CN101753498A

CN101753498A - 正交频分复用信道估计结果的滤波方法与装置

Info

Publication number: CN101753498A
Application number: CN200810178929.8A
Authority: CN
Inventors: 邱宁; 李强; 陈力; 曹南山; 张涛; 游月意
Original assignee: ZTE Corp
Current assignee: ZTE Corp
Priority date: 2008-12-05
Filing date: 2008-12-05
Publication date: 2010-06-23
Anticipated expiration: 2028-12-05
Also published as: CN101753498B; EP2362596A1; EP2362596B1; EP2362596A4; WO2010063188A1; US20110228884A1

Abstract

本发明提供一种正交频分复用OFDM信道估计结果的滤波方法和装置，用以解决现有技术中信道估计结果滤波的实现复杂或性能较差的问题。通过实施例阐述了如下方法：将终端设备接收的时域同步符号变换为频域同步符号；根据所述频域同步符号计算频域冲击响应序列；根据所述频域冲击响应序列对最小均方自适应滤波器系数进行调整；根据所述调整得到的系数得出数据符号信道估计结果频域滤波器的系数；使用数据符号信道估计结果频域滤波器对所述OFDM信道估计结果进行滤波。实施例中给出了相应的装置。根据本发明的技术方案得到的OFDM信道估计结果频域滤波器运算量较小，实现较为简单，并且具有较好的滤波性能。

Description

正交频分复用信道估计结果的滤波方法与装置

技术领域

本发明涉及通信与信息技术中信道估计领域，特别地涉及一种正交频分复用信道估计结果滤波的方法与装置。

背景技术

国家广电总局于06年10月颁布了中国移动多媒体广播行业标准，确定采用我国自主研发的移动电视接收标准STiMi，该标准从06年11月1日起实施。它是国内自主研发的第一套面向手机、个人数字助理PDA(Personal DigitalAssistant)、MP3、MP4、数码相机、笔记本电脑多种移动终端的系统，利用S波段卫星信号实现“天地”一体覆盖、全国漫游，支持25套电视节目和30套广播节目。中国移动数字多媒体广播CMMB(China Mobile MultimediaBroadcasting)规定了在广播业务频率范围内，移动多媒体广播系统广播信道传输信号的帧结构、信道编码和调制，该标准适用于30MHz到3000MHz频率范围内的广播业务频率，通过卫星和/或地面无线发射电视、广播、数据信息等多媒体信号的广播系统，可以实现全国漫游。

CMMB标准采用了正交频分复用OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing)技术，它是一种公知的多载波调制技术，其主要原理是：将信道分成若干正交子信道，将高速数据转换成并行的低速子数据流，调制到每个子信道上进行传输。正交信号可以通过在接收端采用相关技术来分开，这样可以减少子信道之间的相互干扰。每个子信道上的信号带宽小于信道的相关带宽，因此每个子信道可以看成平坦性衰落，从而可以消除符号间干扰。而且由于每个子信道带宽仅仅是原信道带宽的一小部分，信道均衡变得相对容易。OFDM目前已被用于数种无线系统标准中，譬如欧洲数字音频和数字视频广播系统(DAB、DVB-T、DVB-H)、5GHz高数据数率无线LAN(IEEE802.11a，HiperLan2，MMAC)系统等。

CMMB系统频域OFDM符号形成将数据子载波与离散导频和连续导频复接在一起，组成OFDM频域符号。每个OFDM包括N_v＝3076个有效子载波。

记每个时隙第n个OFDM符号上的第i个有效子载波为X_n(i)，i＝0，1，...，N_v-1；0≤n≤52。OFDM符号的有效子载波分配为数据子载波、离散导频和连续导频，分配方式见图1。

其中M个离散导频发送已知的符号1+0j。每个时隙中第n个OFDM符号中离散导频对应的有效子载波编号m取值规则如下：

if mod(n，2)＝＝0

m = \{\begin{matrix} 8 p + 1, & p = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot 191 \\ 8 p + 3, & p = 192,193,194, \cdot \cdot \cdot 383 \end{matrix}

if mod(n，2)＝＝1

m = \{\begin{matrix} 8 p + 5, & p = 0, 1,2, \cdot \cdot \cdot 191 \\ 8 p + 7, & p = 192,193,194, \cdot \cdot \cdot 383 \end{matrix}

现有技术中的一种频域信道估计滤波的原理为，接收机接收经过无线多径衰落信道传输的时域信号，进行FFT变换后得到频域信号，抽取频域信号中的M个离散导频信号，进行时域导频估计，以时域频域载波信道估计结果为导频数据，并在其它子载波的位置填充零，将填充后的N个数据通过一固定抽头系数滤波器，利用该频域内固定抽头系数的数据符号信道估计结果频域滤波器，可以平均子载波信号矢量去除噪声，从而提高信道估计的精确度。现有技术二等效为现有技术一的另一种实现形式。

现有技术中的另一种频域信道估计滤波的原理为，接收机接收经过无线多径衰落信道传输的时域信号，进行FFT变换后得到频域信号，抽取频域信号中的M个离散导频信号，进行时域导频估计，以时域频域载波信道估计结果为导频数据，利用线性插值或者高阶插值技术推测出除离散导频位置外，数据子载波上的信道对应的数据符号信道估计结果频域滤波器系数。该现有技术运算简单，实现复杂度最低，但性能也较差。

现有技术中的另一种频域信道估计滤波的原理为，接收机接收经过无线多径衰落信道传输的时域信号，进行FFT变换后得到频域信号，抽取频域信号中的M个离散导频信号，进行时域导频估计，以时域频域载波信道估计结果为导频数据，并在其它子载波的位置填充零，将填充后的N个数据通过频域维纳滤波器得到数据符号信道估计结果频域滤波器系数。该现有技术性能最优，但由于求解维纳滤波器系数需要估计信号的自相关矩阵和互相关矢量，此外还需要自相关矩阵进行矩阵求逆运算，运算量很大，严重影响了实用价值。

所以现有技术中的数据符号信道估计结果频域滤波器存在着实现复杂或者性能不佳的问题，因此需要一种实现较为简单并且性能较好的数据符号信道估计结果频域滤波器。

发明内容

本发明的主要目的是提供一种频域信道估计滤波的方法，以解决现有技术中频域信道估计滤波的实现复杂或者性能不佳的问题。

为解决上述问题，本发明提供如下的技术方案：

一种正交频分复用OFDM信道估计结果的滤波方法，包括如下步骤：

将终端设备接收的时域同步符号变换为频域同步符号；

根据所述频域同步符号计算频域冲击响应序列；

根据所述频域冲击响应序列对最小均方自适应滤波器系数进行调整；

根据调整得到的系数得出数据符号信道估计结果频域滤波器的系数；

使用数据符号信道估计结果频域滤波器对所述OFDM信道估计结果进行滤波。

一种正交频分复用OFDM符号信道估计滤波的装置，包括：

频域变换模块，用于将时域同步符号变换为频域同步符号；

冲击响应模块，用于根据所述频域同步符号计算频域冲击响应序列；

调整模块，用于根据所述信道频域冲击响应序列对最小均方自适应滤波器系数进行调整；

系数构成模块，用于根据所述调整得到的系数得出数据符号信道估计结果频域滤波器的系数；

滤波模块，用于使用数据符号信道估计结果频域滤波器对所述OFDM信道估计结果进行滤波。

根据本发明的技术方案，利用了同步符号频域信道估计结果得出的频域信道冲击响应对最小均方自适应滤波器系数进行调整，再根据调整得到的系数得出数据符号信道估计结果频域滤波器系数，由此得到的数据符号信道估计结果频域滤波器能够有效地的滤除OFDM符号频域信道估计结果中的噪声分量；并且对最小均方自适应滤波器系数进行调整的计算中，无需计算信号自相关矩阵和互相关矢量，也无需对自相关矩阵进行矩阵求逆，所以根据本发明的技术方案得到的OFDM信道估计结果频域滤波器运算量较小，实现较为简单，并且具有较好的滤波性能。

附图说明

图1为OFDM符号的有效子载波分配为数据子载波、离散导频和连续导频分配方式示意图；

图2为本发明实施例中的方法步骤流程图；

图3为本发明实施例中对信道时域同步符号截取样点的示意图；

图4为FIR滤波器的结构示意图；

图5为本发明实施例中的迭代计算步骤流程图；

图6为本发明实施例中的装置结构示意图；

图7为本发明实施例的技术方案与现有技术的技术效果对比示意图。

具体实施方式

为了使正交频分复用OFDM信道估计结果的滤波的实现更加简单，以及获得较好的滤波性能，在本发明实施例中，根据图2所示的流程对OFDM信道估计结果进行处理，具体步骤如下：

步骤21：将终端设备接收的时域同步符号变换为频域同步符号。

步骤22：根据所述频域同步符号计算频域冲击响应序列；

步骤23：根据频域冲击响应序列对最小均方自适应滤波器系数进行调整；

步骤24：根据步骤23中调整得到的系数得出数据符号信道估计结果频域滤波器的系数；

步骤25：使用数据符号信道估计结果频域滤波器对OFDM信道估计结果进行滤波。

下面对上述步骤进行详细说明。

本发明实施例中以CMMB制式规定帧结构为例进行说明。根据CMMB的规定，同步符号位于每个时隙起始位置处。步骤21中具体是先从终端设备接收到的时域同步符号中抽取数据，然后将抽取的数据进行快速傅立叶变换FFT得到频域同步符号。

在从终端设备接收到的时域同步符号中抽取数据时，可以先从终端设备接收到的时域同步符号中间截取2048个样点，如图3中标示的两个1024点。除了图3中示出的数据截取方式，另外也可以截取图3中其他位置的数据，在接下来的数据处理过程中，上述截取图3中其他位置的数据的方案需要使用的初始化的PN序列与本发明实施例中的PN序列不同，其余过程完全相同。本发明实施例中的样点截取方案优点在于，若存在定时偏差，在定时偏差不超过正负1024点的情况下截取的数据均未受到同步符号以外的数据污染，而其他的数据截取方案，只要存在某一方向的定时偏差，截取的数据就会受到同步符号以外的数据污染。

在根据图3所示的方式进行数据截取之后得到时域同步符号的中间部分为Sync(0:2047)，此时再从该Sync(0:2047)中的0开始隔点抽取数据0，2，4，......，2046并重新组合得到SyncD(0:1023)＝Sync(0，2，4，...，2046)。这里隔点抽取了1024个值作频域变换。隔点抽样的频域变换降低了频谱的最高频率，在接下来的步骤23中选取低于最高频率一半的频谱分量进行运算，这样能够适当减少运算量。在得到上述的SyncD(0:1023)之后，就可以对其进行FFT得到频域同步符号，可以使用如下公式进行计算：

得到频域同步符号之后，接下来计算频域冲击响应序列，即步骤22。此时对于步骤21中得到的频域同步符号，首先要截取其中除直流分量外的低频256点成分构成序列FreqSyncDL(0:255)＝FreqSyncD(1:256)。由于高于最低频率一半处存在频谱混叠，因此不能使用超过256点的数据。此外也可以使用低频256点的一部分作为训练序列使用，但这样做没有利用频域同步符号中的全部数据，由于较长的训练序列长度有利与减少滤波结果的残余偏差并提高跟踪信道变化的性能，因此，本发明实施例中在本步骤内选取了频域同步符号中的低频256点。在得到这256点的数据之后，即可计算频域冲击响应序列。本发明实施例中根据图3所示的方式截取了数据，因此对应于图3所示的数据截取方式，在步骤22中，将上述截取低频256点成分得到的FreqSyncDL(0:255)乘以表1所示PN序列，即根据SyncCIR(0:255)＝FreqSyncDL(0:255)·Pn(0:255)进行计算，由此得到对应的频域冲击响应序列SyncCIR(0:255)。若要满足硬件定点化实现，在本发明实施例中还可以在步骤21中对SyncD(0:1023)左移4位并做饱和处理，以及在步骤22中对SyncCIR(0:255)左移4位并做饱和处理。

编号	取值
编号	取值	0-63	DF1E C611 6036 B727
64-127	DDBF C2B3 A50C 8D7D	0-63	DF1E C611 6036 B727
64-127	DDBF C2B3 A50C 8D7D	128-191	BBC0 32B5 A6CD 1582
192-255	DB9C 1723 DF3E D219	128-191	BBC0 32B5 A6CD 1582

表1

在经过步骤22得到频域冲击响应序列SyncCIR(0:255)之后即可进入步骤23，将该序列作为最小均方自适应滤波器系数的训练序列，使用迭代计算的方法对最小均方自适应滤波器系数进行调整得到最小均方自适应滤波器的系数数列W₂₅₆(i)。在本步骤中赋值Train(0:255)＝SyncCIR(0:255)，然后对应于SyncCIR(0:255)的每个抽样时刻进行迭代计算。具体是按照所述频域冲击响应序列的次序对最小均方自适应滤波器的输出值进行迭代计算，每次迭代计算后根据本次迭代计算得到的最小均方自适应滤波器的输出值调整下一次迭代计算中最小均方自适应滤波器的系数；最后输出迭代计算中对最小均方自适应滤波器的系数进行调整得到的值。可以输出最后一次迭代计算后调整得到的最小均方自适应滤波器的系数，据此得到的数据符号信道估计结果频域滤波器也具有较佳的滤波性能。对于迭代计算的具体步骤，在图2的各步说明之后再结合图5进行详细说明。

在得到最小均方自适应滤波器的系数后，在步骤24中，按照数据符号信道估计结果频域滤波器的系数要求，根据最小均方自适应滤波器的系数得出数据符号信道估计结果频域滤波器的系数。在本发明实施例中使用有限长单位脉冲响应FIR(Finite Impulse Response)滤波器，由延迟器、乘法器、加法器和滤波器系数等单元构成，如图4所示，r(n)为输入序列，r’(n)为输出序列。标有Z-1的圆圈为延迟器，标有x的圆圈表示乘法器，标有+的圆圈为加法器。C0～C10为滤波器系数，该图中以11个系数为例。根据图4所示的FIR滤波器的结构，在本发明实施例中，由步骤23中得到的最小均方自适应滤波器的系数得出FIR滤波器系数，具体可以是如下步骤：先对步骤23中得到的系数数列进行插值，具体是将步骤23中得到的W₂₅₆(i)间隔插入0值得到Coeff(i)。可以按如下方式进行：

然后将Coeff(i)通过半带滤波器并截断成27阶求得FIR滤波器系数。可以根据现有的算法生成给定阶数的半带滤波器，在本发明实施例中选用20阶半带滤波器，作用是将滤波器系数由浮点数表示转化为更利于实现硬件或软件滤波器装置的定点数补码表示。将Coeff(i)通过20阶半带滤波器，具体是根据如下公式进行计算：

k＝0，1，2，...27。本步骤中的20阶半带滤波器系数16比特定点表示如表2所示。

索引	系数	索引	系数
索引	系数	索引	系数	0	0	12	0
1	36	13	-2555	0	0	12	0
1	36	13	-2555	2	0	14	0
3	-234	15	858	2	0	14	0
3	-234	15	858	4	0	16	0
5	858	17	-234	4	0	16	0
5	858	17	-234	6	0	18	0
7	-2555	19	36	6	0	18	0

索引	系数	索引	系数
索引	系数	索引	系数	8	0	20	0
9	10084			8	0	20	0
9	10084			10	16384
11	10084			10	16384

表2

在得到CoeffLp(k)之后，即进入步骤25，使用FIR滤波器对OFDM信道估计结果进行滤波。对于结构与图4所示FIR类似，仅是系数个数不同的FIR滤波器，将OFDM信道估计结果从图中的r(n)所在位置输入FIR滤波器，用CoeffLp(k)取代图中滤波器系数，则在r’(n)所在位置即输出了FIR滤波器的滤波结果。后续时隙OFDM符号频域信道估计结果同样采用该滤波器进行滤波。

下面再结合图5，对步骤23中的迭代步骤进行说明。

步骤51，计算最小均方自适应滤波器输出值。在本步骤中可以根据下式计算：其中，w_k(i)是最小均方自适应滤波器系数，

为最小均方自适应滤波器输出。在迭代开始时，k值取0。

步骤52：计算最小均方自适应滤波器输出值的误差e_k。根据下式计算：

e_{k} = Train (k + 6) - {\hat{n}}_{k} .

步骤53：根据误差e_k计算本次迭代的下一次迭代使用的最小均方自适应滤波器的系数，也就是计算下一个抽样时刻对应的最小均方自适应滤波器的系数，具体是根据w_k+1(i)＝w_k(i)+e_kTrain(k-i+12)^*计算SyncCIR(0:255)的下一个抽样时刻对应的最小均方自适应滤波器的系数。其中*表示取共轭，i＝0，1，2，...，12。

步骤54：复位中间抽头的滤波器系数，即令w_k+1(6)＝0。本发明实施例中取13个系数，因此中间抽头的序号为6。一般地，若取m个系数，则中间抽头的序号为(m-1)/2。

步骤55：判断k+1值是否大于255，若否，则返回步骤51继续迭代过程，若是，则进入步骤56，将W₂₅₆(i)作为最小均方自适应滤波器系数的调整结果，然后进入图2中的步骤24。

基于本发明实施例中的方法，下面再对本发明实施例中的装置进行说明。

如图6所示，本发明实施例中的一种滤波装置60，包括频域变换模块61、冲击响应模块62、调整模块63、系数构成模块64和滤波模块65。频域变换模块61用于将终端设备接收的时域同步符号变换为频域同步符号。冲击响应模块62用于根据频域同步符号计算信道频域冲击响应序列。调整模块63用于根据信道频域冲击响应序列对最小均方自适应滤波器系数进行调整。系数构成模块64用于根据调整模块63调整得到的系数得出数据符号信道估计结果频域滤波器的系数。滤波模块65用于使用数据符号信道估计结果频域滤波器对OFDM信道估计结果进行滤波。

频域变换模块61的一种结构是包括抽取单元和变换单元。抽取单元用于从终端设备接收的时域同步符号中抽取数据。变换单元用于将抽取单元抽取的数据进行快速傅立叶变换得到频域同步符号。

冲击响应模块62的一种结构是包括截取单元和冲击响应计算单元。截取单元用于根据设定的数目截取频域同步符号的低频点构成低频序列。冲击响应计算单元用于将低频序列乘以对应位置频域PN序列得到信道频域冲击响应序列。

调整模块63的一种结构是包括迭代计算单元和系数单元。迭代计算单元用于按照图5所示的步骤迭代计算最小均方自适应滤波器的系数。系数单元用于输出迭代计算中对最小均方自适应滤波器的系数进行调整得到的值。

迭代计算单元的一种结构是包括输出值计算子单元、误差计算子单元、系数调整子单元和系数设置子单元。输出值计算子单元用于计算最小均方自适应滤波器的输出值。误差计算子单元用于计算最小均方自适应滤波器输出值的误差。系数调整子单元用于根据误差计算子单元的计算结果计算迭代计算中本次计算的下一次计算使用的最小均方自适应滤波器的系数。系数设置子单元用于设置迭代计算中本次计算的下一次计算使用的最小均方自适应滤波器的系数中的第个系数的值为0。

系数构成模块64的一种结构是包括插值单元和半带滤波器单元。插值单元用于在调整模块输出的数列中每个元素之后插入零值并输出。半带滤波器单元用于根据插值单元输出的数列，使用半带滤波器进行计算并截断得到数据符号信道估计结果频域滤波器的系数。

本发明实施例的技术方案与现有技术运用于CMMB系统在时延扩展40us的两等强径信道下的性能比较如图7所示。从图7中可以看出相比于图中所示的频域线性插值和固定系数这两种现有技术，根据本发明实施例的技术方案得出的滤波器的滤波结果的RS误码率较低。

根据本发明的技术方案，利用了同步符号频域信道估计结果得出的频域信道冲击响应对最小均方自适应滤波器系数进行调整，再根据调整得到的系数得出数据符号信道估计结果频域滤波器系数，由此得到的数据符号信道估计结果频域滤波器能够有效地滤除OFDM符号频域信道估计结果中的噪声分量；并且对最小均方自适应滤波器系数进行调整的计算中采用的迭代计算仅包含数量级为几百次的简单乘法与加法运算，无需计算信号自相关矩阵和互相关矢量，也无需对自相关矩阵进行矩阵求逆，所以根据本发明的技术方案得到的OFDM信道估计结果频域滤波器运算量较小，实现较为简单，并且具有较好的滤波性能。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims

1.一种正交频分复用OFDM信道估计结果的滤波方法，其特征在于，包括如下步骤：

将终端设备接收的时域同步符号变换为频域同步符号；

根据所述频域同步符号计算频域冲击响应序列；

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述将终端设备接收的时域同步符号变换为频域同步符号包括步骤：

根据设定的方式从终端设备接收的时域同步符号中抽取数据；

将抽取的数据构成的序列进行快速傅立叶变换得到频域同步符号。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述频域同步符号计算频域冲击响应序列包括步骤：

根据设定的数目截取所述频域同步符号的低频点构成低频序列；

将所述低频序列乘以对应位置频域PN序列得到频域冲击响应序列。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述信道频域冲击响应序列对最小均方自适应滤波器系数进行调整包括：

依次对应于所述频域冲击响应序列的每个抽样时刻对最小均方自适应滤波器的输出值进行迭代计算；

并且所述调整包括根据所述迭代计算的结果对最小均方自适应滤波器的系数进行调整。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述迭代计算的每次计算包括如下步骤：

计算最小均方自适应滤波器的输出值，

计算最小均方自适应滤波器输出值的误差，

根据所述误差计算所述迭代计算中本次计算的下一次计算使用的最小均方自适应滤波器的系数，

设置所述迭代计算中本次计算的下一次计算使用的最小均方自适应滤波器的系数中的第

个系数的值为0。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述计算最小均方自适应滤波器的输出值包括根据如下公式计算最小均方自适应滤波器的输出值

{\hat{n}}_{k} = Σ_{i = 0}^{j} w_{k} (i) Train (k - i + 12);

其中j是设置的最小均方自适应滤波器的系数的个数，并且当k＝0时，w_k(i)为所述最小均方自适应滤波器系数的设置值；

所述计算最小均方自适应滤波器输出值的误差包括根据如下公式计算误差e_k：

e_{k} = Train (k + 6) - {\hat{n}}_{k};

所述根据所述误差计算所述迭代计算中本次计算的下一次计算使用的最小均方自适应滤波器的系数包括使用如下公式进行计算：

w_k+1(i)＝w_k(i)+e_kTrain(k-i+12)^*；

其中w_k+1(i)是所述下一次计算使用的最小均方自适应滤波器的系数，Train(k-i+12)^*表示Train(k-i+12)的共轭值；

所述调整得到的系数包括w_K(i)，其中K的值等于所述频域冲击响应序列的长度。

7.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述数据符号信道估计结果频域滤波器包括有限长单位脉冲响应FIR滤波器；

则所述根据调整得到的系数得出数据符号信道估计结果频域滤波器的系数包括步骤：

在所述调整得到的系数构成的数列中每个元素之后插入零值，

根据所述插入零值之后得到的数列，使用半带滤波器进行计算并截断得到FIR滤波器的系数；

并且所述使用数据符号信道估计结果频域滤波器对所述OFDM信道估计结果进行滤波包括：

使用FIR滤波器对所述OFDM信道估计结果进行滤波。

8.一种正交频分复用OFDM符号信道估计滤波的装置，其特征在于，包括：

频域变换模块，用于将时域同步符号变换为频域同步符号；

9.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，所述频域变换模块包括：

抽取单元，用于从终端设备接收的时域同步符号中抽取数据；

变换单元，用于将抽取单元抽取的数据构成的序列进行快速傅立叶变换得到频域同步符号。

10.根据权利要求9所述的装置，其特征在于，所述冲击响应模块包括：

截取单元，用于根据设定的数目截取频域同步符号的低频点构成低频序列；

冲击响应计算单元，用于将所述低频序列乘以对应位置频域PN序列得到频域冲击响应序列。

11.根据权利要求10所述的装置，其特征在于，所述调整模块包括：

迭代计算单元，用于依次对应于所述频域冲击响应序列的每个抽样时刻对最小均方自适应滤波器的输出值进行迭代计算；

系数单元，用于根据迭代计算单元的迭代计算结果得到最小均方自适应滤波器的系数并输出。

12.根据权利要求11所述的装置，其特征在于，所述迭代计算单元包括：

输出值计算子单元，用于计算最小均方自适应滤波器的输出值；

误差计算子单元，用于计算最小均方自适应滤波器输出值的误差；

系数调整子单元，用于根据所述误差计算所述迭代计算中本次计算的下一次计算使用的最小均方自适应滤波器的系数；

系数设置子单元，用于设置所述迭代计算中本次计算的下一次计算使用的最小均方自适应滤波器的系数中的第

个系数的值为0。

13.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，所述系数构成模块包括：

插值单元，用于在调整模块输出的数列中每个元素之后插入零值并输出；

半带滤波器单元，用于根据插值单元输出的数列，使用半带滤波器进行计算并截断得到数据符号信道估计结果频域滤波器的系数。