CN101790862B - 分集接收装置、分集接收方法和数字电视机接收装置 - Google Patents

Abstract

本发明的分集接收装置(10a)为了分集接收OFDM调制信号，具有第1支路(100a)～第4支路(400a)这4个支路。例如，在第1支路(100a)中，正交解调部(103)所检波的复基带信号被输入到相位差校正部(104)中，同时被输入到SN比计算部(105)中，SN计算部(105)根据复基带信号的码元输出的1次计算式来计算SN比，合成部(500)根据这些SN比来合成用于解调部(700)解调的输入信号。由此，在OFDM调制信号的分集接收中，能够获得良好的SN比(或者CN比)，实现接收结果的质量提高。

Description

分集接收装置、分集接收方法和数字电视机接收装置

技术领域

本发明涉及对由多条支路分集接收OFDM(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing：正交频分复用)调制信号所得的各个接收信号的SN比进行计算，并根据该SN比对从该接收信号加权合成的输入信号进行解调处理的分集接收装置、分集接收方法和数字电视机接收装置。 

背景技术

近年来，移动通信、地上波数字广播、无线LAN通信等无线通信方式得到普及，为了防止传送波的电波频带的枯竭并对其进行有效利用，逐渐利用被称为OFDM的电波复用方式。 

该OFDM所传送的OFDM码元(symbol)由包含想传送的用户数据的“有效码元”部分和用于降低码间干扰所带来的影响的“保护间隔”部分构成。保护间隔复制“有效码元”末尾的预定数量的抽样，并附加到“有效码元”前头。 

但是，无线通信由于传送路径是无线的，所以受传送环境的影响较大。因此，无线通信在恶劣的传送环境下，传送质量免不了恶化。OFDM既然是无线通信，也存在这种传送质量恶化的问题。 

因此，为了降低该传送质量的恶化并得到较高的传送质量，在OFDM接收装置中逐渐采用如下的被称为分集方式的方法，即：根据由分别不同的支路对多个天线所接收的电波进行了接收处理的多个接收结果来获取更高品位的接收结果。 

例如，专利文件1～3公开了一种分集接收装置，该分集接收装置按照多个支路的每一个来计算接收波的SN比(信噪比)(或CN比(载噪比)，根据SN比(或CN比)的大小对各支路的接收结果进行加权相加。根据该分集接收装置，能够获取受更良好的接收波影响较大的接收结果，实现接收质量的提高。 

【专利文件1】日本特开2003-51768号公报 

【专利文件2】日本特开2006-253915号公报 

【专利文件1】日本特开平9-312602号公报 

然而，在上述专利文件1～3所代表的以往技术中，由于计算SN比(或CN比)的运算处理复杂，所以存在既导致进行该运算处理的电路结构复杂化，又使运算花费时间这样的问题。并且，不能除去基于多路径的延迟波和重影(ghost)所带来的影响、以及混入接收波中的特定频率的噪声所带来的影响，获取良好的SN比(或CN比)自身比较困难。 

发明内容

本发明是为了消除上述问题点(课题)而进行的，其目的在于提供一种能够根据不导致用于计算SN比(或CN比)的电路结构复杂化而通过简单结构就能获得的良好的SN比(或CN比)来实现接收结果的质量提高的分集接收装置、分集接收方法和数字电视机接收装置，所述良好的SN比(或CN比)是除去了基于多路径的延迟波和重影所带来的影响、以及混入接收波中的特定频率的噪声所得的。 

为了解决上述问题、达成目的，本发明是一种分集接收装置，其具有SN比计算单元，该SN比计算单元对由L个支路分集接收OFDM调制信号所得到的各个接收信号的SN比进行计算，该分集接收装置的特征在于，所述SN比计算单元在将所述接收信号的第I码元的第i抽样的信号输出设为S(I，i)、将该第I码元的第n抽样号设为n、将小于该第I码元的保护间隔的抽样数N_g的整数设为N、将有效码元的抽样数设为N_u的情况下，将下式定义的X(n) 

【式1】 

$X_{\left(n\right)}=\underset{i=n-N}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}|S(I,i+\mathrm{Nu})-S(I,i)|\·\·\·\·\·\·\left(1\right)$

的该第I码元内的最大值设为N_max(I)、将最小值设为N_min(I)、将所述SN 比设为SN(I)，根据下式 

【式2】 

$\mathrm{SN}\left(I\right)=\frac{N_{\max }\left(I\right)-N_{\min }\left(I\right)}{N_{\min }\left(I\right)}\·\·\·\·\·\·\left(2\right)$

来计算所述SN比。 

并且，本发明的特征在于，在上述发明中，所述N由下式决定： 

【式3】 

$N=\frac{\mathrm{Ng}}{8}\·\·\·\·\·\·\left(3\right).$

并且，本发明的特征在于，在上述发明中，所述分集接收装置还具有输入信号加权合成单元，所述输入信号加权合成单元根据所述SN比计算单元所计算出的所述SN比，从所述接收信号加权合成输入信号，所述输入信号加权合成单元将在第j支路中分集接收的所述接收信号的SN比设为SN_j，使用下式表示的加权系数W_j

【式4】 

$W_j=\frac{S{N}_j^2}{\underset{k=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{SN}}_k^2}\·\·\·\·\·\·\left(4\right)$

并将所述输入信号设为SI，将支路j(1≤j≤L)的接收信号的信号输出设为S_j，将噪声输出设为N_j，根据下式 

【式5】 

$\mathrm{SI}=\underset{j=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}(\mathrm{Sj}+\mathrm{Nj})\×\mathrm{Wj}\·\·\·\·\·\·\left(5\right)$

来合成所述输入信号。 

并且，本发明的特征在于，在上述发明中，各个所述支路中还具有：保护间隔确定单元，其根据下式所决定的X_Ng(n) 

【式6】 

$X_{\mathrm{Ng}}\left(n\right)=\underset{i=n-\mathrm{Ng}}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}|S(I,i+\mathrm{Nu})-S(I,i)|\·\·\·\·\·\·\left(6\right)$

来确定所述第I码元的保护间隔的期间；以及多路径噪声计算单元，其计算所述保护间隔确定单元所确定的保护间隔期间中的基于多路径噪声的所述X(n)与N_min(I)的差，在该差为预定阈值以上的情况下，将该意思通知给所述输入信号加权合成单元，所述输入信号加权合成单元在被所述多路径噪声计算单元通知了所述差为预定阈值以上的情况下，将从由该支路分集接收到的所述接收信号合成所述输入信号时使用的加权系数设定为预定值以下的值。 

并且，本发明是一种分集接收方法，其包含SN比计算步骤和输入信号加权合成步骤，所述SN比计算步骤按照每个抽样对由L个支路分集接收OFDM调制信号所得到的各个接收信号的SN比进行计算，所述输入信号加权合成步骤根据该SN比计算步骤所计算出的该SN比从该接收信号加权合成输入信号，在所述分集接收方法中对该输入信号加权合成步骤所合成的输入信号进行解调处理，其特征在于，在所述SN比计算步骤中，在将所述接收信号的第I码元的第i抽样的信号输出设为S(I，i)、将该第I码元的第n抽样号设为n、将该第I码元的保护间隔的抽样数设为N_g、将有效码元的抽样数设为N_u的情况下，将下式定义的X(n) 

【式7】 

$X_{\left(n\right)}=\underset{i=n-\frac{\mathrm{Ng}}{8}}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}|S(I,i+\mathrm{Nu})-S(I,i)|\·\·\·\·\·\·\left(7\right)$

的该第I码元内的最大值设为N_max(I)、将最小值设为N_min(I)、将所述SN比设为SN(I)，根据下式 

【式8】 

$\mathrm{SN}\left(I\right)=\frac{N_{\max }\left(I\right)-N_{\min }\left(I\right)}{N_{\min }\left(I\right)}\·\·\·\·\·\·\left(8\right)$

来计算所述SN比。 

并且，本发明的特征在于，在上述发明中，在所述SN比计算步骤计算出所述SN比、所述输入信号加权合成步骤对所述输入信号进行了加权合成后，对该输入信号进行FFT处理。 

并且，本发明是一种数字电视机接收装置，其具有SN比计算单元，该SN比计算单元对由L个支路分集接收OFDM调制信号所得到的各个接收信号的SN比进行计算，该数字电视机接收装置的特征在于，所述SN比计算单元在将所述接收信号的第I码元的第i抽样的信号输出设为S(I，i)、将该第I码元的第n抽样号设为n、将小于该第I码元的保护间隔的抽样数N_g的整数设为N、将有效码元的抽样数设为N_u的情况下，将下式定义的X(n) 

【式9】 

$X_{\left(n\right)}=\underset{i=n-N}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}|S(I,i+\mathrm{Nu})-S(I,i)|\·\·\·\·\·\·\left(9\right)$

的该第I码元内的最大值设为N_max(I)、将最小值设为N_min(I)、将所述SN比设为SN(I)，根据下式 

【式10】 

$\mathrm{SN}\left(I\right)=\frac{N_{\max }\left(I\right)-N_{\min }\left(I\right)}{N_{\min }\left(I\right)}\·\·\·\·\·\·\left(10\right)$

来计算所述SN比。 

并且，本发明是一种分集接收装置，其对由多个支路分集接收OFDM调制信号所得到的接收信号进行解调，其特征在于，所述分集接收装置具有：多个信号提取单元，所述多个信号提取单元在各个所述支路中，从正交解调后的所述接收信号中提取分别不同的频带；特定频率噪声估计单元，其在将所述多个信号提取单元所提取的频带的接收信号的第I码元的第i抽样的信号输出设为S(I，i)、将该第I码元的第n抽样号设为n、将小于该第I码元的保护间隔的抽样数N_g的整数设为N、将有效码元的抽样数 设为N_u的情况下，按照该每个频带求出下式定义的X(n) 

【式11】 

$X_{\left(n\right)}=\underset{i=n-N}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}|S(I,i+\mathrm{Nu})-S(I,i)|\·\·\·\·\·\·\left(11\right)$

的该第I码元内的最小值N_min(I)，并且分别求出频率相邻的该频带的该N_min(I)的差，并根据该差的分布来估计该接收信号的特定频率中的噪声；以及特定频率噪声校正单元，其根据所述特定频率噪声估计单元所估计的特定频率中的噪声来校正所述接收信号。 

并且，本发明是一种分集接收装置，其对由多个支路分集接收OFDM调制信号所得到的接收信号进行解调，其特征在于，所述分集接收装置具有：多个信号提取单元，所述多个信号提取单元在各个所述支路中，从正交解调后的所述接收信号中提取分别不同的频带；特定频率噪声估计单元，其按照该每个频带求出所述多个信号提取单元所提取的频带的接收信号的SN比，并且分别求出频率相邻的该频带的该SN比的差，并根据该差的分布来估计该接收信号的特定频率中的噪声；以及特定频率噪声校正单元，其根据所述特定频率噪声估计单元所估计的特定频率中的噪声来校正所述接收信号。 

并且，本发明的特征在于，在上述发明中，所述特定频率噪声校正单元对所述接收信号进行校正，使得所述特定频率噪声估计单元所求出的所述差的分布为线形。 

并且，本发明是一种分集接收方法，其对由多个支路分集接收OFDM调制信号所得的接收信号进行解调，其特征在于，所述分集接收方法具有：多个信号提取步骤，在各个所述支路中，从正交解调后的所述接收信号中提取分别不同的频带；特定频率噪声估计步骤，在将所述多个信号提取步骤所提取的频带的接收信号的第I码元的第i抽样的信号输出设为S(I，i)、将该第I码元的第n抽样号设为n、将小于该第I码元的保护间隔的抽样数N_g的整数设为N、将有效码元的抽样数设为N_u的情况下，按照该每个频带求出下式定义的X(n) 

【式12】 

$\mathrm{SN}\left(I\right)=\frac{N_{\max }\left(I\right)-N_{\min }\left(I\right)}{N_{\min }\left(I\right)}\·\·\·\·\·\·\left(12\right)$

的该第I码元内的最小值N_min(I)，并且分别求出频率相邻的该频带的该N_min(I)的差，并根据该差的分布来估计该接收信号的特定频率中的噪声；以及特定频率噪声校正步骤，按照使所述特定频率噪声估计步骤所求出的所述差的分布为线形的方式来校正所述接收信号的特定频率中的噪声。 

并且，本发明是一种分集接收方法，其对由多个支路分集接收OFDM调制信号所得的接收信号进行解调，其特征在于，所述分集接收方法具有：多个信号提取步骤，在各个所述支路中，从正交解调后的所述接收信号中提取分别不同的频带；特定频率噪声估计步骤，按照该每个频带求出所述多个信号提取步骤所提取的频带的接收信号的SN比，并且分别求出频率相邻的该频带的该SN比的差，并根据该差的分布来估计该接收信号的特定频率中的噪声；以及特定频率噪声校正步骤，按照使所述特定频率噪声估计步骤所求出的所述差的分布为线形的方式来校正所述接收信号的特定频率中的噪声。 

【发明效果】 

根据本发明，在分集接收装置、分集接收方法和数字电视机接收装置中，由于通过S(I，i+N_u)和S(I，i)的1次级的计算即可，所以获得能够实现SN比计算的逻辑电路的紧凑化、简单化、计算时间缩短这样的效果。 

并且，根据本发明，在分集接收装置、分集接收方法和数字电视机接收装置中，获得能够排除脉冲噪声的影响而计算只基于AWGN影响的SN比这样的效果。 

并且，根据本发明，在分集接收装置、分集接收方法和数字电视机接收装置中，获得能够使对分集接收到的接收信号进行了合成的输入信号的SN比为最大，并且使该输入信号为高品位这样的效果。 

并且，根据本发明，在分集接收装置、分集接收方法和数字电视机接收装置中，获得能够极力抑制延迟波和前重影波的影响，并且更容易地解调对分集接收到的接收信号进行了合成的输入信号这样的效果。 

并且，根据本发明，在分集接收装置和分集接收方法中，获得能够除 去接收信号的特定频率的噪声，获得良好的接收结果这样的效果。 

并且，根据本发明，在分集接收装置和分集接收方法中，获得能够根据接收信号的特定频率的噪声的特性而容易地除去特定频率的噪声，获得良好的接收结果这样的效果。 

附图说明

图1是表示实施例1所涉及的分集接收装置的结构的功能框图。 

图2是用于说明实施例1所涉及的SN比计算方法的说明图。 

图3是用于说明实施例1所涉及的SN比计算方法的说明图。 

图4是用于说明实施例1所涉及的脉冲噪声检测方法的说明图。 

图5是表示实施例2所涉及的分集接收装置的结构的功能框图。 

图6是表示实施例2所涉及的多路径检测部的结构的功能框图。 

图7是用于说明实施例2所涉及的多路径检测方法的说明图。 

图8是表示实施例3所涉及的分集接收装置的结构的功能框图。 

图9是用于说明实施例3所涉及的SN比计算方法的说明图。 

图10-1是表示在实施例3中没有特定频率噪声影响的情况下的例子的图。 

图10-2是表示用于说明实施例3所涉及的排除特定频率噪声影响的方法的说明图。 

图10-3是用于表示在实施例3中所估计的特定频率噪声的图。 

图11是表示应用了实施例1～3所涉及的分集接收装置的数字电视机接收装置的结构的框图。 

符号说明 

10、10a、10b、10c：分集接收装置； 

100a、100b：第1支路； 

200a、200b：第2支路； 

300a、300b：第3支路； 

400a、400b：第4支路； 

101：调谐部； 

102：AD变换部； 

103：正交解调部； 

104：相位差校正部； 

105、…、405：SN比计算部； 

105a：第1低通滤波器部； 

105b：第2低通滤波器部； 

105c：第3低通滤波器部； 

105d：第4低通滤波器部； 

105e：第5低通滤波器部； 

106、…、406：多路径检测部； 

106a1：多路径噪声计算部； 

106b1：保护间隔位置确定部； 

106a：第1SN比计算部； 

106b：第2SN比计算部； 

106c：第3SN比计算部； 

106d：第4SN比计算部； 

106e：第5SN比计算部； 

107：特定频率噪声校正部； 

108、…、408：天线； 

500：合成部； 

600：FFT部； 

700：解调部； 

800：数字电视机接收装置； 

801：后端装置； 

801a：DSP； 

801b：视频缓冲器； 

801c：DAC+VCXO。 

具体实施方式

以下参照附图对本发明的分集接收装置和分集接收方法所涉及的实施例进行详细说明。另外，以下所谓的SN比是信噪比(Signal to Noise Ratio)，但是，在以信号为载波的情况下，称为载噪比(Carrier to Noiseratio，CN比)。尤其在信号是数字信号的情况下，称为CN比。并且，以下所示的实施例1～3的分集接收装置是通过最大合成比(Maximum RatioCombining)来合成分集接收到的接收信号的MRC分集接收装置。 

实施例1 

首先，对实施例1所涉及的分集接收装置的结构进行说明。图1是表示实施例1所涉及的分集接收装置的结构的功能框图。如该图所示，实施例1所涉及的分集接收装置10a为了分集接收OFDM调制信号，例如具有第1支路100a、第2支路200a(省略图示)、第3支路300a(省略图示)、第4支路400a这4个支路。另外，由于第1支路100a～第4支路400a的结构是相同的，所以以第1支路100a为代表进行说明。并且，支路数并未限定为第1支路100a～第4支路400a这4个，只要是多个，任何数都可以。 

在第1支路100a中，AD变换部102将调谐部101经由天线108接收到的OFDM调制信号从模拟信号变换为数字信号。正交解调部103从变换为数字信号的OFDM调制信号错位例如四分之一相位，对I信道和Q信道的复基带信号进行检波。 

由正交解调部103所检波的复基带信号被输入到相位差校正部104、SN比计算部105中。 

相位差校正部104根据复基带信号所包含的延迟波和重影波，计算用于校正该复基带信号的相位差的相位差校正信号，并将利用该相位差校正信号校正过的复基带信号交付给后级的合成部500。 

SN比计算部105在第1支路100a中是用于计算接收信号的SN比的SN比计算部。SN比按照以下方式计算。即，在将接收信号的第I码元的第i抽样的信号输出设为S(I，i)、将该第I码元的第n抽样号设为n、将表示小于该第I码元的保护间隔的抽样数N_g的抽样数的移动平均宽度设为N、将有效码元的抽样数设为N_u的情况下，首先计算下式定义的X(n)。 

【式13】 

$X_{\left(n\right)}=\underset{i=n-N}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}|S(I,i+\mathrm{Nu})-S(I,i)|......\left(13\right)$

将该第I码元内的最大值设为N_max(I)、将最小值设为N_min(I)，根据下式计算第I码元的SN比SN(I)。该SN(I)的计算概要如图2所示。 

【式14】 

$\underset{\‾}{\mathrm{SN}\left(I\right)=\frac{N_{\max }\left(I\right)-N_{\min }\left(I\right)}{N_{\min }\left(I\right)}......\left(14\right)}$

这样，通过将X(n)的1码元内的最小值N_min(I)设为用于计算SN(I)的分母，能够排除多路径所带来的影响，并且能够计算只基于加法性白高斯噪声(Additive White Gaussian Noise，AWGN)的SN比。尤其能够排除在时间上比主波早到来的前重影所带来的影响。 

例如，在没有多路径的情况下，每个S(I，i+N_u)-S(I，i)的抽样i的波形如图3(a)所示。但是，在存在多路径的情况下，由于延迟波和重影波对保护间隔的影响，S(I，i+N_u)-S(I，i)的波形如图3(b)所示。 

在图3(b)的状态下，为了计算不考虑多路径影响的SN比，需要计算S(I，i+N_u)-S(I，i)较窄宽度下的移动平均，并计算其在1码元内的最小值，所以考虑了实施例1所示的方法。上述(1)式所决定的X(n)在1码元内的最小值是“min”，最大值是图3(c)所示的“max”。 

这样，在实施例1所示的方法中，由于利用基于同一算式X(n)的逻辑来计算用于计算SN比的分母和分子，所以能够使用于计算SN比的逻辑电路的规模紧凑。尤其是以往的用于计算SN比的算式需要单独求出SN比的“S”和“N”、即信号输出和噪声输出，另外，为了它们的计算还需要S(I，i+N_u)和S(I，i)的平方(2次)级计算，所以导致计算量大、逻辑电路的规模增大以及复杂化。 

并且，由于计算量大，所以花费的计算时间也多。但是，通过采用进行实施例1那样的计算方法的逻辑电路，只要进行S(I，i+N_u)和S(I，i)的1次级计算即可，所以能够实现逻辑电路的紧凑化、简单化以及计算时间的缩短。 

这里，在存在脉冲噪声的情况下，S(I，i+N_u)-S(I，i)的波形如图4(a)所示。因此，例如按照下式来决定N。 

【式15】 

$N=\frac{\mathrm{Ng}}{8}......\left(15\right)$

如果这样决定N，则在脉冲噪声的间隔为N_g/8以上的情况下，X(n)的波形如图4(b)所示。这样，如果脉冲噪声的间隔为N_g/8以上，则通过将X(n)的1码元内的最小值“min”作为用于计算SN比的分母，能够排除脉冲噪声的影响而计算仅基于AWGN影响的SN比。 

另外，如上所述，从第1支路100a向合成部500交付根据相位差校正信号校正了相位差的复基带信号和第1支路100a所接收的复基带信号的SN比，同样，从第2支路200a～第4支路400a向合成部500交付根据相位差校正信号校正了相位差的复基带信号和各支路所接收的复基带信号的SN比。 

合成部500根据各自的SN比对在各支路中根据相位差校正信号所校正的复基带信号进行加权来合成输入信号。 

该第j(1≤j≤4)支路的复基带信号的加权的加权系数W_j在将该第j支路的SN比设为SN_j时，用下式来表示。 

【式16】 

$W_j=\frac{{{\mathrm{SN}}_j}^2}{\underset{k=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{{\mathrm{SN}}_k}^2}......\left(16\right)$

使用该加权系数W_j如下式那样合成输入信号SI。即，如果将第j支路的信号输出设为S_j、将噪声输出设为N_j，则SI如下式那样。 

【式17】 

$\mathrm{SI}=\underset{j=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}(\mathrm{Sj}+\mathrm{Nj})\×\mathrm{Wj}......\left(17\right)$

如果将合成后SN比设为SN_post，则SN_post用下式表示。上述(16)式的加权系数W_j是使该SN_post最大的加权系数。因此，能够使合成后的输入信号SI的质量为高品位。 

【式18】 

${\mathrm{SN}}_{\mathrm{post}}=\frac{W_1\×S_1+W_2\×S_2+W_3\×S_3+W_4\×S_4}{\sqrt{{(W_1\×N_1)}^2+{(W_2\×N_2)}^2+{(W_3\×N_3)}^2+{(W_4\×N_4)}^2}}......\left(18\right)$

FFT部600对合成部500所合成的输入信号SI实施快速傅里叶变换处理(Fast Fourier Transform)，该快速傅里叶变换后的SI由解调部700解调，并输出数字信号。 

实施例2 

接着，对实施例2所涉及的分集接收装置的结构进行说明。图5是表示实施例2所涉及的分集接收装置的结构的功能框图。如该图所示，实施例2所涉及的分集接收装置10b与实施例1的分集接收装置10a同样，为了分集接收OFDM调制信号，例如具有第1支路100b、第2支路200b、第3支路300b、第4支路400b这4个支路。另外，由于第1支路100b～第4支路400b的结构与实施例1的分集接收装置10a是相同的，所以以第1支路100b为代表进行说明。并且，支路数并未限定为第1支路100b～第4支路400b这4个，只要是多个，任何数都可以。 

关于第1支路100b的结构，只说明与实施例1的分集接收装置10a不同的结构。第1支路100b的正交解调部103所检波的复基带信号被并列输入到相位差校正部104、SN比计算部105、多路径检测部106中。 

SN比计算部105在第1支路100b中计算从正交解调部103输入的复基带信号的SN比。该SN比的计算方法与实施例1所示的SN比计算部105的SN比计算方法相同。SN比计算部105所计算的SN比被交付给后级的合成部500中，同时被交付给多路径检测部106。 

如图6示出多路径检测部106的详情那样，多路径检测部106的保护间隔位置确定部106b1根据上述(6)式所决定的X_Ng(n)来确定第I码元的保护间隔的期间。即，在实施例1的(13)式所示的X(n)中，是将移动平均宽度N作为保护间隔的抽样数的情况。 

多路径检测部106的多路径噪声计算部106a1根据SN比计算部105所交付的X(n)信息和保护间隔位置确定部106b1所交付的保护间隔的位置信息来计算多路径噪声。 

具体来讲，如下所述。在具有多路径的情况下，S(I，i+N_u)-S(I，i)的波形如图7(a)所示。这里，移动平均宽度N为N_g/8的X(n)的条形图如图7 

(b)所示。即，在具有延迟波带来的多路径噪声的情况下，X(n)沿着时间轴方向从保护间隔的开始位置连续为预定值以上。并且，在具有前重影带来的多路径噪声的情况下，X(n)沿着时间轴逆方向从保护间隔的结束位置连续为预定值以上。 

在这种状况下，由保护间隔位置确定部106b1所确定的保护间隔期间的结束位置是X_Ng(n)的最小值“min”的位置(参照图7(c))。通过知道该结束位置，能够估计保护间隔的位置。计算该保护间隔期间中的基于多路径噪声的X(n)的值和N_min(I)的值之间的差Δ₁及Δ₂(参照图7(b))，该差在预定阈值以上的情况下，将该意思通知给后级的合成部500。 

合成部500在被多路径噪声计算部106a1通知差Δ₁及Δ₂为预定阈值以上的情况下，将从复基带信号合成输入信号SI时使用的加权系数调整为预定值以下的值，所述复基带信号基于第1支路100b所分集接收的接收信号。 

具体来讲，将实施例1所示的(16)式的加权系数W_j调整为预定值以下的值、或者使该加权系数W_j减小到预定比例。这样，通过检测多路径，根据延迟波和前重影波的大小(DU比，Desired Signal to UndesiredSignal Ratio)进行合适大小的加权，能够极力抑制延迟波和前重影波的影响，并且更容易对合成部500合成后的输入信号SI进行解调。 

另外，多路径噪声用相位差校正部104也能够校正，但在DU比特别大的情况下，校正有时候是不充分或不可能的。在该情况下，多路径检测部106(尤其是多路径噪声计算部106a1)根据该复基带信号的加权系数的降低调整，能够极力抑制延迟波和前重影波的影响，并且更容易对合成部500合成后的输入信号SI进行解调。 

实施例3 

首先，对实施例3所涉及的分集接收装置的结构进行说明。图8是表示实施例3所涉及的分集接收装置的结构的功能框图。如该图所示，实施例3所涉及的分集接收装置10c为了分集接收OFDM调制信号，例如具有第1支路100c、第2支路200c(省略图示)、第3支路300c(省略图示)、第4支路400c这4个支路。另外，由于第1支路100c～第4支路400c的结构是相同的，所以以第1支路100c为代表进行说明。并且，支路数并 的斜率比其他低通滤波器的N_min(I)的补足直线的斜率大。由此，如图10-3所示，可以估计出第2低通滤波器部105b所截止的复基带信号具有特定频率噪声。 

在第1支路100c中，AD变换部102将调谐部101经由天线108接收到的OFDM调制信号从模拟信号变换为数字信号。正交解调部103从变换为数字信号的OFDM调制信号错位例如四分之一相位，对I信道和Q信道的复基带信号进行检波。 

由正交解调部103所检波的复基带信号被并列输入到相位差校正部104、第1低通滤波器部105a、第2低通滤波器部105b、第3低通滤波器部105c、第4低通滤波器部105d、第5低通滤波器部105e中。另外，低通滤波器部的数量并未限定为第1低通滤波器部105a～第5低通滤波器部105e，只要是多个，任何数都可以。并且，也可以使用带通滤波器来代替低通滤波器。 

相位差校正部104根据复基带信号所包含的延迟波和重影波，计算用于校正该复基带信号的相位差的相位差校正信号，并将利用该相位差校正信号校正过的复基带信号交付给后级的合成部500。 

第1低通滤波器部105a从复基带信号中截止第1特定频率的信号，并交付给第1SN比计算部106a。同样，第2低通滤波器部105b从复基带信号中截止第2特定频率的信号，并交付给第2SN比计算部106b，第3低通滤波器部105c从复基带信号中截止第3特定频率的信号，并交付给第3SN比计算部106c，第4低通滤波器部105d从复基带信号中截止第4特定频率的信号，并交付给第4SN比计算部106d，第5低通滤波器部105e从复基带信号中截止第5特定频率的信号，并交付给第5SN比计算部106e。这里，第1特定频率＜第2特定频率＜第3特定频率＜第4特定频率＜第5特定频率。 

第1SN比计算部106a～第5SN比计算部106e是在第1支路100c中按照第1低通滤波器部105a～第5低通滤波器部105e设置的多个SN比计算部。利用时间信号距离各低通滤波器部所截止的复基带信号的保护间隔，计算每个低通滤波器部的SN比。 

每个低通滤波器部的SN比按照以下方式计算。即，在将接收信号的第I码元的第i抽样的信号输出设为S(I，i)、将该第I码元的第n抽样号设 为n、将表示小于该第I码元的保护间隔的抽样数N_g的抽样数的移动平均宽度设为N、将有效码元的抽样数设为N_u的情况下，首先计算下式定义的X(n)。 

【式19】 

$X_{\left(n\right)}=\underset{i=n-N}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}|S(I,i+\mathrm{Nu})-S(I,i)|\·\·\·\·\·\·\left(19\right)$

将该第I码元内的最大值设为N_max(I)、将最小值设为N_min(I)，根据下式计算第I码元的SN比SN(I)。N_min(I)是低通滤波器所截止的特定频率的噪声成分。SN(I)的计算概要如图9所示。 

【式20】 

$\mathrm{SN}\left(I\right)=\frac{N_{\max }\left(I\right)-N_{\min }\left(I\right)}{N_{\min }\left(I\right)}\·\·\·\·\·\·\left(20\right)$

另外，SN比计算方法也可以采用基于下式的以往方法。即，首先通过下式求出N(I)。这里，“I”与上述同样，是指接收信号的第I码元。 

【式21】 

$N\left(I\right)=\underset{i=N_0}{\overset{N_0+N_a-1}{\mathrm{\Σ}}}{\{S(I,i+N_u)-S(I,i)\}}^2\·\·\·\·\·\·\left(21\right)$

其中，0≤N₀≤N_g-N_a，0＜N_a≤N_g，N_a是要相加的抽样数 

接着，通过下式求出S(I)。 

【式22】 

$S\left(I\right)=\frac{\underset{i=N_0}{\overset{N_0+N_a-1}{\mathrm{\Σ}}}\{S{(I,i)}^2+S{(I,i+N_u)}^2\}}{2}\·\·\·\·\·\·\left(22\right)$

其中，0≤N₀≤N_g-N_a，0＜N_a≤N_g，N_a是要相加的抽样数 

根据(21)式所求出的N(I)和(22)式所求出的S(I)，通过下式，计算作为接收信号的第I码元的SN比的SN(I)。 

【式23】 

$\mathrm{SN}\left(I\right)=\frac{S\left(I\right)}{N\left(I\right)}=\frac{\underset{i=N_O}{\overset{N_0+N_a-1}{\mathrm{\Σ}}}\{S{(I,i)}^2+S{(I,i+N_u)}^2\}}{2\underset{i=N_0}{\overset{N_0+N_a-1}{\mathrm{\Σ}}}{\{S(I,i+N_u)-S(I,i)\}}^2}\·\·\·\left(23\right)$

其中，0≤N₀≤N_g-N_a，0＜N_a≤N_g，N_a是要相加的抽样数 

并且，第1支路100c具有特定频率噪声校正部107。特定频率噪声校正部107利用第1SN比计算部106a～第5SN比计算部106e，根据基于上述(18)式所计算出的每个特定频率的各N_min(I)来估计特定频率的噪声，通过排除该影响，能够更容易对后级的合成部500所加权合成的输入信号进行解调。 

例如，假设将第1低通滤波器部105a略记为LP1、将第2低通滤波器部105b略记为LP2、将第3低通滤波器部105c略记为LP3、将第4低通滤波器部105d略记为LP4、将第5低通滤波器部105e略记为LP5，则“LP1所截止的复基带信号的N_min(I)”＜“LP2所截止的复基带信号的N_min(I)”＜“LP3所截止的复基带信号的N_min(I)”＜“LP4所截止的复基带信号的N_min(I)”＜“LP5所截止的复基带信号的N_min(I)”，并且，这些N_min(I)的值呈比例关系。 

即，在复基带信号没有特定频率噪声的情况下，如图10-1所示，由于“LP2所截止的复基带信号的N_min(I)”与“LP1所截止的复基带信号的N_min(I)”的差LP2-LP1、“LP3所截止的复基带信号的N_min(I)”与“LP2所截止的复基带信号的N_min(I)”的差LP3-LP2、“LP4所截止的复基带信号的N_min(I)”与“LP3所截止的复基带信号的N_min(I)”的差LP4-LP3、“LP5所截止的复基带信号的N_min(I)”与“LP4所截止的复基带信号的N_min(I)”的差LP5-LP4全部是相同的值，所以绘制各N_min(I)而补足的曲线图的斜率是恒定的。 

但是，在复基带信号具有特定频率噪声的情况下，如图10-2所示，LP2-LP1、LP3-LP2、LP4-LP3、LP5-LP4全部都不是相同的值，绘制各N_min(I)而补足的曲线图的斜率不是恒定的。在图10-2的例子中，由于LP3-LP2比其他差多，所以补足LP2的N_min(I)和LP3的N_min(I)所得的直线的斜率比其他低通滤波器的N_min(I)的补足直线的斜率大。由此，如图10-3所示，可以估计出第2低通滤波器部105b所截止的复基带信号具有特定频率噪声。

特定频率噪声校正部107对这样估计的复基带信号的特定频率噪声进行校正。例如，如图10-2所示，LP3-LP2突出的值可以从其他的LP2-LP1、LP4-LP3、LP5-LP4的值中除去。根据这样除去了突出部分的LP3-LP2的值，能够校正复基带信号的特定频率噪声。 

另外，特定频率噪声校正部107根据上述(20)式或(23)式来计算除去了特定频率噪声的情况下的SN比，并将其作为第1支路100c中的SN比。将这样补正(除去)了特定频率噪声的复基带信号和除去了特定频率噪声情况下的SN比交付给后级的合成部500。 

另外，如上所述，从第1支路100c向合成部500交付根据相位差校正信号校正了相位差的复基带信号和校正了特定频率噪声的复基带信号的SN比，同样，从第2支路200c～第4支路400c向合成部500交付根据相位差校正信号校正了相位差的复基带信号和由各支路校正了特定频率噪声的复基带信号的SN比。 

合成部500根据各自的SN比对在各支路中根据相位差校正信号所校正的复基带信号进行加权来合成输入信号。 

FFT部600对合成部500所合成的输入信号实施快速傅里叶变换处理(Fast Fourier Transform)，该快速傅里叶变换后的SI由解调部700解调，并输出数字信号。 

另外，在实施例3中，根据按照每个频率所截止的接收信号的第I码元内的最小值N_min(I)的每个该频率的分布来除去特定频率噪声。但是，并不限于此，也可以使用SN比SN(I)来代替N_min(I)。但在该情况下，SN比相对于所截止的频率的增加反映了S(I)的频率特性。该情况下也是，如果预先知道S(I)的频率特性，则通过计算与该频率特性的差异，能够对接收信号的特定频率噪声进行校正。 

接着，说明将图1、图5和图8所示的分集接收装置应用于数字电视机接收装置的应用例。图11是表示将图8所示的分集接收装置应用于数字电视机接收装置的应用例的框图。 

如该图所示，在数字电视机接收装置800内，从分集接收装置10向后端装置801输入基于接收波的数字信号。后端装置801具有DSP(DigitalSignal Processor：数字信号处理器)801a、视频缓冲器801b、DAC(Digitalto Analog Converter：数字模拟转换器)+VCXO(Voltage Controlled XtalOscillator：压控晶体振荡器)801c。DAC是将数字信号变换为模拟信号的数字/模拟变换电路，VCXO是通过电压能够改变频率的晶体振荡器。因此，DAC+VCXO 801c是由晶体振荡器控制的数字/模拟变换电路。 

另外，分集接收装置10内的各控制电路和DSP 801a经由预定的IIC(Inter-IC)总线(未图示)，由DAC+VCXO 801c的晶体振荡器进行同步控制/时钟控制。并且，DAC+VCXO 801c经由预定的IIC总线从DSP 801a被交付同步控制信号。 

DSP 801a对基于H.264、MPEG(Moving Picture Expert Group：运动图像专家组)-2等运动图像压缩标准的运动图像的数字信号进行解调，对基于AAC(Advanced Audio Coding：高级音频编码)等语音压缩标准的语音的数字信号进行解调。并且，进行后端装置801的整体控制。 

并且，DSP 801a具有对显示在预定显示器上的数字电视机接收装置800的操作画面进行控制的OSD(On-Screen Display：屏幕视控)功能。并且，DSP 801a进行运动图像数据的编码，并进行语音数据的脉宽调制(PWM，Pulse Width Modulation)。 

另外，DSP 801a经由预定的接口与主机连接。主机使用上述的OSD功能对用于选择数字电视机接收装置800中的运动图像和/或语音的操作画面进行显示控制，并将从该操作画面接收的操作信息交付给DSP 801a。 

并且，DSP 801a将编码后的运动图像数据暂时展开到视频缓冲器801b中，并经由预定的接口通过NTSC(National Television StandardsCommittee：国际电视标准委员会)的模拟信号交付给显示器装置(未图示)。另外，DSP 801a将脉宽调制后的语音数据交付给DAC+VCXO 801c。 

DAC+VCXO 801c将DSP 801a所交付的语音数据从数字信号变换为模拟信号，并分离成L信道和R信道，从各个接口输出给扩音器装置(未图示)。 

通过将实施例1的分集接收装置10a和实施例2的分集接收装置10b 应用在上述的数字电视机接收装置800中，能够通过简单的电路结构/处理来计算接收波的SN比，能够使对分集接收到的接收信号进行了合成的输入信号的SN比最大。并且，由于能够极力抑制延迟波和前重影波的影响、特定频率的噪声，所以能够使该输入信号为高品位，从而能够显示基于接收波的鲜明的图像，并输出鲜明的语音，能够更容易地解调对分集接收到的接收信号进行了合成的输入信号。 

并且，通过将实施例3的分集接收装置10c应用在上述的数字电视机接收装置800中，能够在接收信号电平中除去接收波中包含的特定频率的噪声，从而能够显示基于接收波的鲜明的图像，并输出鲜明的语音。 

以上说明了实施例1～3，但也可以对它们进行适当结合来实施。并且，本发明不限于实施例1、实施例2和实施例3，在权利要求所记载的技术思想的范围内，可以进一步按照各种不同的实施例来实施。并且，实施例1～3所记载的效果也不限于此。 

并且，上述实施例所说明的各处理中作为自动进行来说明的处理的全部或一部分也可以手动进行，或者作为手动进行来说明的处理的全部或者一部分也可以用公知的方法自动进行。此外，关于上述实施例所示的处理过程、控制过程、具体名称、包含各种数据和参数的信息，除了特殊记载的情况下可以任意变更。 

并且，图示的各装置的各构成要素是功能概念的部分，物理上并不一定需要图示那样的结构。即，各装置的分散/统合的具体方式不限于图示的方式，可以根据各种负载和使用状况等按照任意单位在功能上或物理上对其全部或一部分进行分散/统合来构成。 

另外，在各装置中进行的各处理功能的全部或任意一部分可以通过CPU(Central Processing Unit：中央处理器)(或者MPU(Micro ProcessingUnit：微处理器)、MCU(Micro Controller Unit：微控制器)等微计算机)和该CPU(或者MPU、MCU等微计算机)所分析执行的程序来实现，或者也可以作为基于连线逻辑的硬盘来实现。 

【产业上的可利用性】 

本发明在分集接收装置、分集接收方法和数字电视机接收装置中想根据不导致用于计算SN比(或CN比)的电路结构复杂化而通过简单结构 就能获得的良好的SN比(或CN比)来实现接收结果的质量提高的情况下有用，所述良好的SN比(或CN比)是除去了基于多路径的延迟波和重影所带来的影响、以及特定频率的噪声所得的。 

Claims (12)

1.一种分集接收装置，其具有SN比计算单元，该SN比计算单元对由L个支路分集接收OFDM调制信号所得到的各个接收信号的SN比进行计算，该分集接收装置的特征在于，

所述SN比计算单元在将所述接收信号的第I码元的第i抽样的信号输出设为S(I，i)、将该第I码元的第n抽样号设为n、将小于该第I码元的保护间隔的抽样数N_g的整数设为N、将有效码元的抽样数设为N_u的情况下，将下式定义的X(n)

【式1】

$X_{\left(n\right)}=\underset{i=n-N}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}|S(I,i+\mathrm{Nu})-S(I,i)|......\left(1\right)$

的该第I码元内的最大值设为N_max(I)、将最小值设为N_min(I)、将所述SN比设为SN(I)，根据下式

【式2】

$\mathrm{SN}\left(I\right)=\frac{N_{\max }\left(I\right)-N_{\min }\left(I\right)}{N_{\min }\left(I\right)}......\left(2\right)$

来计算所述SN比。

2.根据权利要求1所述的分集接收装置，其特征在于，

所述N由下式决定：

【式3】

$N=\frac{N_g}{8}......\left(3\right)$

3.根据权利要求1或2所述的分集接收装置，其特征在于，

所述分集接收装置还具有输入信号加权合成单元，所述输入信号加权合成单元根据所述SN比计算单元所计算出的所述SN比，从所述接收信号加权合成输入信号，

所述输入信号加权合成单元将在第j支路中分集接收的所述接收信号的SN比设为SN_j，使用下式表示的加权系数W_j

【式4】

$W_j=\frac{{\mathrm{SN}}_j^2}{\underset{k=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{SN}}_k^2}......\left(4\right)$

，并将所述输入信号设为SI，将支路j(1≤j≤L)的接收信号的信号输出设为S_j，将噪声输出设为N_j，根据下式

【式5】

$\mathrm{SI}=\underset{j=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}(\mathrm{Sj}+\mathrm{Nj})\×\mathrm{Wj}......\left(5\right)$

来合成所述输入信号。

4.根据权利要求3所述的分集接收装置，其特征在于，

各个所述支路中还具有：

保护间隔确定单元，其根据下式所决定的X_Ng(n)

【式6】

$X_{\mathrm{Ng}}\left(n\right)=\underset{i=n-\mathrm{Ng}}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}|S(I,i+\mathrm{Nu})-S(I,i)|......\left(6\right)$

来确定所述第I码元的保护间隔的期间；以及

多路径噪声计算单元，其计算所述保护间隔确定单元所确定的保护间隔期间中的基于多路径噪声的所述X(n)与所述N_min(I)的差，在该差为预定阈值以上的情况下，将该意思通知给所述输入信号加权合成单元，

所述输入信号加权合成单元在被所述多路径噪声计算单元通知了所述差为预定阈值以上的情况下，将从由该支路分集接收到的所述接收信号合成所述输入信号时使用的加权系数设定为预定值以下的值。

5.一种分集接收方法，其包含SN比计算步骤和输入信号加权合成步骤，所述SN比计算步骤按照每个抽样对由L个支路分集接收OFDM调制信号所得到的各个接收信号的SN比进行计算，所述输入信号加权合成步骤根据该SN比计算步骤所计算出的该SN比从该接收信号加权合成输入信号，在所述分集接收方法中对该输入信号加权合成步骤所合成的输入信号进行解调处理，所述分集接收方法的特征在于，

在所述SN比计算步骤中，在将所述接收信号的第I码元的第i抽样的信号输出设为S(I，i)、将该第I码元的第n抽样号设为n、将小于该第I码元的保护间隔的抽样数N_g的整数设为N、将有效码元的抽样数设为N_u的情况下，将下式定义的X(n)

【式7】

$X_{\left(n\right)}=\underset{i=n-N}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}|S(I,i+\mathrm{Nu})-S(I,i)|......\left(7\right)$

的该第I码元内的最大值设为N_max(I)、将最小值设为N_min(I)、将所述SN比设为SN(I)，根据下式

【式8】

$\mathrm{SN}\left(I\right)=\frac{N_{\max }\left(I\right)-N_{\min }\left(I\right)}{N_{\min }\left(I\right)}......\left(8\right)$

来计算所述SN比。

6.根据权利要求5所述的分集接收方法，其特征在于，

在所述SN比计算步骤计算出所述SN比、所述输入信号加权合成步骤对所述输入信号进行了加权合成后，对该输入信号进行FFT处理。

7.一种数字电视机接收装置，其具有SN比计算单元，该SN比计算单元对由L个支路分集接收OFDM调制信号所得到的各个接收信号的SN比进行计算，该数字电视机接收装置的特征在于，

所述SN比计算单元在将所述接收信号的第I码元的第i抽样的信号输出设为S(I，i)、将该第I码元的第n抽样号设为n、将小于该第I码元的保护间隔的抽样数N_g的整数设为N、将有效码元的抽样数设为N_u的情况下，将下式定义的X(n)

【式9】

$X_{\left(n\right)}=\underset{i=n-N}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}|S(I,i+\mathrm{Nu})-S(I,i)|......\left(9\right)$

的该第I码元内的最大值设为N_max(I)、将最小值设为N_min(I)、将所述SN比设为SN(I)，根据下式

【式10】

$\mathrm{SN}\left(I\right)=\frac{N_{\max }\left(I\right)-N_{\min }\left(I\right)}{N_{\min }\left(I\right)}......\left(10\right)$

来计算所述SN比。

8.一种分集接收装置，其对由多个支路分集接收OFDM调制信号所得到的接收信号进行解调，所述分集接收装置的特征在于，具有：

多个信号提取单元，所述多个信号提取单元在各个所述支路中，从正交解调后的所述接收信号中提取分别不同的频带；

特定频率噪声估计单元，其在将所述多个信号提取单元所提取的频带的接收信号的第I码元的第i抽样的信号输出设为S(I，i)、将该第I码元的第n抽样号设为n、将小于该第I码元的保护间隔的抽样数N_g的整数设为N、将有效码元的抽样数设为N_u的情况下，按照该每个频带求出下式定义的X(n)

【式11】

$X_{\left(n\right)}=\underset{i=n-N}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}|S(I,i+\mathrm{Nu})-S(I,i)|......\left(11\right)$

的该第I码元内的最小值N_min(I)，并且分别求出频率相邻的该频带的该N_min(I)的差，并根据该差的分布来估计该接收信号的特定频率中的噪声；以及

特定频率噪声校正单元，其根据所述特定频率噪声估计单元所估计的特定频率中的噪声来校正所述接收信号。

9.一种分集接收装置，其对由多个支路分集接收OFDM调制信号所得到的接收信号进行解调，所述分集接收装置的特征在于，具有：

多个信号提取单元，所述多个信号提取单元在各个所述支路中，从正交解调后的所述接收信号中提取分别不同的频带；

特定频率噪声估计单元，其按照该每个频带求出所述多个信号提取单元所提取的频带的接收信号的SN比，并且分别求出频率相邻的该频带的该SN比的差，并根据该差的分布来估计该接收信号的特定频率中的噪声；以及

特定频率噪声校正单元，其根据所述特定频率噪声估计单元所估计的特定频率中的噪声来校正所述接收信号。

10.根据权利要求9所述的分集接收装置，其特征在于，

所述特定频率噪声校正单元对所述接收信号进行校正，使得所述特定频率噪声估计单元所求出的所述差的分布为线形。

11.一种分集接收方法，其对由多个支路分集接收OFDM调制信号所得到的接收信号进行解调，其特征在于，所述分集接收方法具有：

多个信号提取步骤，在各个所述支路中，从正交解调后的所述接收信号中提取分别不同的频带；

特定频率噪声估计步骤，在将所述多个信号提取步骤所提取的频带的接收信号的第I码元的第i抽样的信号输出设为S(I，i)、将该第I码元的第n抽样号设为n、将小于该第I码元的保护间隔的抽样数N_g的整数设为N、将有效码元的抽样数设为N_u的情况下，按照该每个频带求出下式定义的X(n)

【式12】

$X_{\left(n\right)}=\underset{i=n-N}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}|S(I,i+\mathrm{Nu})-S(I,i)|......\left(12\right)$

的该第I码元内的最小值N_min(I)，并且分别求出频率相邻的该频带的该N_min(I)的差，并根据该差的分布来估计该接收信号的特定频率中的噪声；以及

特定频率噪声校正步骤，按照使所述特定频率噪声估计步骤所求出的所述差的分布为线形的方式来校正所述接收信号的特定频率中的噪声。

12.一种分集接收方法，其对由多个支路分集接收OFDM调制信号所得的接收信号进行解调，所述分集接收方法的特征在于，具有：

多个信号提取步骤，在各个所述支路中，从正交解调后的所述接收信号中提取分别不同的频带；

特定频率噪声估计步骤，按照该每个频带求出所述多个信号提取步骤所提取的频带的接收信号的SN比，并且分别求出频率相邻的该频带的该SN比的差，并根据该差的分布来估计该接收信号的特定频率中的噪声；以及

特定频率噪声校正步骤，按照使所述特定频率噪声估计步骤所求出的所述差的分布为线形的方式来校正所述接收信号的特定频率中的噪声。

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