CN104699159A - 一种c类反相器的恒定跨导偏置电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种C类反相器的恒定跨导偏置电路，包括基于反相器的开关电容积分器和恒定跨导偏置电路，所述基于反相器的开关电容积分器中OTA和所述恒定跨导偏置电路通过调制信号V_dda连接；其中，所述基于反相器的开关电容积分器包括第一NMOS晶体管和第一PMOS晶体管组成的反相器；所述恒定跨导偏置电路包括：镜像工作点感应器件、互补型恒定跨导偏置电流源、运算放大器和输出负载晶体管。所述互补型恒定跨导偏置电流源可以使偏置的反相器总跨导恒定，不随NMOS晶体管和PMOS晶体管的工艺偏差和温度而变化。因此，反相器的单位增益带宽和建立时间在工艺偏差和温度变化时也保持恒定，提高电路稳定性。

Description

一种C类反相器的恒定跨导偏置电路

技术领域

本发明涉及集成电路技术领域，尤其涉及一种C类反相器的恒定跨导偏置电路。

背景技术

随着集成电路的发展，晶体管特征尺寸越来越小，电源电压降低，芯片集成度增加和工作频率提高，单位芯片面积上的功耗越来越高，随着移动便携式设备市场的增长，对集成电路低功耗要求提高，这对低压低功耗设计提出了要求。然而，随着电源电压的降低，晶体管阈值电压并未按等比例减小，输入信号摆幅的减小，特别是针对模拟电路中的运算跨导放大器(Operational Transconductance Amplifier，OTA)设计提出了挑战。

针对低压低功耗设计，Youngcheol Chae提出了一种新型基于反相器的开关电容积分器，其中，用C类反相器取代传统的运算跨导放大器，达到低压低功耗的要求。一个简单型反相器只有一个电流支路，具有大的输出摆幅，输入NMOS晶体管和PMOS晶体管对跨导都有贡献，相比于传统OTA，反相器的能量效率是其两倍。C类反相器工作在两个时钟相位，时，两个晶体管都工作在弱反型区，消耗很低的静态功耗，并且提供较高增益；开始时，一个晶体管截止，另一个晶体管工作在强反型区，其中一个晶体管截止，电源到地没有直接通路，使电路功耗极低，另一个晶体管工作于强反型区，可以提供大的跨导和电流，提供大的摆率；电荷转移完成后，稳定状态时，两个晶体管又工作在弱反型区，消耗很低的静态功耗。

然而，一个简单的反相器只能提供很低的电源抑制比(PSRR)，由于温度 引起阈值电压变化，反相器单位增益带宽将强烈依赖于温度，由于它工作在亚阈值区，当晶体管处于慢工艺角时，晶体管的跨导和电流将减小，反相器的带宽和摆率将严重下降，引起性能的损失。反相器的静态电流和带宽严重依赖于工艺、电源电压、温度，电路稳定性下降。

发明内容

基于以上C类反相器存在的问题，本发明提供一种C类反相器的恒定跨导偏置电路，它可以精确调整放大器的工作点，使放大器工作点稳定，提高电源抑制比；互补型恒定跨导电流源的偏置可以使反相器的单位增益带宽和工作点保持恒定，不受温度和工艺偏差的影响。

本发明提供的C类反相器的恒定跨导偏置电路包括：包括基于反相器的开关电容积分器和恒定跨导偏置电路，所述基于反相器的开关电容积分器中OTA和所述恒定跨导偏置电路通过调制信号V_dda连接；其中，

所述基于反相器的开关电容积分器包括第一NMOS晶体管MN11和第一PMOS晶体管MP11组成的反相器；

所述恒定跨导偏置电路包括：镜像工作点感应器件、互补型恒定跨导偏置电流源、运算放大器和输出负载晶体管。

进一步的，所述镜像工作点感应器件包括第二NMOS晶体管MN12和第二PMOS晶体管MP12连接组成的反相器，用于镜像所述开关电容积分器中OTA的工作点，产生反馈信号V_fb；第二NMOS晶体管MN12的栅极和漏极和第二PMOS晶体管MP12的栅极和漏极相连，第二NMOS晶体管MN12的源极接地，第二PMOS晶体管MP12的源极连接调制信号V_dda。

进一步的，所述互补型恒定跨导电流源包括互补型恒定跨导偏置电流源I_btas和第三NMOS晶体管MN13；第三NMOS晶体管MN13的源极接地，互补型恒 定跨导偏置电流源I_btas与第三NMOS晶体管MN13的栅极和漏极相连，产生参考信号V_ref，并且连接到运算放大器AMP10的负端，运算放大器AMP10的负端V_ref和正端V_fb比较的输出端连接到第三PMOS晶体管MPload的栅极，第三PMOS晶体管MPload的源极连接到外部供电电压V_dd，第三PMOS晶体管MPload的漏极连接到第二PMOS晶体管MP12的源极，并产生调制信号V_dda。

其中，第二NMOS晶体管MN12和第二PMOS晶体管MP12的尺寸基于反相器OTA的等比例缩小，通过合适的版图匹配设计，通过它来精确感应基于反相器的OTA的工作点，来产生反馈信号，通过这样的方式避免了使用大电阻，从而节省芯片面积。反馈信号V_fb和恒定跨导电流偏置产生的参考电压V_ref作比较，调制反相器的电源电压，反相器电源电压等于第二NMOS晶体管MN12和第二PMOS晶体管MP12的栅源电压之和，即V_dda＝V_GSN+|V_GSP|，使反相器OTA晶体管稳定工作在弱反型区，通过合适的时钟相位控制，具有高增益、高摆率、高跨导效率、低功耗等特点。通过负反馈环路精确调节放大器的电源电压，避免了使用额外调节通路所需的额外电容和信号干扰，使放大器工作点稳定，不受温度和工艺偏差的影响，并且可以提高电源抑制比。

所述互补型恒定跨导偏置电流源可以使偏置的反相器总跨导恒定，不随NMOS晶体管和PMOS晶体管的工艺偏差和温度而变化。采用互补型恒定跨导电流源提供偏置，反相器的跨导保持恒定，不依赖于温度和工艺，因此，反相器的单位增益带宽和建立时间在工艺偏差时也保持恒定，提高电路稳定性。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下， 还可以根据这些附图获得其它的附图。

图1为本发明实施例提供的C类反相器的恒定跨导偏置电路的结构图；

图2为传统恒定跨导偏置电路结构图；

图3为本发明的互补型恒定跨导电流源电路结构图；

图4为互补型恒定跨导电流源偏置下的反相器跨导随工艺偏差的关系图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

图1示出了本发明实施例C类反相器的恒定跨导偏置电路的结构。如图1所示，所述C类反相器的恒定跨导偏置电路包括基于反相器的开关电容积分器和恒定跨导偏置电路；所述基于反相器的开关电容积分器中OTA和所述恒定跨导偏置电路通过调制信号V_dda连接；

其中，所述基于反相器的开关电容积分器包括一个由第一NMOS晶体管MN11和第一PMOS晶体管MP11组成的反相器、采样电容C_S、积分电容C_I、补偿电容C_C、两相不交叠时钟控制开关、输入节点V_in和输出节点V_Q；

其中，所述恒定跨导偏置电路包括镜像工作点感应器件、互补型恒定跨导电流源、运算放大器AMP10和第三PMOS晶体管(即：输出负载晶体管)MPload；

所述互补型恒定跨导电流源包括互补型恒定跨导偏置电流源I_btas和第三NMOS晶体管MN13，产生参考信号V_ref；

所述镜像工作点感应器件包括第二NMOS晶体管MN12和第二PMOS晶体管MP12连接组成的反相器，用于镜像所述开关电容积分器中OTA的工作点， 产生反馈信号V_fb；

参考信号V_ref与运算放大器AMP10的负端相连，反馈信号V_fb与运算放大器AMP10的正端相连，运算放大器AMP10的输出端连接到输出负载晶体管MPload的栅极，通过它们组成的负反馈环路来调制OTA的电源电压V_dda，使OTA工作点稳定，并且由互补型恒定跨导电流源偏置产生的参考信号V_ref不受温度和工艺偏差的影响，使OTA的带宽和建立时间保持恒定，不受温度和工艺偏差的影响，提高电路的稳定性。

所述镜像工作点感应器件的第二NMOS晶体管MN12和第二PMOS晶体管MP12的栅极和漏极相连，第二NMOS晶体管MN12的源极接地，第二PMOS晶体管MP12的源极连接调制信号V_dda；通过第二NMOS晶体管MN12和第二PMOS晶体管MP12感应OTA的工作点，并且通过二级管连接的方式产生反馈信号V_fb，它们的尺寸可以按照反相器OTA的等比例缩小，通过合适的版图匹配设计，通过它来精确感应基于反相器的OTA的工作点，来产生反馈信号，这样避免使用大电阻，从而节省芯片面积。

第三NMOS晶体管MN13的源极接地，互补型恒定跨导偏置电流源I_btas与第三NMOS晶体管MN13的栅极和漏极相连，产生参考信号V_ref，并且连接到运算放大器AMP10的负端，运算放大器AMP10的负端V_ref和正端V_fb比较的输出端连接到第三PMOS晶体管MPload的栅极，第三PMOS晶体管MPload的源极连接到外部供电电压V_dd，第三PMOS晶体管MPload的漏极连接到第二PMOS晶体管MP12的源极，并产生调制信号V_dda，与所述开关电容积分器相连，控制OTA的电源电压，使OTA工作点稳定，使OTA的带宽和建立时间保持恒定，不受温度和工艺偏差的影响。

图2示出的是传统恒定跨导偏置电路结构图。如图2所示，第四PMOS晶 体管MP21、第五PMOS晶体管MP22和第六PMOS晶体管MP23组成电流镜结构，使电流I₂₁、I₂₂、I_btas相等，第四NMOS晶体管MN21的尺寸为第五NMOS晶体管MN22的N倍，第四NMOS晶体管MN21的栅极连接到第五NMOS晶体管MN22的漏极，第五NMOS晶体管MN22的漏极通过一个电阻R20连接到它的栅极，第四NMOS晶体管MN21和第五NMOS晶体管MN22的源极接地。第四NMOS晶体管MN21的尺寸为W/L，第五NMOS晶体管MN22的尺寸为N×W/L，NMOS晶体管的阈值电压为V_TH，工艺参数其中，u_n为电子迁移率，C_ox为单位面积栅氧化层电容，由于电流镜要求I_btas＝I₂₁＝I₂₂，我们可以得到V_GSN22＝V_GSN21+I_bias·R₂₀，其中，V_GSN22为第五NMOS晶体管MN22的栅源电压，V_GSN21为第四NMOS晶体管MN21的栅源电压，

即：

$\sqrt{\frac{{2I}_{\mathrm{bias}}}{K_n}}+V_{\mathrm{TH}}=\sqrt{\frac{{2I}_{\mathrm{bias}}}{K_n\·N}}+V_{\mathrm{TH}}+I_{\mathrm{bias}}\·R_{20}---\left(1\right)$

进而可以得到：

$I_{\mathrm{bias}}=\frac{2}{K_n}\·\frac{1}{{R_{20}}^2}\·{(1-\frac{1}{\sqrt{N}})}^2---\left(2\right)$

根据 $g_{m,N23}=\sqrt{{2K}_n\·I_{\mathrm{bias}}}$ 可以得到：

$g_{m,N23}=\frac{2}{R_{20}}(1-\frac{1}{\sqrt{N}})---\left(3\right)$

其中，g_m，N23表示第六NMOS晶体管MN23的跨导。

从上面公式知道，NMOS晶体管得出的跨导只与片外电阻有关，可以得到恒定的跨导，不随着温度和工艺的变化而改变。

但是本偏置的反相器中NMOS晶体管和PMOS晶体管同时贡献跨导，总跨 导为：

$g_{m,\mathrm{TOT}}=g_{\mathrm{mN}}+g_{\mathrm{mP}}=\frac{2}{R_{20}}\·(1-\frac{1}{\sqrt{N}})\·(1+\sqrt{\frac{K_p}{K_n}})---\left(4\right)$

总跨导正比于K_n和K_p的比值，也会受到NMOS晶体管和PMOS晶体管不匹配和温度的影响。

本发明提出一种互补型恒定跨导电流源电路，可以使偏置的反相器总跨导恒定，不随NMOS和PMOS的工艺偏差和温度而变化。

图3示出的是本发明的互补型恒定跨导电流源电路结构图。如图3所示，MN35和MP35组成反相器OTA，第八NMOS晶体管MN32的栅极和漏极之间连接第二参考电阻R32，第七NMOS晶体管MN31的栅极与第八NMOS晶体管MN32的漏极相连，第七PMOS晶体管MP31的栅极和漏极之间连接第一参考电阻R31，第八PMOS晶体管MP32的栅极与第七PMOS晶体管MP31的漏极相连；第九NMOS晶体管MN33的栅极和第七NMOS晶体管MN31的栅极相连，组成电流镜结构，I_aa＝I_a1，第十NMOS晶体管MN34的栅极和第八NMOS晶体管MN32的栅极相连，组成电流镜结构，I_a4＝I_a2，第九PMOS晶体管MP33的栅极和漏极相连且与第十PMOS晶体管MP34的栅极相连，组成电流镜结构，第九PMOS晶体管MP33的栅极和漏极与第九NMOS晶体管MN33的漏极和第十NMOS晶体管MN34的漏极相连。

第八NMOS晶体管MN32、第八PMOS晶体管MP32、第十NMOS晶体管MN34和第十PMOS晶体管MP34的尺寸为W/L，第七NMOS晶体管MN31、第七PMOS晶体管MP31和第九NMOS晶体管MN33的尺寸为N×W/L，第九PMOS晶体管MP33的尺寸为2×W/L，令R_a0＝R_a1＝R_a2。

由公式(1)可以得出第二参考电流式子，V_GSNa2-V_GSNa1＝I_a2·R_a0

$\sqrt{\frac{{2I}_{32}}{K_n}}-\sqrt{\frac{{2I}_{31}}{K_n\·N}}=I_{32}\·R_{30}---\left(5\right)$

其中，V_GSNa2表示第八NMOS晶体管MN32的栅源电压，V_GSNa1表示第七NMOS晶体管MN31的栅源电压。

同理，得出第一参考电流式子，|V_GSP31|-|V_GSP32|＝I₃₁·R₃₀，

$\sqrt{\frac{{2I}_{31}}{K_p}}-\sqrt{\frac{{2I}_{32}}{K_p\·N}}=I_{31}\·R_{30}---\left(6\right)$

其中，V_GSPa1表示第七PMOS晶体管MP31的栅源电压，V_GSPa2表示第八PMOS晶体管MP32的栅源电压。

电流镜结构保证I_a1＝I_a2，一阶近似可以得到偏置电流和反相器总跨导分别为：

$I_{\mathrm{bias}}=\frac{2}{\sqrt{K_n{K}_p}}\·\frac{1}{{R_{30}}^2}\·{(1-\frac{1}{\sqrt{N}})}^2---\left(7\right)$

$g_{m,\mathrm{TOT}}=g_{\mathrm{mN}}+g_{\mathrm{mP}}=\frac{2}{R_{30}}\·(1-\frac{1}{\sqrt{N}})\·(\sqrt[4]{\frac{K_n}{K_p}}+\sqrt[4]{\frac{K_p}{K_n}})---\left(8\right)$

图4示出的是互补型恒定跨导电流源偏置下的反相器跨导随工艺偏差的关系图。41、42分别为反相器中NMOS晶体管跨导g_mN和PMOS晶体管跨导g_mP随工艺偏差的曲线，43为反相器总跨导(g_mTOT＝g_mN+g_mP)随工艺偏差的曲线，虽然g_mN，g_mP会受工艺偏差的影响，但是反相器总跨导对于工艺的灵敏度迅速降低，即使在K_n、K_p相差20％的情况下也能保持恒定。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims (6)

1.一种C类反相器的恒定跨导偏置电路，其特征在于，包括基于反相器的开关电容积分器和恒定跨导偏置电路，所述基于反相器的开关电容积分器中OTA和所述恒定跨导偏置电路通过调制信号V_dda连接；其中，

所述基于反相器的开关电容积分器包括第一NMOS晶体管MN11和第一PMOS晶体管MP11组成的反相器；

所述恒定跨导偏置电路包括：镜像工作点感应器件、互补型恒定跨导偏置电流源、运算放大器和输出负载晶体管。

2.根据权利要求1所述的C类反相器的恒定跨导偏置电路，其特征在于，所述镜像工作点感应器件包括第二NMOS晶体管MN12和第二PMOS晶体管MP12连接组成的反相器，用于镜像所述开关电容积分器中OTA的工作点，产生反馈信号V_fb；第二NMOS晶体管MN12的栅极和漏极和第二PMOS晶体管MP12的栅极和漏极相连，第二NMOS晶体管MN12的源极接地，第二PMOS晶体管MP12的源极连接调制信号V_dda。

3.根据权利要求2所述的C类反相器的恒定跨导偏置电路，其特征在于，第二NMOS晶体管MN12和第二PMOS晶体管MP12的尺寸基于反相器OTA的等比例缩小。

4.根据权利要求2所述的C类反相器的恒定跨导偏置电路，其特征在于，所述互补型恒定跨导电流源包括互补型恒定跨导偏置电流源I_blas和第三NMOS晶体管MN13；第三NMOS晶体管MN13的源极接地，互补型恒定跨导偏置电流源I_blas与第三NMOS晶体管MN13的栅极和漏极相连，产生参考信号V_ref，并且连接到运算放大器AMP10的负端，运算放大器AMP10的负端V_ref和正端V_fb比较的输出端连接到第三PMOS晶体管MPload的栅极，第三PMOS晶体管MPload的源极连接到外部供电电压V_dd，第三PMOS晶体管MPload的漏极连接到第二PMOS晶体管MP12的源极，并产生调制信号V_dda。

5.根据权利要求1所述的C类反相器的恒定跨导偏置电路，其特征在于，所述基于反相器的开关电容积分器还包括采样电容C_S、积分电容C_I、补偿电容C_C、两相不交叠时钟控制开关、输入节点V_tm和输出节点V_o。

6.根据权利要求1所述的C类反相器的恒定跨导偏置电路，其特征在于，所述的互补型恒定跨导电流源中，第八NMOS晶体管MN32的栅极和漏极之间连接第二参考电阻R32，第七NMOS晶体管MN31的栅极与第八NMOS晶体管MN32的漏极相连，第七PMOS晶体管MP31的栅极和漏极之间连接第一参考电阻R31，第八PMOS晶体管MP32的栅极与第七PMOS晶体管MP31的漏极相连；第九NMOS晶体管MN33的栅极和第七NMOS晶体管MN31的栅极相连，组成电流镜结构；第十NMOS晶体管MN34的栅极和第八NMOS晶体管MN32的栅极相连，组成电流镜结构；第九PMOS晶体管MP33的栅极和漏极相连且与第十PMOS晶体管MP34的栅极相连，组成电流镜结构；第九PMOS晶体管MP33的栅极和漏极与第九NMOS晶体管MN33的漏极和第十NMOS晶体管MN34的漏极相连；采用所述互补型恒定跨导电流源提供偏置，产生参考电压。