CN101692603A - 增益自举型c类反向器及其应用电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种增益自举型C类反向器及其应用电路。该增益自举型C类反向器是在现有技术的C类反向器32的基础上，增加微功耗的增益自举模块30、31和体电位调制模块33、34。增益自举模块30和31在不明显损失输出摆幅和增加电路功耗的情况下极大地提高C类反向器的稳态增益，进而提高基于增益自举型C类反向器的伪差分结构开关电容积分器的积分精度，以及模数转换器的模数转换精度，拓宽了C类反向器的应用范围；体电位调制模块33和34使整个反向器的稳态特性(增益、带宽、静态功耗等)和动态特性(摆率、建立时间、动态功耗等)在不同工艺角情况下较为一致，在不明显增加功耗的情况极大地提高增益自举型C类反向器应用电路的稳定性和鲁棒性。

Description

增益自举型C类反向器及其应用电路

技技术领域

本发明涉及一种C类反向器及其应用电路，属于集成电路技术领域。

背景技术

在传统的模拟电路设计中，运算放大器是主要的功能模块，它被广泛运用于采样保持、代数运算、共模反馈以及缓冲器电路等。同时运算放大器也是模拟电路中主要的功耗模块。目前低压低功耗是模拟电路设计发展的主流趋势，但对于运算放大器而言，电源电压的降低意味着动态范围的减小、输入共模范围的减小、电容的增加及不能打开或关闭浮动开关等等，我们需要采用更精巧的电路设计来克服这些困难。因此，如何在低压低功耗环境下来实现符合指标要求的运算放大器成为模拟电路设计的重点和难点。

用C类反向器代替传统的运算放大器是一种新型的低压低功耗电路设计技术。简单型C类反向器的电路部分是一个推挽式反向器，如附图1所示，结构相当简单，功耗极低，芯片占用面积小。C类反向器处于饱和导通状态的时间小于50％，它的工作状态是通过对输入管栅电位的调制而不断变化的。在模拟电路设计中，C类反向器可以在以下两种状态间进行切换：

(1)高增益低功耗状态：当PMOS输入管M1和NMOS输入管M2均处于弱反型区时，反向器具有较高的增益和极低的功耗，但跨导和带宽相对较小。

(2)高摆率大电流状态：当M1处于强反型区，M2处于截止区(或M2处于强反型区，M1处于截止区)时，工作在强反型区的MOS输入管跨导较大，使得反向器具有较大的摆率和输出电流，而且由于另一个输入管处于截止区，整个反向器由电源到地的导通电流极小，避免了无谓的静态功耗。

在开关电容电路的设计中，若C类反向器采用合适的动态偏置，在不同的时钟相位将反向器这两种工作状态结合起来，可以代替传统的运算放大器实现一些新型的极低功耗开关电容电路。例如，Youngcheol Chae，Inhee Lee and Gunhee Han，“A 0.7V 36uW 85dB-DRAudioΔ∑Modulator Using Class-C Inverter.”2008 IEEE International Solid-StateCircuits Conference：p.490-491，630。文中作者实现了一个基于C类反向器的三阶单环Sigma-Delta模数转换器。其中，为了提高稳态增益，反向器采用了如附图2所示的共源共栅结构20，其中PMOS管M3和NMOS管M4的偏置电位分别是地电位GND和电源电位VDD。

但是，现有技术的C类反向器仅仅由几个单管组成，增益相对传统的运算放大器较低(一般在50dB以下)，难以用于对增益要求较高的场合，因此Youngcheol Chae等人实现的模数转换器选用了对运放增益要求较低的三阶单环结构。众所周知，三阶单环结构的模数转换器是有条件稳定的，它的输入信号有很严格的限制，而且需要特定电路来检测该模数转换器是否过载，一旦过载，模数转换器中的积分器必须重置。在实际运用中，三阶单环结构的模数转换器操作较为麻烦，可靠性较差，市场上采用该结构的模数转换器产品较少。同时，当现有技术的C类反向器(包括简单型和共源共栅型C类反向器)处于高增益低功耗状态时，反向器的输入管均工作在弱反型区，其跨导受工艺偏差影响很大(尤其是MOS管尺寸较大的时候)，导致C类反向器的增益、带宽和静态功耗等稳态特性在不同的工艺角下存在严重偏差，而且当C类反向器切换至高摆率大电流状态时，工艺偏差对于C类反向器的摆率和建立时间等动态参数指标的影响同样不能忽略，从而造成积分器乃至整个模数转换器性能下降甚至功能丧失。

发明内容

本发明要解决的技术问题是，提供一种增益自举型C类反向器，以克服现有技术的C类反向器自身增益较低，难以用于对增益要求较高的场合，以及现有技术的C类反向器的稳态特性(增益、带宽和静态功耗等)和动态特性(摆率、建立时间和动态功耗等)受工艺偏差影响较大，造成其应用电路性能下降甚至功能丧失的不足。

本发明要解决的另一技术问题是，提供包含增益自举型C类反向器的应用电路，即包含增益自举型C类反向器的伪差分结构开关电容积分器和2-1级联Sigma-Delta模数转换器等应用电路，以克服现有技术的基于C类反向器的模数转换器在系统结构上的固有缺陷。

本发明的增益自举型C类反向器采取以下技术方案：它是在现有技术的C类反向器32上，增加两个增益自举模块30、31和两个体电位调制模块33、34。其中增益自举模块30和31用于提高增益自举型C类反向器的增益，而体电位调制模块33、34用于减弱工艺偏差对于增益自举型C类反向器的不利影响。

现有技术的C类反向器32采用共源共栅结构，功耗极低，用于实现运算放大功能。现有技术的C类反向器由I/O PMOS管M1、M3和I/O NMOS管M2、M4组成，其中M1和M2为反向器的输入管(注：常见MOS管分为I/O MOS管和CORE MOS管，I/O MOS管耐压和阈值电压均较高，可用于I/O管脚中，而CORE MOS管耐压和阈值电压均较低，只能用于CORE电路中)，且供电电压VDD略低于反向器两输入管M1、M2阈值电压之和。在实际运用中，C类反向器根据输入端偏置电压的不同能够实现高增益低功耗和高摆率大电流两种不同的工作状态：假设两输入管M1、M2阈值电压近似相等，输入共模信号V_CM使得反向器输入管M1、M2均处于弱反型区，即可实现了C类反向器高增益低功耗的稳定状态。若此时在输入端加入额外的电压激励，可以让其中一个输入管进入强反型区，另一个输入管截止，C类反向器进入高摆率大电流状态。

本发明所述的两个增益自举模块30和31，分别在现有技术的C类反向器的I/O PMOS端和I/O NMOS端形成增益自举结构。

增益自举模块30是由CORE PMOS管M7和CORE NMOS管M9构成，其中M7的栅极与M3的源极相连，M7的漏极与M3的栅极相连，M9采用的是二极管接法，不需要额外的偏置电路，用作增益自举模块30的负载。增益提高的基本想法是进一步增加反向器的输出阻抗而不增加更多的共源共栅器件。通过增益自举模块30，M7、M9和M3共同形成电流-电压反馈，从而提高了电路输出阻抗和增益。需要注意的是，M7、M9和反向器输入管一样存在工艺偏差的问题，因此M7、M9体端分别接位电位调制模块33和34的输出电压信号V_BP和V_BN，通过体电位调制使得增益自举模块30在不同工艺角下输入跨导、输出负载和功耗基本一致，体电位调制方式与下面介绍的体电位调制模块33、34对于反向器输入管M1、M2的体电位调制方式类似。

增益自举模块31的工作原理与30类似，它是由CORE PMOS管M10和CORE NMOS管M8构成，其中M8的栅极与M4的源极相连，M8的漏极与M4的栅极相连，M10采用的是二极管接法，用作增益自举模块31的负载。为避免工艺偏差的不利影响，M8和M10的体端分别接V_BN和V_BP。M8、M10和M4共同形成电流-电压反馈，提高了电路输出阻抗和增益。

关于增益自举模块30和31需要说明的是：

(1)增益自举模块30和31在极大地提高电路增益的同时，并不会对增益自举型C类反向器的输出摆幅有太大影响。这是因为增益自举模块30和31中的M7和M8均为CORE MOS管，阈值电压较低，与I/O MOS管M1和M2的过驱动电压基本相同。

(2)增益自举模块30和31本身的功耗非常低，典型值为现有技术的C类反向器32静态功耗的1/30左右。因此，增益自举模块30和31的引入并不明显增加电路功耗。

(3)在实际应用中，增益自举模块30和31是可选的。若应用电路对C类反向器增益要求不高，可以考虑除去增益自举模块，从而减小芯片占用面积，降低电路复杂度和功耗。

本发明所述的两个体电位调制模块33、34，分别用于反向器PMOS输入管M1和NMOS输入管M2的体电位调制。

PMOS体电位调制模块33的主体结构由I/O PMOS管M5和高精密电阻R1组成，其中I/OPMOS管M5与反向器PMOS输入管M1(体电位调制对象)版图匹配对称，宽长比成固定比例，且M5上施加的栅源电压与M1在稳态时的栅源偏置电压相同。因此，M5在任意时刻的工艺偏差程度和温度条件均与M1近似相同，且M5和M1漏源电流的变化趋势亦相同。换句话说，I/OPMOS管M5能够“感应”反向器PMOS输入管M1在不同工艺角和温度下的跨导、输出电流等参数的变化特征。M5漏端连接高精密电阻R1，高精密电阻R1用于实现“感应”电流信号(M5漏源电流)转体电位调制器的输出电压信号VBP的功能，同时它作为输出负载在M5漏端将V_BP反馈到M1体端。整个体电位调制模块形成“感应反馈”环路，用以体电位调制。M5源端电位决定M1体电位调制范围的最大值，可根据实际应用设定，体端与源端相连；高精密电阻R1另一端电位决定M1体电位调制范围的最小值。通过PMOS体电位调制模块33在反向器PMOS输入管M1体端的调制作用(即调节M1体源电压)，使得M1的跨导和漏源电流在不同的工艺角下较为一致。

NMOS体电位调制模块34的工作原理与33类似，它的主体结构由I/O NMOS管M6和高精密电阻R2组成，其中I/O NMOS管M6与反向器NMOS输入管M2版图匹配对称，宽长比成固定比例，且M6上施加的栅源电压与M2在稳态时的栅源偏置电压相同。M6的漏端连接高精密电阻R2，R2作为体电位调制模块34的输出负载在M6漏端将“感应”电流信号转换成电压信号V_BN并反馈到M2体端，形成“感应反馈”环路。M6源端电位决定M2体电位调制范围的最大值，体端与源端相连；高精密电阻R2另一端电位决定M2体电位调制范围的最小值。通过NMOS体电位调制模块34在反向器NMOS输入管M2体端的调制作用，使得M2的跨导和漏源电流在不同的工艺角下较为一致。

关于体电位调制模块33和34需要说明的是：

(1)反向器输入管M1和M2的跨导和漏源电流与整个反向器的稳态特性(增益、带宽、静态功耗等)和动态特性(摆率、建立时间和动态功耗等)有直接关系，所以引入体电位调制模块33和34能够极大地降低C类反向器稳态特性和动态特性对于工艺偏差的敏感度。

(2)体电位调制模块33和34同样能够降低增益自举模块30和31增益自举效果和功耗对于工艺偏差的敏感度。

(3)体电位调制模块33和34本身的功耗非常低，典型值为现有技术C类反向器静态功耗的1/10左右。因此，引入体电位调制模块33和34并不会明显增加电路功耗。

(4)体电位调制模块33和34同样可以改善C类反向器的温度特性和电源抑制比等。

本发明的伪差分结构开关电容积分器采取以下技术方案：它包含了两个所述的增益自举型C类反向器，两个增益自举型C类反向器分别位于积分器正向和负向支路，差分对称形成伪差分结构。在本发明的伪差分结构开关电容积分器中，增益自举型C类反向器代替了传统运算放大器或现有技术的C类反向器。相对于传统运算放大器，增益自举型C类反向器极大地降低了电路功耗；相对于现有技术的C类反向器，增益自举型C类反向器的高增益有效地提高了积分器的积分精度，并克服了工艺偏差对于自身的影响，保证了积分器的鲁棒性和实用性。

本发明的2-1级联Sigma-Delta模数转换器采取以下技术方案：它包含一个2-1级联模拟调制器，该2-1级联模拟调制器包括

本发明的第一级调制器，包含二个基于增益自举型C类反向器的伪差分结构开关电容积分器，二个积分器单环串联构成二阶单环结构；

本发明的第二级调制器，包含一个基于增益自举型C类反向器的伪差分结构开关电容积分器，构成一阶结构，第二级调制器与第一级调制器级联，用于调制前级产生的量化误差；

现有技术的误差抵消模块，分别与第一级和第二级调制器的输出串联，用于在数字域的误差抵消。理想情况下，通过误差抵消模块，级联调制器中第一级的噪声将被完全抵消。在2-1级联模拟调制器中，量化噪声整形的阶数等于级联各级的阶数之和，即实现三阶噪声整形。

2-1级联Sigma-Delta模数转换器能够从设计上保证系统的稳定性，并实现较大的信号输入范围。需要注意的是，误差抵消需要的是积分器传递函数和数字抵消逻辑的精确匹配，而增益自举型C类反向器的高增益恰恰保证了积分器传递函数的理想化和误差抵消的有效性，非常适用于级联Sigma-Delta模数转换器等对模拟元件精度要求比较高的场合。

相比于传统的运算放大器，采用增益自举型C类反向器的模数转换器极大地降低了系统功耗，而相比于现有技术的C类反向器，增益自举型C类反向器的高增益使得积分器具有较为理想的传递函数，提高了模数转换器环路滤波的有效性，进而提高模数转换器的模数转换精度，同时克服了工艺偏差对于自身的影响，保证了模数转换器的鲁棒性和实用性。

本发明的优点和积极效果：在本发明所述的增益自举型C类反向器中，增益自举模块30和31的引入可以在不明显损失输出摆幅和增加电路功耗的情况下极大地提高C类反向器的稳态增益，使得增益自举型C类反向器能够在2-1级联Sigma-Delta模数转换器等对增益要求较高的领域中得以应用，拓宽了C类反向器的应用范围；体电位调制模块33和34的引入使整个反向器的稳态特性(增益、带宽、静态功耗等)和动态特性(摆率、建立时间、动态功耗等)在不同工艺角情况下较为一致，在不明显增加功耗的情况极大地提高电路的稳定性和鲁棒性。

附图说明

图1为简单型C类反向器的电路结构图；

图2为共源共栅型C类反向器的电路结构图；

图3为本发明的增益自举型C类反向器的电路结构图；

图4为伪差分结构开关电容积分器的电路结构图；

图5为两相不交叠时钟以及增益自举型C类反向器输入端电位变化曲线图；

图6为Sigma-Delta模数转换器的结构框图；

图7为2-1级联模拟调制器的结构框图；

图8为2-1级联模拟调制器实现电路图(不包括数字域的误差抵消模块)，其中符号“

”代表PMOS开关，“

”代表NMOS开关，“

”代表CMOS开关，“

”代表自举NMOS开关；

图9为2-1级联模拟调制器中时钟相位时序图；

图10为2-1级联模拟调制器的输出频谱图；

图11为2-1级联模拟调制器信噪失真比与输入信号幅度的关系曲线图。

具体实施方式

本发明的实施例：

实施例一：本发明提出的增益自举型C类反向器的电路结构图如附图3所示，它除了包含现有技术的C类反向器模块32外，它还包含有增益自举模块30、31和体电位调制模块33、34构成。

现有技术的C类反向器32由I/OPMOS管M1、M3和I/O NMOS管M2、M4组成，其中M1和M2为反向器的输入管。现有技术的C类反向器32的供电电压V_DD略低于M1和M2阈值电压之和，它根据输入端偏置电压的不同能够实现高增益低功耗和高摆率大电流两种不同的工作状态，详细说明如下：

假设M1和M2的阈值电压近似相等，当输入信号为共模电压V_CM＝V_DD/2时，M1和M2均处于弱反型区，即可实现C类反向器高增益低功耗的稳定状态。例如，在SMIC(中芯国际)0.13um工艺中，典型(tt)情况下I/OPMOS管的阈值电压为0.66V，I/O NMOS管的阈值电压为0.6V。此时供电电压V_DD取1.2V，输入共模电压V_CM取0.6V，C类反向器可以实现高增益低功耗的稳定状态。若此时在输入端加入额外的激励信号V_P，即反向器输入端电位为V_CM+V_P，根据激励信号V_P的极性可以让其中一个输入管进入强反型区，另外一个输入管截止，C类反向器进入高摆率大电流状态。为保证C类反向器在高摆率大电流状态下有足够的摆率，反向器输入管的尺寸一般比较大，但尺寸过大会带来较大的寄生电容和无谓的静态功耗。在实际运用中，我们可以根据电路在不同工作相位对C类反向器各指标的要求来适当地调整输入端偏置电压(即动态偏置技术)，设计具有相当大的灵活性。在本发明中，反向器输入管M1和M2分别作为体电位调制模块33和34的体电位调制对象，体端均单独引出，体电位可调。

增益自举模块30是由COREPMOS管M7和CORE NMOS管M9构成，它与现有技术的C类反向器32中的I/O PMOS管M3共同形成电流-电压反馈，从而在不增加更多的共源共栅器件的情况下提高了电路输出阻抗和增益。在实际运用中，M7和M9也存在工艺偏差的问题(虽然不像反向器输入管M1和M2那样明显)，工艺偏差会导致增益自举模块30在ff工艺角下功耗较大，而在ss工艺角下输入跨导较小，增益自举效果较弱。因此，为避免工艺偏差的不利影响，M7和M9的体端分别接位电位调制模块33和34的输出电压信号V_BP和V_BN，以保证增益自举模块30在不同工艺角下增益自举效果和功耗基本一致。增益自举模块31的工作原理与30类似，它是由COREPMOS管M10和CORENMOS管M8构成，它与I/O PMOS管M4共同形成电流-电压反馈，从而提高了电路输出阻抗。同样地，M8和M10的体端分别接V_BN和V_BP。

在增益自举型C类反向器中，由于增益自举模块30和31的引入，提高了输出阻抗和反向器增益。根据计算，增益自举型C类反向器PMOS端输出阻抗Z_P为：

$Z_P=g_{m3}{r}_{o1}{r}_{o3}{g}_{m7}\left(r_{o7}\right|\left|\frac{1}{g_{m9}}\right)---\left(1\right)$

增益自举型C类反向器NMOS端输出阻抗Z_N为：

$Z_N=g_{m4}{r}_{o2}{r}_{o4}{g}_{m8}\left(r_{o8}\right|\left|\frac{1}{g_{m10}}\right)---\left(2\right)$

根据上式(1)和(2)，可得改进型反向器增益A_V为：

$A_V=\frac{g_{m1}+g_{m2}}{2}\left(Z_P\right|\left|Z_N\right)---\left(3\right)$

由公式(3)可知，增益自举型C类反向器的增益与三层共源共栅型的增益相当。

在电路设计中，增益自举技术通常会导致电路输出摆幅的减小，所以增益自举型C类反向器的输出摆幅也是一个值得关注的指标。现有技术的共源共栅结构C类反向器的输出摆幅为GND+V_od2+V_od4～V_DD-(V_od1+V_od3)，其中V_od是MOS管的过驱动电压，数字下标为反向器中MOS管编号(以下同)。由于增益自举模块30和31的引入，增益自举型C类反向器的输出摆幅为GND+V_TH8+V_od4～V_DD-(V_TH7+V_od3)，其中V_TH是MOS管的阈值电压。加入增益自举模块以后输出摆幅看似减小了，但考虑到M7和M8均为CORE MOS管，阈值电压V_TH7和V_TH8较低，它与I/O MOS管M1和M2的过驱动电压V_od1和V_od2其实差不多的，所以增益自举模块30和31的引入不会对增益自举型C类反向器的输出摆幅有太大影响。例如，在SMIC0.13um工艺中，典型(tt)情况下COREPMOS管的阈值电压为0.28V，CORE NMOS管的阈值电压为0.31V，I/O MOS管的过驱动电压一般为0.2～0.3V，两者近似相等，输出摆幅基本不变。

PMOS体电位调制模块33是由I/OPMOS管M5和高精密电阻R1组成，其中I/O PMOS管M5与反向器PMOS输入管M1版图匹配对称，宽长比成固定比例(在1∶5至1∶20之间)，且M5的栅源电压与M1在弱反型区稳态时的栅源偏置电压相同(V_DDH-V_GP＝V_DD-V_CM)，因此M5一直处于弱反型区，它能够“感应”M1在不同工艺角和温度下的跨导、输出电流等参数的变化特征。M5源漏感应电流经高精密电阻R1转换为电压信号V_BP，并在M5漏端反馈反向器输入管M1的体端，形成“感应反馈”环路，用以体电位调制。R1的另一端接V_DDL(V_CM≤V_DDL＜V_DD)，R1一般取20K～200KΩ，M5源端和体端均接高电平V_DDH。我们可以看到，输出电压信号V_BP的范围略小于V_DDL～V_DDH。为避免提供过多的电源供给，V_GP和V_DD可以复用，V_DDL和V_CM可以复用，而V_DDH可以在V_DD上用简单的升压电路实现或片外实现，以实现超过反向器电源电压V_DD的M1体电位调制。

PMOS体电位调制模块33中体电位调制过程简述如下：

当工艺角为tt(typical)时，设感应PMOS管M5的输出电流为I_tt，调节V_DDH、R1以及M5尺寸使得PMOS体电位调制器33的输出电压V_BP＝V_CM+I_ttR1≈V_DD，此时M1体源电压近似为零，电路进入典型工作状态。

当工艺角为ss时，M1阈值电压的绝对值变大，导致M1在弱反型区工作时跨导减小，带宽降低，此时输出电流达到最小值。由于感应PMOS管M5能够“感应”到M1的电流变化特征，所以M5的感应输出电流也将达到最小值，设为I_ss。因此体电位调制器33的输出电压V_BP＝V_CM+I_ssR1＜V_DD，将该电压信号反馈到M1的体端，可以使M1的体源电压小于零，阈值电压的绝对值略为降低，M1在弱反型区工作时跨导和输出电流增大，实现了对M1参数的实时调制。需要注意的是，V_BP不宜过小，以免M1源体结过度正偏而导致漏电流过大。

当工艺角为ff时，M1阈值电压的绝对值变小，导致M1跨导增大，此时M5的感应输出电流达到最大值，设为I_ff。体电位调制器33将输出电压V_BP＝V_CM+I_ffR1＞V_DD反馈到M1的体端，使M1阈值电压的绝对值提高，跨导和输出电流减小，功耗降低。

实际上，通过调节V_DDH、R1以及M5尺寸等参数，可以保证体电位调制器33在三种工艺角下均输出较为合适的V_BP，使M1在弱反型区工作时增益、带宽和静态功耗较为一致。

NMOS体电位调制模块34是由I/ONMOS管M6和高精密电阻R2组成，其中I/O NMOS管M6与反向器NMOS输入管M2版图匹配对称，宽长比成固定比例(在1∶5至1∶20之间)，且M6的栅源电压与M2在弱反型区稳态时的栅源偏置电压相同(V_GN-GNDL＝V_CM-GND)，类似地，感应NMOS管M6能够“感应”反向器NMOS输入管M2在不同工艺角和温度下的跨导、输出电流等参数的变化特征。M6的漏源感应电流经高精密电阻R2转换为电压信号V_BN，并在M6漏端反馈到反向器输入管M2的体端，用以体电位调制。R2的另一端接GNDH(GND≤GNDH≤V_CM)，R2一般取20K～200KΩ，M6源端和体端均接低电平GNDL，输出电压信号V_BN的范围小于GNDL～GNDH。避免提供过多的电源供给，V_GN和GND可以复用，GNDH和V_CM可以复用，而GNDL可以在GND上用简单的降压电路实现或片外实现，以实现小于GND的M2体电位调制。通过调节GNDL、R2以及M6尺寸等参数，可以保证体电位调制模块34在三种工艺角下均输出较为合适的V_BN，使M2在弱反型区工作时增益、带宽和静态功耗较为一致。需要注意的是，V_BN不宜过大，以免M2体源结过度正偏而导致漏电流过大。

现有技术中的简单型、共源共栅型C类反向器和本发明的增益自举型C类反向器的增益、带宽、相位裕度、线性输出摆幅以及静态功耗等指标在弱反型稳态不同工艺角下的数据对比情况见表1，其中电源电压为1.2V，M1和M3宽长比为180μm/0.35μm，M2和M4的宽长比为60μm/0.35μm，M5和M6宽长比分别取M1和M2的1/8，M7宽长比为30μm/0.13μm，M8宽长比为10μm/0.13μm，反向器的负载电容均取5pF。由表1可知，在引入增益自举模块30和31以后，增益自举型C类反向器的增益可以达到60dB以上，远高于简单型和共源共栅型C类反向器。同时，增益自举型C类反向器的线性输出摆幅与共源共栅型C类反向器近似相等。在引入体电位调制模块33和34以后，增益自举型C类反向器在弱反型状态下的增益、带宽和静态功耗在不同工艺角下较为一致既可以保证增益自举型C类反向器在ss工艺角下有足够的增益和带宽，又能使其在ff工艺角下输出电流和静态功耗不至于过大，而简单型和共源共栅型C类反向器存在较大偏差，尤其是带宽和静态功耗两个指标。另外，由于增益自举模块30、31和体电位调制模块33、34自身功耗很低，增益自举型C类反向器的整体功耗并没有明显增加。

表1：

由于C类反向器的摆率和建立时间等动态指标与反向器在高摆率大电流状态时的输入偏置条件密切相关，而反向器输入偏置电压需要外部提供。因此，讨论C类反向器的动态特性必须结合具体的应用环境，我们将在实施例二中结合伪差分结构开关电容积分器来分析，具体数据见表2。

实施例二：本发明提出的伪差分结构开关电容积分器如附图4所示，它包括两个增益自举型C类反向器40以及现有技术的共模反馈电路41、采样电容C_S、补偿电容C_C、积分电容C_I以及开关。其中两个增益自举型C类反向器40分别位于积分器正向和负向支路，两个反向器差分对称，构成伪差分结构，而两个共模反馈电路41分别在积分器正向和负向支路形成共模反馈。

开关电容积分器在实际工作中分为采样相位和积分相位，采用p1和p2两相不交叠时钟进行控制，如附图5所示，其中积分相位又可分为建立(slewing)相位和保持(settling)相位。在开关电容积分器中，增益自举型C类反向器根据不同工作相位输入端偏置电压的不同能够实现高增益低功耗和高摆率大电流两种不同的工作状态，说明如下：

采样相位p1，输入信号IN被采样到电容C_S上，增益自举型C类反向器的失调电压V_OFF被采样到补偿电容C_C上，增益自举型C类反向器输入端结点X电位仅为反向器的失调电压(设为V_OFF)，接近于共模电平V_CM。由于改进型反向器供电电压V_DD略低于反向器输入管M1和M2阈值电压之和，且M1和M2阈值电压近似相等，而所以输入共模信号使得反向器输入管均处于弱反型区，即可实现增益自举型C类反向器高增益低功耗的稳定状态。

在采样相位，增益自举型C类反向器中增益自举模块30和31带来的高增益有利于提高积分器电荷采样和传输的精度，而体电位调制模块33和34的引入使得反向器的增益、带宽和静态功耗等在不同的工艺角下较为一致，降低了积分器的工作频率和静态功耗对于工艺偏差的敏感度。另外，由于在采样相位反向器输入管M1和M2工作在弱反型区，整个反向器的输出电流量级仅为几十个μA甚至更低，大大降低了系统功耗。需要说明的是，采样相位对反向器的跨导和摆率要求较低，这是增益自举型C类反向器高增益低功耗状态应用的一个必要条件。

在积分相位p2中的建立相位，采样电容C_S的下极板电位突变为共模电平V_CM，由于电容两端的电位差是不会突变的，因此反向器输入端结点X电位被拉至-IN+V_OFF。根据输入信号的极性，反向器中的一个输入管进入强反型区，另一个输入管截止，增益自举型C类反向器进入高摆率大电流状态。与传统积分器一样，反向器较大的输出电流导致采样电容C_S的电荷迅速向积分电容C_I传输。由于积分电容的负反馈作用，改进型反向器输入端结点X电位最终恢复至反向器的失调电压V_OFF(增益自举型C类反向器输入端X电位变化曲线图如附图5所示)，C类反向器重新进入高增益低功耗的稳定状态，积分器实现稳定建立，此时积分器进入积分相位p2中的保持相位。

在积分相位，增益自举型C类反向器中增益自举模块30和31带来的高增益使得积分器中结点Y更接近于理想的“虚短”，有利于采样电容C_S上的电荷在建立相位完全转移到积分电容C_I上，极大地减少积分器的电荷泄露，提高了积分器精度。而体电位调制模块33和34的引入使得反向器在建立过程中的摆率和动态功耗在不同的工艺角下较为一致，从而降低了开关电容积分器建立时间、积分精度和动态功耗等指标对于工艺偏差的敏感度，提高了电路的稳定性和鲁棒性。另外，由于增益自举型C类反向器在建立相位反向器有一个输入管处于截止区，而在保持相位两输入管均工作在弱反型区，整个积分器以最低静态功耗的代价获得了较大摆率的能力。

表2是增益自举型C类反向器和现有技术中的简单型、共源共栅型C类反向器的动态指标以及采用这三种C类反向器的伪差分结构开关电容积分器总体指标的对比情况，其中电源电压为1.2V，C类反向器中M1和M3宽长比为180μm/0.35μm，M2和M4的宽长比为60μm/0.35μm，M5和M6宽长比分别取M1和M2的1/8，M7宽长比为30μm/0.13μm，M8宽长比为10μm/0.13μm，积分器工作频率为5MHz，输入差分信号幅值为0.4V，电容负载为1pF，C_s＝C_C＝4.8pF，C_I＝24pF，C_M＝800fF。需要注意的是，C类反向器的摆率和建立时间与积分器中积分电容和负载电容大小有直接的关系。

由表2可知，增益自举型C类反向器的高增益使积分器的积分精度达到99.9％，且摆率和最大动态电流等指标在不同工艺角下较为一致既保证了改进型反向器在ff工艺角下动态功耗不至于过高，又避免了其在ss工艺角下摆率过小，从而大大降低了开关电容积分器建立时间、积分精度和功耗等指标对于工艺偏差的敏感度。相比之下，采用简单型和共源共栅型C类反向器的开关电容积分器在各指标上均有很大偏差，在ss工艺角下甚至不能完全建立，导致积分器功能丧失。

表2

实施例三：本发明提出的2-1级联Sigma-Delta模数转换器包含了基于增益自举型C类反向器的伪差分结构开关电容积分器。为了说明2-1级联Sigma-Delta模数转换器的具体结构和工作方式，下面从Sigma-Delta模数转换器的一般结构和工作方式说起：

Sigma-Delta模数转换器的结构框图如附图6所示，它包括反混叠滤波器60、采样保持器61、模拟调制器62和数字抽取滤波器63。模拟调制器62用于模数转换过程中的噪声整形，它包括环路滤波器65、前馈ADC(模数转换器)66、反馈DAC(数模转换器)67、加法器64等部分，其中前馈ADC66和反馈DAC67合称为粗量化器68。模拟信号经采样保持器61过采样后依次通过环路滤波器65和前馈ADC66，经过量化输出数字信号。该数字信号依次通过反馈DAC67和加法器64，最终反馈到环路滤波器的输入端，整个模拟调制器形成一个反馈环路。环路滤波器65和粗量化器68构成的反馈最终使得量化输出的局部平均值跟踪输入信号的局部平均值，实现模数转换。其中环路滤波器65包含一个或多个积分器，积分器通过现有技术的单环串联或多路级联方式形成不同传递函数H(z)，用以实现环路滤波。环路滤波器65与粗量化器68结合使用能够实现一阶或更高阶噪声整形和精确的模数转换。根据环路滤波器65中积分器的组成方式，可以将Sigma-Delta模数转换器(或模拟调制器)划分为高阶单环结构和级联结构。

级联Sigma-Delta模数转换器的结构特征在于其中的模拟调制器包含多个积分器，且积分器采用级联的方式。本发明提出的2-1级联模拟调制器的结构框图如图7所示，2-1级联Sigma-Delta模拟调制器包括第一级调制器70、第二级调制器71和现有技术的误差抵消模块72，其中第一级调制器70和第二级调制器71都包含如图4所示的基于增益自举型C类反向器的伪差分结构开关电容积分器(即附图7中的积分器73、74和76)。积分器73和74在同一环路串联后在与积分器76级联，共同用于2-1级联模拟调制器的环路滤波，与图6中的环路滤波器65相对应。b、β和λ为调制器系数，用于实现信号的缩放和噪声整形的优化。在2-1级联模拟调制器中，采用基于增益自举型C类反向器的伪差分结构开关电容积分器能够提高电荷采样和传输的精度，进而提高整个模数转换器的模数转换精度，同时在保证电路的稳定性和鲁棒性的前提下大幅度降低系统功耗。

在高精度Sigma-Delta调制器设计中，模拟电路的噪声是限制精度的主要因素，为了提高信噪比，应该尽量增大输入信号的过载水平。级联调制器能够实现较大的信号输入范围，而不会出现稳定性问题。级联Sigma-Delta模数转换器实现高精度的机理在于误差抵消机制，在2-1级联模拟调制器中，模拟输入X经第一级调制器70产生的量化误差X₂在第二级调制器71被再次调制，而粗量化器75和77的数字输出Y₁和Y₂在数字域通过传递函数78和79进行误差抵消，最终得到数字输出Y。因此，在理想情况下，只有最后一级调制器的量化误差出现在级联调制器的输出中，量化噪声整形的阶数等于级联各级的阶数之和，即实现三阶噪声整形。

然而，误差抵消需要的是积分器传递函数和数字抵消逻辑的精确匹配，而现有技术的C类反向器的有限直流增益恰恰改变了积分器的传递函数，导致积分器的泄露现象，大大影响到误差抵消的有效性。据系统仿真可知，若采用2-1级联结构，在过采样率为128时，要使积分器泄露引起的动态范围损失小于1dB，由C类反向器增益要求在60dB以上。在增益自举型C类反向器中，由增益自举模块带来的高增益恰恰保证了积分器传递函数的理想化和误差抵消的有效性，非常适用于级联Sigma-Delta模数转换器等对模拟元件精度要求比较高的场合。与此同时，系统功耗大幅度降低。

在Sigma-Delta模数转换器中，2-1级联模拟调制器的实现电路图(不包括数字域的误差抵消模块)如图8所示，2-1级联模拟调制器是采用全差分开关电容电路实现的，它包括三个基于增益自举型C类反向器的伪差分结构开关电容积分器电路80、81和82、两个比较器电路83和84(实现一位量化)、两个反馈DAC电路85和86等部分，其中开关包括PMOS开关“

”、NMOS开关“”、CMOS开关“

”和自举NMOS开关“

”等类型，电容包括采样电容C_S、补偿电容C_C、积分电容C_I和共模反馈电容C_M。附图8中的子电路和子路径与附图7是一一对应的，整个电路包括以下部分：

两级调制器电路，第一级调制器是二阶的，由积分器电路80和81、比较器电路83以及反馈DAC电路85组成；第二级调制器是一阶的，由积分器电路82、比较器电路84以及反馈DAC电路85和86组成。

三个伪差分结构开关电容积分器电路80、81和82，三个积分器均采用两个差分对称的增益自举型C类反向器来代替传统的差分运算放大器。其中积分器电路80和81通过单环串联的形式构成第一级调制器中的环路滤波电路，而积分器电路82单独构成第二级调制器的环路滤波电路。两级环路滤波电路通过级联的方式构成2-1级联模数转换器的环路滤波器电路，与图6中的环路滤波器65相对应。通常情况下，积分器中的运算放大器是Sigma-Delta模数转换器中最主要的功耗部分。因此，在本发明中采用基于改进型反向器的伪差分结构开关电容积分器极大地降低了系统功耗，并克服了工艺偏差对于自身的影响，保证了模数转换器的鲁棒性和稳定性。同时，增益自举型C类反向器的高增益使得积分器具有较为理想的传递函数，提高了模数转换器环路滤波的有效性，进而提高模数转换器的模数转换精度。

二个比较器电路83和84，分别在第一级调制器的输出端OUT1+、OUT1-和第二级调制器的输出端OUT2+、OUT2-实现一位量化，比较器电路83和84可视为结构最简单的前馈ADC。

二个反馈DAC电路85和86，采用开关网络实现。例如，当第一级调制器输出为高电平时，反馈信号FB1＝VREF+；当第一级调制器输出低电平，反馈信号FB1＝VREF-。对于1.2V电源电压，一般选择VREF+＝1V，VREF-＝0.2V。因此，连接VREF+的开关采用PMOS开关，连接VREF-的开关采用NMOS开关，实现反馈参考电压的可靠导通。

六个加法器电路，第一级调制器中有四个，第二级调制器有两个。在第一级调制器中，两条反馈路径上的信号FB1+和FB1-和输入信号IN+和IN-通过采样电容C_S1相加，实现两个加法器，而另外两条反馈路径的信号FB1+和FB1-和第一级积分器电路90输出信号OUT1+和OUT1-通过采样电容C_S2、C_S3相加，实现两个加法器。在第二级调制器中，四条反馈路径上的信号FB1+、FB1-、FB2+、FB2-和第二级积分器电路91的输出信号OUT2+和OUT2-通过采样电容C_S4、C_S5和C_S6相加，实现两个加法器。

八条反馈路径，第一级调制器和第二级调制器中各有四条。在第一级调制器中，四条反馈路径均从比较器电路83的正负输出端D0和D0b出发，经过反馈DAC电路85输出FB1+和FB1-分别到第一级积分器电路80正负输入端(采样电容C_S1的下极板)以及第二级积分器电路81正负输入端(采样电容C_S3的下极板)。在第二级调制器中，其中二条反馈路径从比较器电路83的正负输出端D0和D0b出发，经过反馈DAC85输出FB1+和FB1-分别到积分器电路82正负输入端(采样电容C_S6的下极板)；另外二条反馈路径从比较器电路84的正负输出端D1和D1b出发，经过反馈DAC86输出FB2+和FB2-分别到积分器电路82正负输入端(采样电容C_S5的下极板)。

调制器输入端之间的电容C_B1和C_B2将封装管脚和键合线引入到某个差分输入端的干扰耦合到另外一个输入端上，使这种干扰信号成为调制器的共模输入，然后利用全差分电路将其抑制掉。

2-1级联模拟调制器中时钟相位时序图如附图9所示，p1为采样相位，p2为积分相位，p1a和p2a下降沿稍超前于p1和p2，用于抑制与输入信号相关的沟道电荷注入。而比较器的控制时钟p2ab滞后于p2而稍超前于p1，避免信号延迟对于比较精度的影响。

对于积分器电路80，在p1相位，输入信号IN和第一级调制器的反馈信号FB1分别通过自举NMOS开关和CMOS开关采样到采样电容C_S1上；在p2相位，输入信号IN与反馈信号FB1的电压差对应的电荷通过CMOS开关从C_S1传输到C_I1，从而得到第一个积分器80的z域输出为，

$\mathrm{OUT}1\left(z\right)=z^{-1}\·\mathrm{OUT}1\left(z\right)+z^{-1}\·\frac{C_{S1}}{C_{I1}}\mathrm{IN}\left(z\right)-z^{-1/2}\·\frac{C_{S1}}{C_{I1}}\mathrm{FB}1\left(z\right)---\left(4\right)$

由于在p2相位反馈电压不变，即z^-1/2FB1(z)＝z^-1FB1(z)，第一个积分器80的输出可以表示为

$\mathrm{OUT}1\left(z\right)=\frac{C_{S1}}{C_{I1}}\·\frac{z^{-1}}{1-z^{-1}}[\mathrm{IN}\left(z\right)-\mathrm{FB}1\left(z\right)]---\left(5\right)$

对于积分器电路81、82，由于分别受到二阶和三阶噪声整形的作用，对于信号采样线性度的要求降低，所以信号OUT1和OUT2通过CMOS开关采样即可。类似地，我们可以计算得到第二个积分器81的输出为，

$\mathrm{OUT}2\left(z\right)=z^{-1}\·\mathrm{OUT}2\left(z\right)+z^{-1}\·\frac{C_{S2}+C_{S3}}{C_{I2}}\mathrm{OUT}1\left(z\right)-z^{-1}\frac{C_{S3}}{C_{I2}}\mathrm{FB}1\left(z\right)---\left(6\right)$

第三个积分器电路82输出为，

$\mathrm{OUT}3\left(z\right)=z^{-1}\·\mathrm{OUT}3\left(z\right)+z^{-1}\·\frac{C_{S4}+C_{S5}+C_{S6}}{C_{I3}}\mathrm{OUT}2\left(z\right)-z^{-1}\frac{C_{S6}}{C_{I3}}\mathrm{FB}1\left(z\right)-z^{-1}\frac{C_{S5}}{C_{I3}}\mathrm{FB}2\left(z\right)---\left(7\right)$

其中电容比例决定了调制器系数，通过选择合适的电容值可以实现信号的合理缩放和噪声整形的最佳优化。

积分器电路80的参数指标与实施例二基本一致，如表2所示。由于Sigma-Delta调制的噪声整形作用，积分器电路81和82中的增益自举型C类反向器在增益、带宽、摆率和负载电容等方面要求放宽，所以积分器电路81和82的功耗能够进一步降低。通过仿真可知，积分器电路81的功耗大约是80的65％左右，而积分器电路82的功耗大约是80的25％左右。在SMIC0.13μm μm工艺下对2-1级联Sigma-Delta模拟调制器进行瞬态仿真，记录每个采样周期调制器的输出共16384个点，采用Matlab进行误差抵消，并对结果进行频谱分析，得到在最差工艺角和温度情况下2-1级联模拟调制器输出频谱图如附图10所示，电源电压为1.2V，输入信号频率为2.136kHz，幅度相对于满幅输入为-3dBFS(参考电压为0.8V，因此0dBFS对应信号峰峰值为1.6V)，相应的模拟调制器信噪失真比为112.2dB，而功耗仅仅为288.7uW。

2-1级联模拟调制器信噪失真比与输入信号幅度的关系曲线图如附图11所示。在输入信号为-1.8dBFS时，模拟调制器输出得到最大信噪失真比113.3dB。在输入信号达到-1.32dBFS时，调制器过载，因此模拟调制器的动态范围为116.2dB。

Claims (7)

1.一种增益自举型C类反向器，它包括

现有技术的C类反向器(32)，用于实现运算放大功能；

其特征在于：它还包括

增益自举模块(30、31)，分别用于在现有技术的C类反向器(32)的I/O PMOS端和I/O NMOS端形成增益自举结构；

体电位调制模块(33、34)，分别用于反向器PMOS输入管M1和NMOS输入管M2的体电位调制。

2.根据权利要求1所述的增益自举型C类反向器，其特征在于：

增益自举模块(30)是由CORE PMOS管M7和CORE NMOS管M9构成，其中M7的栅极与M3的源极相连，M7的漏极与M3的栅极相连，M9采用的是二极管接法，用作增益自举模块(30)的负载，而M7和M9体端分别接体电位调制模块(33、34)的输出电压VBP和VBN，M7、M9和I/OPMOS管M3共同形成电流电压反馈，形成增益自举结构；

增益自举模块(31)由CORE PMOS管M10和CORE NMOS管M8构成，其中M8的栅极与M4的源极相连，M8的漏极与M4的栅极相连，M10采用的是二极管接法，用作增益自举模块31的负载，而M8和M10的体端分别接体电位调制模块(34、33)的输出电压VBN和VBP，M8、M10和I/ONMOS管M4共同形成电流电压反馈，形成增益自举结构。

3.根据权利要求1所述的增益自举型C类反向器，其特征在于：

体电位调制模块(33)由I/O PMOS管M5和电阻R1组成，其中I/O PMOS管M5与反向器PMOS输入管M1版图匹配对称，宽长比成固定比例，且M5上施加的栅源电压与M1在稳态时的栅源偏置电压相同；M5漏端连接电阻R1，电阻R1在M5漏端将M5漏源电流转换为体电位调制器(33)的输出电压信号VBP，并将VBP反馈到M1体端，用以体电位调制；M5源端电位决定M1体电位调制范围的最大值，体端与源端相连；电阻R1另一端电位决定M1体电位调制范围的最小值；

体电位调制模块(34)由I/O NMOS管M6和电阻R2组成，其中I/O NMOS管M6与反向器NMOS输入管M2版图匹配对称，宽长比成固定比例，且M6上施加的栅源电压与M2在稳态时的栅源偏置电压相同；M6漏端连接电阻R2，电阻R2在M6漏端将M6漏源电流转换为体电位调制器(34)的输出电压信号VBN并反馈到M2体端；M6源端电位决定M2体电位调制范围的最大值，体端与源端相连；电阻R2另一端电位决定M2体电位调制范围的最小值。

4.根据权利要求1所述的增益自举型C类反向器，其特征在于：现有技术的C类反向器(32)采用共源共栅结构。

5.一种伪差分结构开关电容积分器，其特征在于：它包含二个权利要求1至4中任一权利要求所述的增益自举型C类反向器(40)，二个反向器(40)分别位于积分器正向和负向支路，差分对称形成伪差分结构。

6.一种2-1级联Sigma-Delta模数转换器，其特征在于：它包含一个2-1级联模拟调制器，该模拟调制器采用权利要求5所述的伪差分结构开关电容积分器。

7.根据权利要求6所述的2-1级联Sigma-Delta模数转换器，其特征在于：2-1级联模拟调制器包括

现有技术的误差抵消模块(72)，分别与第一级调制器(70)和第二级调制器(71)的输出串联，用于在数字域的误差抵消；

第一级调制器(70)，包含二个权利要求5所述的伪差分结构开关电容积分器(73、74)，该二个积分器单环串联构成2阶单环结构；

第二级调制器(71)，包含一个权利要求5所述的伪差分结构开关电容积分器(76)，构成一阶结构；

第二级调制器(71)与第一级调制器(70)级联，用于调制前级产生的量化误差。

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