用的目标电流)。接着，在405中，启动较高取样速率ADC1 230和ADC2 235。一般来说，存在分别与负载电流增加或降低相关联的输出电压波形中的相异的尖峰或骤降。因此，在TRC模式期间，预料到由斜率检测过程检测到的尖峰或骤降，而启动ADC2 235以监视输出电压。在415中，斜率检测过程继续直到检测到被推定为对应于“未来”负载改变的斜率。在替代实例中，如果“组合ADC”分别用于代替ADC1 230和ADC2 235，则接着在405中，可编程取样速率组合ADC可转变到较高的取样速率。

至少在检测到负载改变之前，ADC1 230保持工作/启动。在检测到瞬时尖峰/骤降之后，在420中在TRC 225处执行TRC算法以确定用于将电感器电流斜升或斜降到所要值所需的切换周期的最佳工作循环命令以及最佳相位。

基于以下等式来确定用于使电感器电流斜升或斜降到所要值的最佳工作循环d(q)：

对于增加负载电流：

$d\left(q\right)=L\·\left(\frac{i_{\mathrm{MSM}}-i_L}{V_d-v_o}\right)\·f_s$ 等式1

对于降低负载电流：

$d\left(q\right)=L\·\left(\frac{i_{\mathrm{MSM}}-i_L}{0-v_o}\right)\·\frac{1}{T_s}$ 等式2

其中，i_MSM为由MSM请求的电流量，f_s为切换频率，L为电感器L的电感(例如，如以下等式3所计算)，i_L为跨越电感器L的电流，V_o为降压式转换器200的输出电压，且T_s为切换周期或1/f_s。

可基于以下等式在线估计电感：

$v_L=L\frac{{\mathrm{di}}_L}{\mathrm{dt}}$ 等式3

$\⇒L=\frac{\underset{t_o}{\overset{t_1}{\∫}}{v}_L\left(t\right)\mathrm{dt}}{i_L\left(t_1\right)-i_L\left(t_o\right)}$

可在系统启动/初始化期间执行等式3中所示的电感估计，和/或在操作期间周期性地执行以虑及由于温度改变而引起的电感变化。

为了增加TRC算法的有效性，可包括反相功能。在正常操作中，完整切换周期包括一定量的接通时间和其后的一定部分的断开时间。在接通时间期间，电感器电流增加，而在断开时间期间，电感器电流降低。接通时间与断开时间之间的比例由工作循环确定。

当存在负载改变时，需要使电感器电流iL快速斜升或斜降以改进瞬时响应并减少瞬时波纹。为了促进此“斜动”，当负载电流增加时，紧跟在负载改变之后的开关循环可被设定为接通状态，其后为断开状态，以使得电感器电流可相对快地降低。相反，如果负载电流降低，则紧跟在负载改变之后的开关循环可被设定为断开状态，其后为接通状态，以使得电感器电流可相对快地降低。

因此，在420中，基于电流是增加还是降低，降压式转换器200以一次序(例如，断开后接通，接通后断开等)根据从等式1或等式2计算出的工作循环d(q)而切换开关S1和S2，如上文所论述。在420之后，降压式转换器200转变回图3的300并再次进入调节模式。

尽管本发明的上述实施例已大体上针对于同步降压式转换器，但将了解，本发明的其它实施例可针对于任何类型的SMPS电路，例如整流器、反相器、非同步降压式转换器、升压式转换器、升降压式转换器、同步升降压式转换器等等。

所属领域的技术人员将了解，可使用多种不同技术和技艺中的任一者来表示信息和信号。举例来说，可由电压、电流、电磁波、磁场或磁粒子、光场或光学粒子，或其任何组合来表示可贯穿上文描述所引用的数据、指令、命令、信息、信号、位、符号和码片。

另外，所属领域的技术人员将了解，结合本文中揭示的实施例而描述的各种说明性逻辑块、模块、电路和算法步骤可实施为电子硬件、计算机软件或两者的组合。为了清楚地说明硬件和软件的此互换性，上文已大体上在其功能性方面描述了各种说明性组件、块、模块、电路和步骤。此功能性是实施为硬件还是软件视特定应用和强加于整个系统的设计约束而定。所属领域的技术人员可针对每一特定应用以不同方式实施所描述的功能性，但是此些实施决策不应被解释为导致脱离本发明的范围。

可用经设计以执行本文所描述的功能的通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑装置、离散门或晶体管逻辑、离散硬件组件或其任何组合来实施或执行结合本文所揭示的实施例而描述的各种说明性逻辑块、模块和电路。通用处理器可为微处理器，但在替代方案中，处理器可为任何常规处理器、控制器、微处理器或状态机。处理器还可实施为计算装置的组合，例如DSP与微处理器的组合、多个微处理器的组合、结合DSP核心的一个或一个以上微处理器或任何其它此类配置。

结合本文中所揭示的实施例而描述的方法、序列和/或算法可直接包含于硬件中、由处理器执行的软件模块中或两者的组合中。软件模块可驻存于RAM存储器、快闪存储器、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可装卸磁盘、CD-ROM或在此项技术中已知的任何其它形式的存储媒体中。示范性存储媒体耦合到处理器，以使得处理器可从存储媒体读取信息且将信息写入到存储媒体。在替代方案中，存储媒体可与处理器成一体。处理器和存储媒体可驻存于ASIC中。ASIC可驻存于用户终端(例如，接入终端)中。在替代方案中，处理器和存储媒体可作为离散组件驻存于用户终端中。

虽然上述揭示内容展示本发明的说明性实施例，但应注意，在不偏离如由附加权利要求书界定的本发明的范围的情况下，可在本文中进行各种改变和修改。无需以任何特定次序执行根据本文中所描述的本发明的实施例的方法项的功能、步骤和/或动作。此外，尽管可能以单数形式描述或主张本发明的元件，但除非明确陈述限于单数形式，否则还可涵盖复数形式。

Claims (25)

1.一种稳定从开关模式电源（SMPS）电路输出的电压的方法，其包含：

接收指示未来负载改变的程度的信息；

在接收到所述信息之后，对输出电压取样以确定所述未来负载改变的发生，其中该取样步骤包括：与尚未接收到与所述未来负载改变相关的信息的情况下的操作相比，在所述接收步骤接收到与所述未来负载改变相关的所述信息之后以较高速率对所述输出电压取样；以及

在所述未来负载改变发生时基于所接收到的所述信息而稳定所述输出电压。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述取样步骤确定所述经取样的输出电压是否指示指示所述未来负载改变的电压波动。

3.根据权利要求1所述的方法，其中基于微控制器或微处理器中的一者处的所预期处理负载而估计所述未来负载改变的所述程度。

4.根据权利要求1所述的方法，其中所述接收步骤触发瞬时恢复电路（TRC）模式，所述TRC模式包括所述取样和稳定步骤。

5.根据权利要求4所述的方法，其进一步包含：

在所述稳定步骤之后从所述TRC模式转变到调节模式和脉冲频率调制（PFM）模式中的一者。

6.根据权利要求5所述的方法，其中使所述调节模式至少与所述SMPS电路的正常负载操作相关联，且使PFM模式与所述SMPS电路的轻负载操作相关联。

7.根据权利要求1所述的方法，其中所述稳定步骤包括：

基于所述所接收到的信息而计算工作循环；以及

基于所述所计算的工作循环而转变所述SMPS电路的第一开关和第二开关的状态。

8.根据权利要求7所述的方法，其中，如果所述未来负载改变指示负载电流增加，则所述计算步骤基于下式计算所述工作循环：

$d\left(q\right)=L\·\left(\frac{i_{\mathrm{MSM}}-i_L}{V_d-v_o}\right)\·f_s$

其中i_MSM为由所述所接收到的信息指示的电流量，L为所述SMPS电路的电感器的电感，i_L为跨越所述电感器的电流，V_o为所述经取样的输出电压，f_s为所述SMPS电路的所述第一和第二开关的切换频率，且V_d为电源电压。

9.根据权利要求8所述的方法，其中基于下式计算所述电感L：

$v_L=L\frac{{\mathrm{di}}_L}{\mathrm{dt}}$

$\⇒L=\frac{\underset{t_o}{\overset{t_1}{\∫}}{v}_L\left(t\right)\mathrm{dt}}{i_L\left(t_1\right)-i_L\left(t_o\right)}$

其中v_L为跨越所述电感器的电压。

10.根据权利要求7所述的方法，其中，如果所述未来负载改变指示负载电流降低，则所述计算步骤基于下式计算所述工作循环：

$d\left(q\right)=L\·\left(\frac{i_{\mathrm{MSM}}-i_L}{0-v_o}\right)\·\frac{1}{T_s}$

其中i_MSM为由所述所接收到的信息指示的电流量，L为所述SMPS电路的电感器的电感，i_L为跨越所述电感器的电流，V_o为所述经取样的输出电压且T_s为所述第一和第二开关的切换周期。

11.根据权利要求10所述的方法，其中基于下式计算所述电感L：

$v_L=L\frac{{\mathrm{di}}_L}{\mathrm{dt}}$

$\⇒L=\frac{\underset{t_o}{\overset{t_1}{\∫}}{v}_L\left(t\right)\mathrm{dt}}{i_L\left(t_1\right)-i_L\left(t_o\right)}$

其中v_L为跨越所述电感器的所述电压。

12.根据权利要求1所述的方法，其中所述SMPS电路为降压式转换器、整流器、反相器、升压式转换器、或升降压式转换器中的一者。

13.根据权利要求12所述的方法，其中所述降压式转换器为同步降压式转换器或非同步降压式转换器。

14.根据权利要求12所述的方法，其中所述升降压式转换器为同步升降压式转换器。

15.一种开关模式电源（SMPS）电路，其包含：

解码器，其经配置以接收指示未来负载改变的程度的信息；

模/数转换器（ADC），其经配置以在接收到所述信息后对输出电压取样以确定所述未来负载改变的发生，其中所述ADC经配置以：当与尚未接收到与所述未来负载改变相关的信息的情况下的操作相比，在所述解码器接收到与所述未来负载改变相关的所述信息之后以较高速率对所述输出电压取样；以及

瞬时恢复电路（TRC），其经配置以在所述未来负载改变发生时基于所接收到的所述信息而稳定所述输出电压。

16.根据权利要求15所述的SMPS电路，其中所述解码器为串行总线接口（SBI）解码器。

17.根据权利要求15所述的SMPS电路，其中所述ADC用于确定所述经取样的输出电压是否指示指示所述未来负载改变的电压波动。

18.根据权利要求15所述的SMPS电路，其中所述未来负载改变的程度是基于微控制器或微处理器中的一者处的所预期处理负载而估计的。

19.根据权利要求15所述的SMPS电路，其中所述解码器经配置以接收与所述未来负载改变相关的所述信息，触发所述SMPS电路的瞬时恢复电路（TRC）模式，所述TRC模式的特征在于所述ADC执行所述取样步骤且所述TRC执行所述稳定步骤。

20.根据权利要求15所述的SMPS电路，其中所述TRC经配置以基于所述所接收到的信息而计算工作循环。

21.根据权利要求20所述的SMPS电路，其进一步包含：

开关驱动器，其经配置以基于所述所计算的工作循环而转变所述SMPS电路的第一和第二开关的状态。

22.根据权利要求15所述的SMPS电路，其中所述SMPS电路为降压式转换器、整流器、反相器、升压式转换器、或升降压式转换器中的一者。

23.根据权利要求22所述的SMPS电路，其中所述降压式转换器为同步降压式转换器或非同步降压式转换器。

24.根据权利要求22所述的SMPS电路，其中所述升降压式转换器为同步升降压式转换器。

25.一种开关模式电源（SMPS）电路，其包含：

用于接收指示未来负载改变的程度的信息的装置；

用于在接收到所述信息后对输出电压取样以确定所述未来负载改变的发生的装置，其中与尚未接收到与所述未来负载改变相关的信息的情况下的操作相比，该取样装置在所述接收装置接收到与所述未来负载改变相关的所述信息之后以较高速率对所述输出电压取样；以及

用于在所述未来负载改变发生时基于所接收到的所述信息而稳定所述输出电压的装置。

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