CN101662260A - 半导体集成电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种降低了芯片占有面积、且降低了控制振荡器(DCO)的控制增益的偏差的半导体集成电路。半导体集成电路具备数字控制振荡器(DCO)，DCO包括振荡元件(NM1、NM2)和谐振电路(20)。谐振电路(20)包括电感(L11、L12)、频率粗调用可变电容阵列(CCT11)、频率微调用可变电容阵列(CFT11)。粗调用可变电容阵列(CCT11)包括多个粗调电容单位单元(CCT<0>、CCT<1>...)，微调用可变电容阵列(CFT11)包括多个微调电容单位单元(CFT<0>、CFT<1>...)。粗调用可变电容阵列(CCT11)的多个粗调电容单位单元的电容值是按照二进制权重(2M－1)设定的，微调用可变电容阵列(CFT11)的上述多个微调电容单位单元的电容值是按照二进制权重(2N－1)设定的。

Description

半导体集成电路
技术领域
本发明涉及具备数字控制振荡器(DCO)的半导体集成电路，特别涉及对降低数字控制振荡器(DCO)的控制增益KDCO的偏差有益的技术。
背景技术
在无线通信装置、存储装置等信息设备中，能够可变地控制振荡频率的振荡器是必需的电路。随着信息设备的发展，要求通信用半导体集成电路(IC)的小型化，特别在移动电话、无线LAN(Local AreaNetwork，局域网)等中使用的无线通信用IC中，在IC芯片中对处理射频(RF：Radio Frequency)信号的RF电路和处理基带(BB：Base Band)信号的BB电路进行单片集成的技术的必要性变高。
根据高集成的RF电路的要求，下述非专利文献1记载了使用数字控制振荡器(DCO：Digitally Controlled Oscillator)的全数字PLL(AD-PLL：All Digital PLL)。与作为RF振荡器的交叉连接晶体管的LC谐振电路(tank circuit)使用了被供给模拟调谐电压的变容二极管(varactor)的压控振荡器(VCO：Voltage Controlled Oscillator)相比较，期待采用使用了被供给数字调谐控制信号的变容二极管阵列的数字控制振荡器(DCO)的全数字PLL(AD-PLL)具有低相位噪声。
在下述非专利文献2中，与下述非专利文献1同样地记载了在数字PLL中使用的数字控制振荡器(DCO)。数字控制振荡器(DCO)的频率调谐是通过使用基于LC谐振的振荡器的量化电容的二进制权重(binary weight)的PTV组(bank)、二进制权重的取得组(bank)、单元(unit)权重的跟踪组(bank)来实现的。PTV组是在吸收CMOS工艺的工艺/电压/温度(PTV)的变动因素的校准(calibration)模式下使用的，取得组用于信道选择，跟踪组在实际的发送与接收之间使用。另外，跟踪组包括整数部分和小数部分，小数部分用于高速抖动调谐(dithering)以提高频率分辨率。另外，二进制权重的PTV组的最小频率偏移带宽ΔfLSB被设为2316kHz，二进制权重的取得组的最小频率偏移带宽ΔfLSB被设为461kHz，单位权重的整数部分的跟踪组和单位权重的小数部分的跟踪组分别被设为23kHz。
在下述非专利文献2中，记载了用于改善由IC的制造工艺所造成的单位权重的跟踪组的各电容的误差而引起的数字信号对频率变换的线性特性的动态元件匹配(dynamic element matching)(DEM)方法。在跟踪组中，电容的使用/不使用是通过开关矩阵的开关的导通/关断来决定的。根据动态元件匹配(DEM)方法，针对同一数字输入信号的跟踪组的矩阵开关的导通开关的总数不变，但导通开关的位置在各时钟周期内巡回。
进而，在下述非专利文献1和下述非专利文献2中，还记载了如下内容：将跟踪最低比特提供给∑Δ调制器的输入并通过∑Δ调制器输出来控制数字控制振荡器(DCO)，从而使混叠单频信号(spurioustone)扩散到∑Δ调制器的二次和三次谐波中来降低相位噪声。
另外，在下述非专利文献1中，记载了如下布图技术：为了提高逐次近似模拟/数字转换器中使用的电容器阵列的匹配，使第一分段(section)和第二分段在几何学上的配置的对角线上位于距几何学上的配置的中心点相互大致相同的距离。
非专利文献1：Robert Bogdan Staszewski et al，“All-Digital TXFrequency Synthesizer and Discrete-Time Receiver for BluetoothRadio in 130-nm CMOS”，IEEE Journal of SOLID-STATECIRCUITS，VOL.39，NO.12，DECEMBER 2004，PP.2278～2291.
非专利文献2：Robert Bogdan Staszewski et al，“DigitallyControled Oscillator(DCO)-Based Architecture for RF FrequencySynthesis in a Deep-Submicrometer CMOS Process”，IEEETRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYETEMS-II：ANALOGAND DIGITAL SIGNAL PROCESSING，VOL.50，NO.11，NOVEMBER 2003，PP.815～828.
专利文献1：日本特表2002-517095公报
本发明的发明人在本发明之前从事了可以搭载于与GSM(Global System for Mobile communication，全球移动通信系统)和WCDMA(Wideband Code Division Multiple Access，宽带码分多址接入)的多模式(multi mode)对应的移动电话和5GHz无线LAN中的RFIC的研究/开发。随着CMOS微细化工艺的进步，将RF电路和BB电路集成化为单芯片的SoC(System on Chip，片上系统)IC的开发受到了关注，采用数字控制振荡器(DCO)的全数字PLL(AD-PLL)也受到了关注。
另一方面，在RF收发机的发送和接收的所有情况中都需要本地振荡器(LO：Local Oscillator)，使用本地振荡器以将RF频率下变频成IF频率或基带频率；另一方面，将IF频率或基带频率上变频成RF频率。本地振荡器必需调谐在RF希望频带中；另一方面，频率分辨率必需至少等于信道间距(spacing)。
无线通信用的本地振荡器根据发送电路以及接收电路的调制解调器的结构，其使用方法不同。例如，在移动电话用的RFIC的接收电路中，采用IF频率为零频率的直接下变频方式、IF频率是几MHz程度的低IF方式、外差方式。这些方式的本地振荡器被构成为用于生成本地信号的频率合成器(synthesizer)的一部分。另外，在移动电话用的RFIC的发送电路中，采用外差方式或直接上变频方式，这些方式中的本地振荡器有时也被构成为用于生成本地信号的频率合成器的调制器。
另外，在RF收发机的发送与接收中使用的本地振荡器(LO)中，需要在规定的调整范围内对本地信号(LO)的频率进行微调的功能。如上述非专利文献2所述，本地信号(LO)的频率调整包括用于信道选择的取得组的频率调整、和发送与接收的跟踪组的频率调整；在取得组中，由于最小频率偏移带宽大，所以取得组为频率粗调(Coarse Tuning)，另一方面，在发送与接收的跟踪组中，由于最小频率偏移带宽小，所以跟踪组为频率细调(Fine Tuning)。
例如，发送和接收的跟踪本身所使用的频率细调的范围在-30度至+120度的温度范围内约为1％。相对于此，信道选择中使用的取得本身的频率粗调的范围根据无线通信的方式、规格而不同。另一方面，在实际的发送与接收中，进行基于取得的频率粗调和基于跟踪的频率细调，所以频率细调的范围还包括频率粗调的范围。
例如，在使用约0.8GHz的较低的RF频带的GSM方式的移动电话中，需要用于取得的几百kHz的频率细调的范围，相对于此，在使用约2GHz的较高的RF频率频带的WCDMA方式的移动电话中，需要用于取得的几十MHz的频率粗调的范围。
即，在如WCDMA方式的移动电话那样用于信道选择的取得所用的频率细调的范围大到几MHz以上的情况下，数字信号对频率变换的线性特性劣化。如上述非专利文献2所述，数字信号对频率变换的线性特性的劣化起因于依赖于IC的制造工艺的单位权重的跟踪组的各电容的误差。因此，如上述非专利文献2所述，通过采用动态元件匹配(DEM)方法，来改善起因于单位权重的跟踪组的各电容的误差的数字信号对频率变换的线性特性。但是，在该DEM方法中，需要单独地控制构成跟踪组的各可变电容。因此，在包含2000个、4000个等大量可变电容的跟踪组中应用DEM方法时，不仅需要2000个、4000个控制线，而且还单独地需要用于控制各个电容的控制逻辑电路，所以本发明的发明人提出了芯片占有面积变大这样的问题。
另外，根据本发明的发明人的研究，数字信号对频率变换的线性特性的劣化起因于响应于数字信号而使跟踪组的电容值变化时的寄生电感的变化所引起的数字控制振荡器(DCO)的控制增益(KDCO(Hz/bit))的变动。以下，对其机理进行说明。
图36是本发明的发明人根据本发明之前的上述非专利文献1的记载所研究的压控振荡器(VCO)的结构。即，在图36的压控振荡器(VCO)中，作为交叉连接的晶体管NM1、NM2的LC谐振电路，与电感L1、L2并联地，使用被供给了模拟调谐控制电压VCNT的变容二极管CFA1、CFA2作为频率微调用的跟踪组的电容。
图38是图36所示的压控振荡器(VCO)的频率控制特性。如图38所示，通过改变模拟调谐控制电压VCNT，可以连续地改变振荡频率。另外，为了扩大频率微调的控制范围，可以使用电容值变化量大的变容二极管CFA1、CFA2、或者增大模拟调谐控制电压VCNT的变化幅度。但是，在图36所示的压控振荡器(VCO)中，振荡频率和振荡相位根据模拟调谐控制电压VCNT的噪声而变动，所以如上述非专利文献1的记载那样在相位噪声特性方面存在问题。
图37是本发明的发明人根据本发明之前的非专利文献1的记载所研究的数字控制振荡器(DCO)的结构。在图37的数字控制振荡器(DCO)中，作为交叉连接的晶体管NM1、NM2的LC谐振电路，与电感L1、L2并联地，使用被供给了数字调谐控制信号的变容二极管阵列作为频率细调用的跟踪组的电容。
图39是图37所示的数字控制振荡器(DCO)的频率控制特性。如图37所示，通过基于数字调谐控制信号的对跟踪组的变容二极管阵列的矩阵开关的导通/关断控制，可以如图39的实线所示，使振荡频率呈阶梯状地改变。另外，为了扩大频率微调的控制范围，需要使用电容值的变化量大的变容二极管阵列、或者扩大数字调谐控制信号的比特数。在后者的方法中，已知会造成跟踪组的变容二极管阵列的电容数的增加，因此会发生跟踪组的变容二极管阵列的芯片占有面积增大的问题。发明人对前者的方法进行了研究，并提出了以下问题。
即，在使用电容值的变化量大的变容二极管阵列时，由一个可变电容的大的电容变化而引起的振荡频率的变化量、即数字控制振荡器(DCO)的控制增益KDCO的变动过大。即，通过发明人的研究可知，图39所示的数字振荡控制器(DCO)的频率控制特性的图39的台阶量的频率变化量变大，所以不仅振荡频率的分辨率低，而且会发生由量化噪声引起的相位噪声的劣化量变大这样的问题。
图40是本发明之前本发明的发明人所研究的采用数字控制振荡器(DCO)的全数字PLL(AD-PLL)的相位噪声特性的仿真结果。另外，数字控制振荡器(DCO)的振荡频率被设定成2GHz，另一方面，AD-PLL的环路频带被设定成80kHz。
从图40可知，随着数字控制振荡器(DCO)的控制增益KDCO的增大，由量化噪声引起的相位噪声的劣化变大。如上述非专利文献1和上述非专利文献2所述，为了降低该相位噪声劣化，有采用∑Δ调制器的方法。但是，由于采用∑Δ调制器，全数字PLL(AD-PLL)的设计变得复杂，而且还会发生芯片占有面积、功耗增大的问题。
相反地，在采用使控制增益KDCO减小到相位噪声或量化噪声不会成为问题的程度，而增大数字调谐控制信号的比特数的方法的情况下，根据本发明人的研究，控制增益KDCO的偏差会成为问题。即，由于将控制增益KDCO设得过小，所以控制增益KDCO的值本身产生偏差，而成为图39的虚线所示的频率控制特性。因此，由于振荡频率控制特性的不连续性，会发生全数字PLL(AD-PLL)的输出信号中产生的基准时钟信号频率的杂波(spurious)增大，另一方面相位误差增大这样的问题。控制增益KDCO的偏差的第一个原因在于，构成可变电容阵列的可变电容的相对偏差。在可变电容中，考虑MOS变容二极管的可变电容、使用了MIM电容等固定电容和开关的结构、作为可变电容的pn结电容等。在任何情况下，构成电容阵列的各可变电容的电容值变化量都会因MOS晶体管等的相对偏差而出现偏差，所以成为控制增益KDCO出现偏差的原因。
另外，根据本发明人的研究可知，控制增益KDCO的偏差的第二个原因在于，可变电容的布线的寄生电感。
图41是作为图37的数字控制振荡器(DCO)的跟踪组，在本发明之前由本发明者人所研究的变容二极管阵列的结构。图41所示的变容二极管阵列是用于发送和接收的最小频率偏移带宽小的跟踪组，在纵向和横向上分别排列了八个单位权重(均等加权)的电容。在该跟踪组中，电容的使用/不使用是根据开关矩阵的开关的导通/关断来决定的。
在基于数字调谐控制信号的切换前的状态下，跟踪组所使用的一个电容为位于距RF信号输入节点最短的A点的电容Cnear。在距RF信号输入节点最短的A点处的寄生电感的影响可以忽视略，所以可以如下式计算A点处的输入阻抗ZA(near)。
【式1】
Z A ( near ) = 1 j&omega;C
另一方面，在基于数字调谐控制信号的切换后的状态下，跟踪组中使用的一个电容从位于距RF信号输入节点最短的A点的电容Cnear切换成位于距RF信号输入节点最长的点的电容Cfar。由于在距RF信号输入节点最长的点处必需考虑寄生电感L的影响，所以A点处的输入阻抗ZA(far)是电容C与寄生电感L的串联，所以可以通过下式计算。
【式2】
Z A ( far ) = 1 - &omega; 2 LC j&omega;C
因此，由布线引起的寄生电感L越大，通过式(1)和式(2)分别计算的输入阻抗ZA之差越大，关于频率变化的依赖性也变大。由于这样的机理，认为当根据数字调谐控制信号的变化，跟踪组所使用的电容的位置方式变化时，数字控制振荡器(DCO)的控制增益KDCO的值发生偏差。
图42也是作为图37的数字控制振荡器(DCO)的跟踪组的、在本发明之前由本发明人研究的通过RF差动输入信号驱动的变容二极管阵列的结构。图42与图41的区别点在于，跟踪组的各电容是通过提供给差动输入端子B、C的RF差动输入信号而驱动的。与图41同样地，图42所示的变容二极管阵列也是用于发送与接收的最小频率偏移带宽小的跟踪组，在纵向和横向上分别排列了八个单位权重(均等加权)的电容。在该跟踪组中，电容的使用/不使用是根据开关矩阵的开关的导通/关断来决定的。在图42的变容二极管阵列的各电容上，连接了一个输入端子B的布线的寄生电感L和另一个输入端子C的布线的寄生电感L。
图43是用于研究在图42所示的变容二极管阵列中所使用的电容的位置因数字调谐控制信号的变化而变化所引起的阻抗的变化的简化的等价电路。
在图43的等价电路中，可以通过下式计算使用了所有三个电容C1、C2、C3时，差动输入端子B、C的输入阻抗。
【式3】
Z BC 123 = i&omega;L + 1 2 j&omega;C - 1 4 j&omega;C ( 1 - &omega; 2 LC )
接下来，可以通过下式计算在图43的等价电路中，三个电容C1、C2、C3的中央的电容C2被设为不使用而使用了左右的电容C1、C3时的差动输入端子B、C的输入阻抗。
【式4】
Z BC 13 = 1 + &omega; 2 LC 2 j&omega;C
接下来，可以通过下式计算在图43的等价电路中，三个电容C1、C2、C3的中央的电容C2与右侧的电容C3被设为不使用而仅使用了左侧的电容C1时的差动输入端子B、C的输入阻抗。
【式5】
Z BC 2 = 1 - 2 &omega; 2 LC 2 j&omega;C
因此，由布线引起的寄生电感L越大，利用式(3)、式(4)和式(5)分别计算的输入阻抗之差越大，对于频率变化的依赖性也变大。由于这样的机理，当跟踪组中使用的电容的位置根据数字调谐控制信号的变化而变化时，数字控制振荡器(DCO)的控制增益KDCO的值出现偏差。
为了降低数字控制振荡器(DCO)的控制增益KDCO的这种偏差，可以如上所述采用动态元件匹配(DEM)方法。但是，在DEM方法中，需单独地控制构成跟踪组的各可变电容。因此，在包括2000个、4000个等大量可变电容的跟踪组中应用DEM方法时，不仅需要2000个、4000个控制线，而且单独地需要控制各个电容的控制逻辑电路，所以本发明人提出了芯片占有面积变大这样的问题。
发明内容
本发明是根据上述的本发明人在本发明之前得到的研究结果而完成的。
本发明的目的在于提供一种能够减小芯片占有面积、并可以降低数字控制振荡器(DCO)的控制增益KDCO的偏差的半导体集成电路。
本发明的上述以及其他目的以及新的特征根据本说明书的记述以及附图将更加明确。
本申请公开的发明中的代表性的发明简单说明如下。
即，本发明的代表性的半导体集成电路具备数字控制振荡器(DCO)。
上述数字控制振荡器包括振荡晶体管(NM1、NM2)和谐振电路(20)。上述谐振电路(20)包括电感(L11、L12)、频率粗调用可变电容阵列(CCT11)、频率微调用可变电容阵列(CFT11)。
上述频率粗调用可变电容阵列(CCT11)包括由粗调数字控制信号(VCT<0>、VCT<1>...)控制的多个粗调电容单位单元(CCT<0>、CCT<1>...)。上述频率微调用可变电容阵列(CFT11)包括由微调数字控制信号(VFT<0>、VFT<1>...)控制的多个微调电容单位单元(CFT<0>、CFT<1>...)。
上述频率粗调用可变电容阵列(CCT11)的上述多个粗调电容单位单元的电容值是按照二进制权重(2M-1)设定的，上述频率微调用可变电容阵列(CFT11)的上述多个微调电容单位单元的电容值是按照二进制权重(2N-1)设定的(参照图1)。
由本申请公开的发明中的代表性的发明得到的效果简述如下。
即，可以提供一种减小了芯片占有面积、且可以降低数字控制振荡器(DCO)的控制增益KDCO的偏差的半导体集成电路。
(代表性的实施方式)
首先，对本申请公开的发明的代表性的实施方式进行概要说明。在关于代表性的实施方式的概要说明中附加括号而参照的附图的参照标号仅例示出附加了该标号的结构要素的概念中包含的部分。
(1)本发明的代表性的实施方式的半导体集成电路具备数字控制振荡器(DCO)。
上述数字控制振荡器包括振荡晶体管(NM1、NM2)和谐振电路(20)。
上述谐振电路(20)包括电感(L11、L12)、频率粗调用可变电容阵列(CCT11)、频率微调用可变电容阵列(CFT11)。
上述频率粗调用可变电容阵列(CCT11)至少包括由具有第一规定数量(M)的比特数的粗调数字控制信号(VCT<0>、VCT<1>...VCT<M-1>)控制的具有上述第一规定数量(M)的多个粗调电容单位单元(CCT<0>、CCT<1>...CCT<M-1>)。
上述频率微调用可变电容阵列(CFT11)至少包括由具有第二规定数量(N)的比特数的微调数字控制信号(VFT<0>、VFT<1>...VFT<N-1>)控制的具有上述第二规定数量(N)的多个微调电容单位单元(CFT<0>、CFT<1>...CFT<N-1>)。
上述频率粗调用可变电容阵列(CCT11)的上述多个粗调电容单位单元(CCT<0>、CCT<1>...CCT<M-1>)各自的电容值是按照二进制权重(2M-1)设定的。
上述频率微调用可变电容阵列(CFT11)的上述多个微调电容单位单元(CFT<0>、CFT<1>...CFT<N-1>)各自的电容值是按照二进制权重(2N-1)设定的(参照图1)。
根据上述实施方式，上述频率微调用可变电容阵列(CFT11)的上述多个微调电容单位单元(CFT<0>、CFT<1>...CFT<N-1>)的电容值在以往被设定成单位权重(均等加权)的电容值，但此处是按照二进制权重(2N-1)设定的，所以可以降低数字控制振荡器(DCO)的控制增益KDCO的偏差。
根据优选的实施方式，上述频率微调用可变电容阵列(CFT11)的最小频率迁移宽度被设定成小于上述频率粗调用可变电容阵列(CCT11)的最小频率迁移宽度(参照图1)。
根据其他优选的实施方式，其特征在于，上述频率微调用可变电容阵列(CFT11)分别包括由上述微调数字控制信号(VFT<0>、VFT<1>...VFT<N-1>)控制的多个电容阵列(CFT111、CFT112)(参照图2)。
根据更优选的实施方式，其特征在于，上述多个电容阵列(CFT111、CFT112)是以中心线(DD’)为中心对称地配置的(参照图2)。
在更优选的实施方式中，其特征在于，上述频率微调用可变电容阵列(CFT11)的上述多个微调电容单位单元(CFT<0>、CFT<1>...CFT<N-1>)分别由按照二进制权重(2N-1)设定的个数的单位电容构成，上述单位电容具有相互相同的电容面积(参照图3)。
根据更优选的实施方式，上述振荡晶体管至少包括第一晶体管(NM1)和第二晶体管(NM2)，上述电感至少包括第一电感(L11)和第二电感(L12)。
上述第一晶体管(NM1)的输出电极和上述第二晶体管(NM2)的控制输入电极与上述第一电感(L11)的一端(OUT1)连接，另一方面，上述第二晶体管(NM2)的输出电极和上述第一晶体管(NM1)的控制输入电极与上述第二电感(L12)的一端(OUT2)连接。
上述第一电感(L11)的另一端和上述第二电感(L12)的另一端与动作电位点(V1)连接。
其特征在于，在上述第一电感(L11)的上述一端(OUT1)与上述第二电感(L12)的上述一端(OUT2)之间，并联地连接有上述频率粗调用可变电容阵列(CCT11)和上述频率微调用可变电容阵列(CFT11)(参照图1)。
根据一个具体的实施方式，其特征在于，上述频率微调用可变电容阵列(CFT11)的上述多个微调电容单位单元(CFT<0>、CFT<1>...CFT<N-1>)的各单位单元的一端分别经由独立的第一分支信号布线与上述第一电感(L11)的上述一端(OUT1)连接，上述频率微调用可变电容阵列(CFT11)的上述多个微调电容单位单元(CFT<0>、CFT<1>...CFT<N-1>)的上述各单位单元的另一端分别经由独立的第二分支信号布线与上述第二电感(L12)的上述一端(OUT2)连接(参照图4)。
根据另一个具体的实施方式，其特征在于，上述频率粗调用可变电容阵列(CCT11)的上述多个粗调电容单位单元的各单位单元、和上述频率微调用可变电容阵列(CFT11)的上述多个微调电容单位单元的各单位单元分别由一端与上述第一电感(L11)的上述一端(OUT1)连接的第一电容(CF1XP)、一端与上述第二电感(L12)的上述一端(OUT2)连接的第二电容(CF1XN)、连接在上述第一电容(CF1XP)的另一端与上述第二电容(CF1XN)的另一端之间的开关晶体管(NMSW)构成(参照图12、图13、图14)。
另外，在又一个具体的实施方式中，其特征在于，上述数字控制振荡器(DCO)包含在包括相位频率比较器(201)、数字环路滤波器(203)、分频器(200)的数字PLL中，上述数字控制振荡器(DCO)的振荡频率由上述数字环路滤波器(203)的输出所控制(参照图25、图26、图27、图28、图29)。
在最具体的一个实施方式中，上述半导体集成电路至少包括接收RF接收信号并通过频率下变频而生成接收基带信号的接收机、和通过对发送基带信号进行频率上变频而生成RF发送信号的发送机中的某一个。
其特征在于，上述数字PLL作为生成上述接收机的上述频率下变频中的接收本地信号、和上述发送机的上述频率上变频中的发送本地信号中的至少某一个的频率合成器来动作(参照图30、图31、图32、图33、图34、图35)。
(2)本发明的另一观点的代表性的实施方式的半导体集成电路具备数字控制振荡器(DCO)。
上述数字控制振荡器包括振荡晶体管(NM1、NM2)和谐振电路(20)。
上述谐振电路(20)包括电感(L11、L12)、信道选择取得用可变电容阵列(CCT11)、和跟踪调谐用可变电容阵列(CFT11)。
上述信道选择取得用可变电容阵列(CCT11)至少包括由具有第一规定数量(M)的比特数的信道选择取得数字控制信号(VCT<0>、VCT<1>...VCT<M-1>)控制的上述第一规定数量(M)的多个信道选择电容单位单元(CCT<0>、CCT<1>...CCT<M-1>)。
上述跟踪调谐用可变电容阵列(CFT11)至少包括由具有第二规定数量(N)的比特数的跟踪调谐数字控制信号(VFT<0>、VFT<1>...VFT<N-1>)控制的上述第二规定数量(N)的多个跟踪调谐电容单位单元(CFT<0>、CFT<1>...CFT<N-1>)。
上述信道选择取得用可变电容阵列(CCT11)的上述多个信道选择取得电容单位单元(CCT<0>、CCT<1>...CCT<M-1>)各自的电容值是按照二进制权重(2M-1)设定的。
上述跟踪调谐用可变电容阵列(CFT11)的上述多个跟踪调谐电容单位单元(CFT<0>、CFT<1>...CFT<N-1>)各自的电容值是按照二进制权重(2N-1)设定的(参照图1)。
根据上述实施方式，上述跟踪调谐用可变电容阵列(CFT11)的上述多个跟踪调谐电容单位单元(CFT<0>、CFT<1>...CFT<N-1>)的电容值在以往被设定成单位权重(均等加权)的电容值，但此处是按照二进制权重(2N-1)设定的，所以可以降低数字控制振荡器(DCO)的控制增益KDCO的偏差。
根据优选的实施方式，上述跟踪调谐用可变电容阵列(CFT11)的最小频率迁移宽度被设定成小于上述信道选择取得用可变电容阵列(CCT11)的最小频率迁移宽度(参照图1)。
根据另一个优选实施方式，其特征在于，上述跟踪调谐用可变电容阵列(CFT11)分别包括由上述跟踪调谐数字控制信号(VFT<0>、VFT<1>...VFT<N-1>)控制的多个电容阵列(CFT111、CFT112)(参照图2)。
根据更优选的实施方式，其特征在于，上述多个电容阵列(CFT111、CFT112)是以中心线(DD’)为中心对称地配置的(参照图2)。
另外，在又一个优选实施方式中，其特征在于，上述跟踪调谐用可变电容阵列(CFT11)的上述多个跟踪调谐电容单位单元(CFT<0>、CFT<1>...CFT<N-1>)分别由按照二进制权重(2N-1)设定的个数的单位电容构成，上述单位电容具有相互相同的电容面积(参照图3)。
根据更优选的实施方式，上述振荡晶体管至少包括第一晶体管(NM1)和第二晶体管(NM2)，上述电感至少包括第一电感(L11)和第二电感(L12)。
上述第一晶体管(NM1)的输出电极和上述第二晶体管(NM2)的控制输入电极与上述第一电感(L11)的一端(OUT1)连接，另一方面，上述第二晶体管(NM2)的输出电极和上述第一晶体管(NM1)的控制输入电极与上述第二电感(L12)的一端(OUT2)连接。
上述第一电感(L11)的另一端和上述第二电感(L12)的另一端与动作电位点(V1)连接。
其特征在于，在上述第一电感(L11)的上述一端(OUT1)与上述第二电感(L12)的上述一端(OUT2)之间，并联地连接有上述信道选择取得用可变电容阵列(CCT11)和上述跟踪调谐用可变电容阵列(CFT11)(参照图1)。
根据一个具体的实施方式，其特征在于，上述跟踪调谐用可变电容阵列(CFT11)的上述多个跟踪调谐电容单位单元(CFT<0>、CFT<1>...CFT<N-1>)的各单位单元的一端分别经由独立的第一分支信号布线与上述第一电感(L11)的上述一端(OUT1)连接，上述跟踪调谐用可变电容阵列(CFT11)的上述多个跟踪调谐电容单位单元(CFT<0>、CFT<1>...CFT<N-1>)的上述各单位单元的另一端分别经由独立的第二分支信号布线与上述第二电感(L12)的上述一端(OUT2)连接(参照图4)。
根据另一个具体的实施方式，其特征在于，上述信道选择取得用可变电容阵列(CCT11)的上述多个信道选择取得电容单位单元的各单位单元、与上述跟踪调谐用可变电容阵列(CFT11)的上述多个跟踪调谐电容单位单元的各单位单元分别由一端与上述第一电感(L11)的上述一端(OUT1)连接的第一电容(CF1XP)、一端与上述第二电感(L12)的上述一端(OUT2)连接的第二电容(CF1XN)、连接在上述第一电容(CF1XP)的另一端与上述第二电容(CF1XN)的另一端之间的开关晶体管(NMSW)构成(参照图12、图13、图14)。
在又一个具体的实施方式中，其特征在于，上述数字控制振荡器(DCO)包含在包括相位频率比较器(201)、数字环路滤波器(203)、分频器(200)的数字PLL中，上述数字控制振荡器(DCO)的振荡频率由上述数字环路滤波器(203)的输出所控制(参照图25、图26、图27、图28、图29)。
在一个最具体的实施方式中，上述半导体集成电路至少包括接收RF接收信号并通过频率下变频而生成接收基带信号的接收机、和通过对发送基带信号进行频率上变频而生成RF发送信号的发送机中的某一个。
其特征在于，上述数字PLL作为生成上述接收机的上述频率下变频中的接收本地信号、和上述发送机的上述频率上变频中的发送本地信号的至少某一个的频率合成器来动作(参照图30、图31、图32、图33、图34、图35)。
附图说明
图1是本发明的实施方式的搭载于半导体集成电路、并且适合于降低控制增益的偏差的数字控制振荡器的结构的图。
图2是本发明的另一实施方式的搭载于半导体集成电路、并且适合于降低控制增益的偏差的对称配置的数字控制振荡器的结构的图。
图3是图2所示的数字控制振荡器的频率细调用可变电容阵列的第一阵列与第二阵列在半导体集成电路的半导体芯片上左右对称地配置的状况。
图4是本发明的又一个实施方式的搭载于半导体集成电路、并且适合于降低控制增益的偏差的具有分支信号布线的数字控制振荡器的结构的图。
图5是用于研究在图4所示的数字控制振荡器的频率细调用可变电容阵列中被使用的电容的位置根据数字调谐控制信号的变化而变化所引起的阻抗的变化的简化的等价电路。
图6是本发明的又一个实施方式的搭载于半导体集成电路、并且适合于降低控制增益的偏差的对称配置且具有分支信号布线的数字控制振荡器的结构的图。
图7是本发明的又一个实施方式的搭载于半导体集成电路、并且适合于降低控制增益的偏差的数字控制振荡器的结构的图。
图8是本发明的又一个实施方式的搭载于半导体集成电路、并且适合于降低控制增益的偏差的数字控制振荡器的结构的图。
图9是本发明的又一个实施方式的搭载于半导体集成电路、并且适合于降低控制增益的偏差的数字控制振荡器的结构的图。
图10是本发明的又一个实施方式的搭载于半导体集成电路、并且适合于降低控制增益的偏差且适合于降低相位噪声的对称配置的数字控制振荡器的结构的图。
图11是将图7所示的本发明的又一个实施方式的数字控制振荡器的子电容阵列布图在半导体集成电路中的情况。
图12是可以分别用作图1所示的本发明的实施方式的数字控制振荡器的谐振电路的频率粗调用可变电容阵列的M个电容单位单元和频率微调用可变电容阵列的N个电容单位单元的电容单位单元的结构的图。
图13是可以分别用作图1所示的本发明的实施方式的数字控制振荡器的谐振电路的频率粗调用可变电容阵列的M个电容单位单元和频率微调用可变电容阵列的N个电容单位单元的电容单位单元的其他结构的图。
图14是可以分别用作图1所示的本发明的实施方式的数字控制振荡器的谐振电路的频率粗调用可变电容阵列的M个电容单位单元和频率微调用可变电容阵列的N个电容单位单元的电容单位单元的其他结构的图。
图15是图12至图14所示的电容单位单元的电容的结构的图。
图16是用于按照二进制权重2N-1的规则设定图1的本发明的实施方式的数字控制振荡器的谐振电路的频率微调用可变电容阵列的电容单位单元各自的电容值的、半导体集成电路的芯片布局的结构。
图17是用于说明在图1所示的数字控制振荡器的跟踪组中使用的频率微调用可变电容阵列的多个电容单位单元为单位权重的电容值的方式中，数字调谐控制信号的控制代码是15时的电容单位单元的使用状况的图。
图18是用于说明在图1所示的数字控制振荡器的跟踪组中使用的频率微调用可变电容阵列的多个电容单位单元为单位权重的电容值的方式中，数字调谐控制信号的控制代码是16时的电容单位单元的使用状况的图。
图19是用于说明在图7所示的本发明的又一个实施方式的数字控制振荡器的子电容中，数字调谐控制信号的控制代码是15时的电容单位单元的使用状况的图。
图20是用于说明在图7所示的本发明的又一个实施方式的数字控制振荡器的子电容中，数字调谐控制信号的控制代码是16时的电容单位单元的使用状况的图。
图21是考虑将图7所示的实施方式的数字控制振荡器用于全数字PLL中而改善了频率微调用可变电容阵列的子电容阵列的结构的图。
图22是本发明的各种实施方式的数字控制振荡器的频率微调用可变电容阵列的阵列分割或子电容阵列分割而得到的控制增益的偏差的降低效果的图。
图23是与图22同样地示出通过本发明的各种实施方式的数字控制振荡器的频率微调用可变电容阵列的阵列分割或子电容阵列分割而得到的控制增益的偏差的降低效果的图。
图24是通过如图6与图9所示本发明的实施方式的数字控制振荡器的频率微调用可变电容阵列被分割成多个并且采用分支信号布线而得到的控制增益的偏差的降低效果的图。
图25是本发明的另一个实施方式的搭载于半导体集成电路、并包括降低了控制增益的偏差的数字控制振荡器的数字PLL的结构。
图26是本发明的另一个实施方式的搭载于半导体集成电路、并包括降低了控制增益的偏差的数字控制振荡器的数字PLL的结构。
图27是本发明的另一个实施方式的搭载于半导体集成电路、并包括降低了控制增益的偏差的数字控制振荡器的数字PLL的结构。
图28是本发明的另一个实施方式的搭载于半导体集成电路、并包括降低了控制增益的偏差的数字控制振荡器的数字PLL的结构。
图29是本发明的另一个实施方式的搭载于半导体集成电路、并包括降低了控制增益的偏差的数字控制振荡器的数字PLL的结构。
图30是本发明的又一个实施方式的搭载于半导体集成电路、并包括降低了控制增益的偏差的数字控制振荡器或数字PLL的无线接收机的结构。
图31是本发明的又一个实施方式的搭载于半导体集成电路、并包括降低了控制增益的偏差的数字控制振荡器或数字PLL的无线接收机的结构。
图32是本发明的又一个实施方式的搭载于半导体集成电路、并包括降低了控制增益的偏差的数字控制振荡器或数字PLL的无线接收机的结构。
图33是本发明的又一个实施方式的搭载于半导体集成电路、并包括降低了控制增益的偏差的数字控制振荡器或数字PLL的无线接收机的结构。
图34是本发明的又一个实施方式的搭载于半导体集成电路、并包括降低了控制增益的偏差的数字控制振荡器或数字PLL的无线收发机的结构。
图35是本发明的又一个实施方式的搭载于半导体集成电路、并包括降低了控制增益的偏差的数字控制振荡器或数字PLL的无线收发机的结构。
图36是在本发明之前根据非专利文献1的记载由本发明人研究的压控振荡器的结构。
图37是在本发明之前根据非专利文献1的记载由本发明人研究的数字控制振荡器的结构。
图38是图36所示的压控振荡器的频率控制特性。
图39是图37所示的数字控制振荡器的频率控制特性。
图40是使用了在本发明之前由本发明人研究的数字控制振荡器的全数字PLL(AD-PLL)的相位噪声特性的仿真结果。
图41是作为图37的数字控制振荡器的跟踪组在本发明之前由本发明人研究的变容二极管阵列的结构。
图42也是作为图37的数字控制振荡器的跟踪组在本发明之前由本发明人研究的由RF差动输入信号驱动的变容二极管阵列的结构。
图43是用于研究在图42所示的变容二极管阵列中被使用的电容的位置根据数字调谐控制信号的变化而变化所引起的阻抗的变化的简化的等价电路。
(附图标记说明)
10：谐振电路；20：交流电流生成电路；30：电流源电路；OUT1：第一输出端子；OUT2：第二输出端子；CCT11：频率粗调用可变电容阵列；CFT11：频率微调用可变电容阵列；L11、L12：电感；NM1、NM2：振荡晶体管；VCT<0>、VCT<1>、...、VCT<M-1>...：信道选择数字控制信号；VFT<0>、VFT<1>、...、VFT<M-1>...：数字调谐控制信号
具体实施方式
接下来，对实施方式进行更详细的说明。另外，在用于说明具体实施方式的所有图中，对具有与上述图相同的功能的部件附加相同的附图标记，省略其反复的说明。
(数字控制振荡器)
图1是本发明的实施方式的搭载于的半导体集成电路中、并且适合于降低控制增益KDCO的偏差的数字控制振荡器(DCO)的结构。
图1所示的本发明的实施方式的数字控制振荡器(DCO)包括谐振电路10、交流电流生成电路20、电流源电路30。
电流源电路30决定用于使数字控制振荡器(DCO)动作的恒定电流ICs1。交流电流生成电流20包括连接在第一输出端子OUT1与第二输出端子OUT2之间的用于生成用于抵消谐振电路10的LC谐振电路的寄生电阻分量的负性电阻以进行振荡动作的交叉连接的晶体管NM1、NM2。谐振电路10包括本质上用于振荡的LC谐振电路，但如果更详细地说明，则如上述非专利文献2所述，包括用于在最小频率偏移带宽大的信道选择中使用的取得组的频率粗调(CoarseTuning)的频率粗调用可变电容阵列CCT11、和用于在最小频率偏移带宽小的发送和接收的跟踪组的频率微调(Fine Tuning)的频率微调用可变电容阵列CFT11。另外，谐振电路10包括在半导体集成电路的芯片表面形成为螺旋电感的电感L11、L12。
(频率粗调用可变电容阵列)
在用于信道选择的取得组中使用的频率粗调用可变电容阵列CCT11包括由M比特的信道选择数字控制信号VCT<0>、VCT<1>...VCT<M-1>控制的M个电容单位单元CCT<0>、CCT<1>...CCT<M-1>。
特别地，取得组的频率粗调用可变电容阵列CCT11的电容单位单元CCT<0>、CCT<1>...CCT<M-1>各自的电容值是根据二进制权重2M-1的规则设定的。因此，第一个电容单位单元CCT<0>的电容被设定成CC×20＝1CC的电容值，第二个电容单位单元CCT<1>的电容被设定成CC×21＝2CC的电容值，第三个电容单位单元CCT<2>的电容被设定成CC×22＝4CC的电容值，第四个电容单位单元CCT<3>的电容被设定成CC×23＝8CC的电容值，第M个电容单位单元CCT<M-1>的电容被设定成CC×2M-1的电容值。在用于信道选择的取得组中使用的频率粗调用可变电容阵列CCT11中，为了将最小频率偏移带宽设定为大的值，单位电容CC被设定成比较大的值。
另外，取得组的频率粗调用可变电容阵列CCT11的电容单位单元中包含的电容的使用/不使用是根据各电容单位单元中包含的开关的导通/关断来决定的。进而，取得组的频率粗调用可变电容阵列CCT11的M个电容单位单元CCT<0>、CCT<1>...CCT<M-1>可以分别通过例如图12所示的结构来实现。
(电容单位单元)
图12是可以分别用作图1所示的本发明的实施方式的数字控制振荡器(DCO)的谐振电路10的频率粗调用可变电容阵列CCT11的M个电容单位单元、和频率细调用可变电容阵列CFT11的N个电容单位单元的电容单位单元的结构。
如图12所示，一个电容单位单元本质上包括两个电容CFIXP、CFIXN、以及开关晶体管NMSW。开关晶体管NMSW的栅极控制输入端子由信道选择数字控制信号的1比特控制信号BIT所控制，另一方面，在数字控制振荡器(DCO)的第一输出端子OUT1与第二输出端子OUT2之间，连接了第一电容CFIXP、开关晶体管NMSW的漏极/源极电流路径、和第二电容CFIXN。另外，在开关晶体管NMSW的漏极SWD与接地电位GND之间，连接了偏置施加电阻RB1P，并且，在开关晶体管NMSW的源极SWS与接地电压GND之间，连接了偏置施加电阻RB1N。
电容单位单元的两个电容CFIXP、CFIXN的使用/不使用是根据开关晶体管NMSW的导通/关断来决定的。即，由于开关晶体管NMSW是N沟道MOS晶体管，所以利用高电平“1”的1比特控制信号BIT，开关晶体管NMSW被控制成导通状态。于是，在数字控制振荡器(DCO)的第一输出端子OUT1与第二输出端子OUT2之间，串联地连接了第一电容CFIXP和第二电容CFIXN。在1位控制信号BIT成为低电平“0”时，开关晶体管NMSW被控制成OFF状态，数字控制振荡器(DCO)的第一输出端子OUT1与第二输出端子OUT2之间成为开路状态。
图13是可以分别用作图1所示的本发明的实施方式的数字控制振荡器(DCO)的谐振电路10的频率粗调用可变电容阵列CCT11的M个电容单位单元、和频率细调用可变电容阵列CFT11的N个电容单位单元的电容单位单元的其他结构。
在图13中，图12所示的电容单位单元的偏置施加电阻RB1P、RB1N被替换成偏置N沟道MOS晶体管NMBP、NMBN，并对该偏置晶体管NMBP、NMBN的栅极施加了偏置电压BIAS。
图14是可以分别用作图1所示的本发明的实施方式的数字控制振荡器(DCO)的谐振电路(10)的频率粗调用可变电容阵列CCT11的M个电容单位单元、和频率细调用可变电容阵列CFT11的N个电容单位单元的电容单位单元的其他结构。
在图14中，图12所示的电容单位单元的偏置施加电阻RB1P、RB1N被替换成开关N沟道MOS晶体管NMSP、NMSN，并对该开关晶体管NMSP、NMSN的栅极施加了1比特控制信号BIT。
图15是图12至图14所示的电容单位单元的电容CFIXP、CFIXN的结构。另外，该电容CFIXP、CFIXN可以在半导体集成电路的芯片中通过多层布线制造工艺来形成。
在图15中，示出了与数字控制振荡器(DCO)的第一输出端子OUT1连接的电容CFIXP的结构。电容CFIXP由下层布线金属、中间层布线金属、上层布线金属的夹层结构构成。与开关晶体管NMSW的漏极SWD连接的电容CFIXP的一端由中央部分的中间层布线金属构成。电容CFIXP的与第一输出端子OUT1连接的另一端由在电容CFIXP的外部周边通过大量过孔连接起来的下层布线金属、中间层布线金属和上层布线金属构成。这样，用作电容CFIXP的一端的中央部分的中间层布线金属被作为电容CFIXP的另一端的通过多个过孔布线连接起来的下层布线金属、中间层布线金属以及上层布线金属构成的外部周边电极所包围。因此，可以降低电容CFIXP的与开关晶体管NWSM的漏极SWD连接的一端的寄生电容。
虽然在图15中未示出，但与数字控制振荡器(DCO)的第二输出端子OUT2连接的电容CFIXN也可以通过与上述结构的电容CFIXP同样的结构形成。
(频率微调用可变电容阵列)
在发送和接收的跟踪组中使用的频率微调用可变电容阵列CFT11如图1所示，包括由N比特的数字调谐控制信号VFT<0>、VFT<1>...VFT<N-1>控制的N个电容单位单元CFT<0>、CFT<1>...CFT<N-1>。
特别地，跟踪组的频率微调用可变电容阵列CFT11的电容单位单元CFT<0>、CFT<1>...CFT<N-1>各自的电容值是根据二进制权重2N-1的规则设定的。因此，第一个电容单位单元CFT<0>的电容被设定成CF×20＝1CF的电容值，第二个电容单位单元CFT<1>的电容被设定成CF×21＝2CF的电容值，第三个电容单位单元CFT<2>的电容被设定成CF×22＝4CF的电容值，第四个电容单位单元CFT<3>的电容被设定成CF×23＝8CF的电容值，第N个电容单位单元CFT<N-1>的电容被设定成CF×2N-1的电容值。另外，在用于发送和接收的跟踪组中使用的频率微调用可变电容阵列CFT11中，为了将最小频率偏移带宽设定为小的值，单位电容CF被设定成比较小的值。
另外，跟踪组的频率微调用可变电容阵列CFT11的电容单位单元中包含的电容的使用/不使用是根据各电容单位单元中包含的开关的导通/关断来决定的。进而，跟踪组的频率微调用可变电容阵列CFT11的N个电容单位单元CFT<0>、CFT<1>...CFT<N-1>可以分别通过例如图12至图14中的某一个所示的结构来实现。
另一方面，上述非专利文献2记载的以往的数字控制振荡器(DCO)的LC谐振电路的跟踪组的各电容被设定成单位权重(均等加权)的电容值，所以存在数字控制振荡器(DCO)的控制增益KDCO的偏差大这样的问题。在为了降低该偏差而采用动态元件匹配(DEM)方法时，需要大量的控制线、控制大量的电容的控制逻辑电路，所以存在芯片占有面积变大这样的问题。
相对于此，如以上说明，在图1的本发明的实施方式的数字控制振荡器(DCO)的谐振电路10中，发送和接收的跟踪组中使用的频率微调用可变电容阵列CFT11的电容单位单元CFT<0>、CFT<1>...CFT<N-1>各自的电容值特别是根据二进制权重2N-1的规则设定的。因此，通过N比特的数字调谐控制信号VFT<0>、VFT<1>...VFT<N-1>的变化，可以使跟踪组的频率微调用可变电容阵列CFT11的合计电容高精度地变化。其结果，无需采用动态元件匹配(DEM)方法，而可以降低数字控制振荡器(DCO)的控制增益KDCO的偏差。因此，无需大量的控制线和对其进行控制的控制逻辑电路，可以降低芯片占有面积。
(用于二进制权重的芯片布图)
图16是用于按照二进制权重2N-1的规则设定图1的本发明的实施方式的数字控制振荡器(DCO)的谐振电路10的频率微调用可变电容阵列CFT11的电容单位单元CFT<0>、CFT<1>...CFT<N-1>各自的电容值的半导体集成电路的芯片布图的结构。
第一比特的数字调谐控制信号VFT<0>与作为第一电容单位单元CFT<0>的一个单位电容(i＝0)连接。第二比特的数字调谐控制信号VFT<1>与作为第二电容单位单元CFT<1>的两个单位电容(i＝1)连接。第三比特的数字调谐控制信号VFT<2>与作为第三电容单位单元CFT<2>的四个单位电容(i＝2)连接。第四比特的数字调谐控制信号VFT<3>与作为第四电容单位单元CFT<3>的八个单位电容(i＝3)连接。第五比特的数字调谐控制信号VFT<4>与作为第五电容单位单元CFT<4>的16个单位电容(i＝4)连接。
在图16所示的例子中，示出了5比特的数字调谐控制信号的代码从高位比特朝向低位比特为“01101”的排列的情况。用黑色圆点标记的第四比特的八个单位电容(i＝3)、第三比特的四个单位电容(i＝2)、第一比特的一个电位电容(i＝0)分别为开关导通而被使用的状态。作为半导体集成电路的芯片布图，使用面积相互相等的单位电容，按照二进制权重2N-1的规则来设定包含在各电容单位单元中的单位电容的个数。因此，可以按照二进制权重2N-1的规则，准确地设定多个电容单位单元的电容值。
(对称配置的数字控制振荡器)
图2是本发明的另一实施方式的搭载于半导体集成电路、并且适合于降低控制增益KDCO的偏差的对称配置的数字控制振荡器(DCO)的结构。
图2所示的数字控制振荡器(DCO)与图1所示的数字控制振荡器(DCO)的区别点在于，在图2的谐振电路10中，在发送和接收的跟踪组中使用的频率微调用可变电容阵列CFT11包括第一阵列CFT111和第二阵列CFT112。因此，第一阵列CFT111的电容单位单元CFT<10>、CFT<11>...CFT<1：N-1>各自的电容值是按照二进制权重2N-1的规则来设定的。同样地，第二阵列CFT112的电容单位单元CFT<20>、CFT<21>...CFT<2：N-1>各自的电容值是按照二进制权重2N-1的规则来设定的。
另外，第一比特的数字调谐控制信号VFT<0>被公共地提供给第一阵列CFT111的电容单位单元CFT<10>和第二阵列CFT112的电容单位单元CFT<20>。另外，第二比特的数字调谐控制信号VFT<1>被公共地提供给第一阵列CFT111的电容单位单元CFT<11>和第二阵列CFT112的电容单位单元CFT<21>。同样地，第N比特的数字调谐控制信号VFT<N-1>被公共地提供给第一阵列CFT111的电容单位单元CFT<1：N-1>和第二阵列CFT112的电容单位单元CFT<2：N-1>。
进而，在图2所示的数字控制振荡器(DCO)的频率微调用可变电容阵列CFT11中，以中心线DD’为中心，左右对称地配置有第一阵列CFT111和第二阵列CFT112。即，以中心线DD’为中心，左右对称地配置有第一阵列CFT111的电容单位单元CFT<10>和第二阵列CFT112的电容单位单元CFT<20>。另外，以中心线DD’为中心，左右对称地配置有第一阵列CFT111的电容单位单元CFT<11>和第二阵列CFT112的电容单位单元CFT<21>。进而，以中心线DD’为中心，左右对称地配置有第一阵列CFT111的电容单位单元CFT<1：N-1>和第二阵列CFT112的电容单位单元CFT<2：N-1>。
这样，在图2所示的数字控制振荡器(DCO)中，通过左右对称地配置频率微调用可变电容阵列CFT11的第一阵列CFT111和第二阵列CFT112，可以降低数字控制振荡器(DCO)的第一输出端子OUT1与第二输出端子OUT2的差动振荡输出信号的振幅的偏差、以及相位的偏差。
图3是图2所示的数字控制振荡器(DCO)的频率微调用可变电容阵列CFT11的第一阵列CFT111和第二阵列CFT112在半导体集成电路的半导体芯片上左右对称地配置的状况。
如图3所示，以中心线DD’为中心左右对称地配置的第一阵列CFT111的电容单位单元CFT<10>和第二阵列CFT112的电容单位单元CFT<20>分别由一个单位电容(i＝0)构成。另外，以中心线DD’为中心左右对称地配置的第一阵列CFT111的电容单位单元CFT<11>和第二阵列CFT112的电容单位单元CFT<21>分别由两个单位电容(i＝1)构成。进而，以中心线DD’为中心左右对称地配置的第一阵列CFT111的电容单位单元CFT<12>和第二阵列CFT112的电容单位单元CFT<22>分别由四个单位电容(i＝2)构成。另外，以中心线DD’为中心左右对称地配置的第一阵列CFT111的电容单位单元CFT<13>和第二阵列CFT112的电容单位单元CFT<23>分别由八个单位电容(i＝3)构成。另外，这些单位电容由相互相同的电容面积形成。
这样，图2所示的数字控制振荡器(DCO)包括图3所示结构的频率微调用可变电容阵列CFT11，据此，频率微调用可变电容阵列CFT11的第一阵列CFT111和第二阵列CFT112中所包含的多个电容的各自的电容值是按照二进制权重2N-1的规则来确定的。因此，利用N比特的数字调谐控制信号VFT<0>、VFT<1>...VFT<N-1>的变化，可以使跟踪组的频率微调用可变电容阵列CFT11的合计电容高精度地变化。其结果，无需采用动态元件匹配(DEM)方法，而可以降低数字控制振荡器(DCO)的控制增益KDCO的偏差。另外，通过左右对称地配置频率微调用可变电容阵列CFT11的第一阵列CFT111和第二阵列CFT112，可以降低数字控制振荡器(DCO)的差动振荡输出信号的振幅的偏差、以及相位的偏差。
(具有分支信号布线的数字控制振荡器)
图4是本发明的又一实施方式的搭载于半导体集成电路上、并且适合于降低控制增益KDCO的偏差的具有分支信号布线的数字控制振荡器(DCO)的结构。
图4所示的数字控制振荡器(DCO)与图1所示的数字控制振荡器(DCO)的区别点在于，在图4的谐振电路10中发送和接收的跟踪组中使用的频率微调用可变电容阵列CFT11的电容单位单元CFT<0>、CFT<1>、CFT<2>、CFT<3>分别具有分支信号布线。即，第一电容单位单元CFT<0>的一端、第二电容单位单元CFT<1>的一端、第三电容单位单元CFT<2>的一端、第四电容单位单元CFT<3>的一端分别经由独立的信号布线与第一输出端子OUT1连接，另一方面，第一电容单位单元CFT<0>的另一端、第二电容单位单元CFT<1>的另一端、第三电容单位单元CFT<2>的另一端、第四电容单位单元CFT<3>的另一端分别经由独立的信号布线与第二输出端子OUT2连接。换言之，第一输出端子OUT1经由分支信号布线与第一电容单位单元CFT<0>的一端、第二电容单位单元CFT<1>的一端、第三电容单位单元CFT<2>的一端、第四电容单位单元CFT<3>的一端连接，另一方面，第二输出端子OUT2也经由分支信号布线与第一电容单位单元CFT<0>的另一端、第二电容单位单元CFT<1>的另一端、第三电容单位单元CFT<2>的另一端、第四电容单位单元CFT<3>的另一端连接。
图5是用于研究在图4所示的数字控制振荡器(DCO)的频率微调用可变电容阵列CFT11中使用的电容的位置根据数字调谐控制信号的变化而变化所引起的阻抗的变化的简化的等价电路。
如图5的等价电路所示，频率微调用可变电容阵列CFT11的电容单位单元CFT<0>、CFT<1>、CFT<2>、CFT<3>分别与相应地分支的独立的信号布线连接。因此，多个电容单位单元的公共阻抗可以忽视，另一方面，各电容单位单元的寄生电感的合计与3L相等。因此，即使在多个电容单位单元CFT<0>、CFT<1>、CFT<2>、CFT<3>中的某一个元件与另一个元件之间的导通状态(使用状态)与关断状态(不使用状态)发生了交替，合计的寄生电感的值仍不变。其结果，可以降低数字控制振荡器(DCO)的控制增益KDCO的偏差。
(对称配置且具有分支信号布线的数字控制振荡器)
图6是本发明的又一实施方式的搭载于半导体集成电路中、并且适合于降低控制增益KDCO的偏差的对称配置且具有分支信号布线的数字控制振荡器(DCO)的结构。
在图6所示的数字控制振荡器(DCO)中，也与图2所示的数字控制振荡器(DCO)同样地，以中心线DD’为中心，左右对称地配置有第一阵列CFT111和第二阵列CFT112；以中心线DD’为中心，左右对称地配置有第一阵列CFT111的电容单位单元CFT<10>和第二阵列CFT112的电容单位单元CFT<20>。另外，以中心线DD’为中心，左右对称地配置有第一阵列CFT111的电容单位单元CFT<11>和第二阵列CFT112的电容单位单元CFT<21>。进而，以中心线DD’为中心，左右对称地配置有第一阵列CFT111的电容单位单元CFT<13>和第二阵列CFT112的电容单位单元CFT<23>。因此，与图2同样地，在图6所示的数字控制振荡器(DCO)中也左右对称地配置有频率微调用可变电容阵列CFT11的第一阵列CFT111和第二阵列CFT112，所以可以降低数字控制振荡器(DCO)的第一输出端子OUT1与第二输出端子OUT2的差动振荡输出信号的振幅的偏差、以及相位的偏差。
进而，在图6所示的数字控制振荡器(DCO)中，也与图4所示的数字控制振荡器(DCO)同样地，跟踪组中使用的频率微调用可变电容阵列CFT11的第一阵列CFT111的电容单位单元CFT<10>、CFT<11>、CFT<12>、CFT<13>分别具有分支信号布线，频率微调用可变电容阵列CFT11的第二阵列CFT112的电容单位单元CFT<20>、CFT<21>、CFT<22>、CFT<23>分别具有分支信号布线。因此，与图4同样地，在图6所示的数字控制振荡器(DCO)中，即使所使用的电容的位置根据数字调谐控制信号的变化而变化，由于合计的寄生电感的值不变，所以也可以降低数字控制振荡器(DCO)的控制增益KDCO的偏差。
(子电容阵列结构的数字控制振荡器)
图7是本发明又一实施方式的搭载于半导体集成电路上、并且适合于降低控制增益KDCO的偏差的数字控制振荡器(DCO)的结构。
图7所示的数字控制振荡器(DCO)与图2所示的数字控制振荡器(DCO)的区别点在于，在图7的谐振电路10中，发送和接收的跟踪组中使用的第一频率微调用可变电容阵列CFT11与第二频率微调用可变电容阵列CFT12以中心线DD’为中心左右对称地配置。另外，在图7所示的数字控制振荡器(DCO)中，第一电容阵列CFT11包括多个子电容阵列CFT111、CFT112，第二电容阵列CFT12包括多个子电容阵列CFT121、CFT122。
第一电容阵列CFT11所包含的第一子电容阵列CFT111和第二电容阵列CFT12所包含的第一子电容阵列CFT121包括被提供了多个比特的第一数字调谐控制信号VFT1<0>、VFT1<1>、VFT1<2>的多个电容单位单元UC。因此，第一子电容阵列CFT111、CFT121的各自的电容值可以按照二进制权重2N-1的规则和多个比特的第一数字调谐控制信号VFT1<0>、VFT1<1>、VFT1<2>而被控制。
另外，第一电容阵列CFT11所包含的第二子电容阵列CFT112和第二电容阵列CFT12所包含的第二子电容阵列CFT122包括被提供了多个比特的第二数字调谐控制信号VFT2<0>、VFT2<1>、VFT2<2>的多个电容单位单元UC。因此，第二子电容阵列CFT112、CFT122各自的电容值是可以按照二进制权重2N-1的规则和多个比特的第二数字调谐控制信号VFT2<0>、VFT2<1>、VFT2<2>而被控制。
其结果，根据图7所示的数字控制振荡器(DCO)，可以在比图2所示的数字控制振荡器(DCO)更宽的范围的调谐频率中执行发送和接收的频率微调。
图8是本发明又一实施方式的搭载于半导体集成电路上、且适合于降低控制增益KDCO的偏差的数字控制振荡器(DCO)的结构。
图8所示的数字控制振荡器(DCO)与图7所示的数字控制振荡器(DCO)的区别点在于，在图8所示的数字控制振荡器(DCO)中，将包含在第一电容阵列CFT11中的多个子电容阵列扩展为CFT111、CFT112...CFT11L，将包含在第二电容阵列CFT12中的多个子电容阵列扩展为CFT121、CFT122...CFT12L。
在图8中，第一子电容阵列CFT111、CFT121各自的电容值也是按照N1比特的第一数字调谐控制信号VFT1<0>、VFT1<1>、VFT1<N1-1>和二进制权重2N1-1的规则而被控制的。第二子电容阵列CFT112、CFT122各自的电容值是按照N2比特的第一数字调谐控制信号VFT2<0>、VFT2<1>、VFT1<N2-1>和二进制权重2N2-1的规则而被控制的。同样地，第L子电容阵列CFT11L、CFT12L各自的电容值是按照L比特的第一数字调谐控制信号VFTL<0>、VFTL<1>、VFTL<N2-1>和二进制权重2L-1的规则而被控制的。另外，在图8所示的数字控制振荡器(DCO)中，也与图7所示的数字控制振荡器(DCO)同样地，可以在宽范围的调谐频率中执行发送和接收的频率微调。
图11是将图7所示的本发明的又一实施方式的数字控制振荡器(DCO)的子电容阵列CFT111、CFT112、CFT121、CFT122不图在半导体集成电路中的状况。
在图11中，以中心线DD’为中心左右对称地配置有子电容阵列CFT111和子电容阵列CFT121，以中心线DD’为中心左右对称地配置有子电容阵列CFT112和子电容阵列CFT122。在图11所示的结构中，使用了八个单位电容的状态是通过仅使四个子电容阵列CFT111、CFT112、CFT121、CFT122中的一个、例如子电容阵列CFT111为使用状态、并仅使第一数字调谐控制信号VFT1<0>、VFT1<1>、VFT1<2>、VFT1<3>中的第四比特的控制信号VFT1<3>为高电平“1”来实现的。在图11中，使用了八个单位电容的其他状态还可以通过仅使四个子电容阵列中的两个、例如子电容阵列CFT111、CFT112为使用状态、并仅使第一数字调谐控制信号的第三比特的控制信号VFT1<2>和第二数字调谐控制信号的第三比特的控制信号VFT2<2>为高电平“1”来实现。另外，在图11中，使用了八个单位电容的其他状态还可以通过使四个子电容阵列CFT111、CFT112、CFT121、CFT122为使用状态、并仅使第一数字调谐控制信号的第二比特的控制信号VFT1<1>和第二数字调谐控制信号的第二比特的控制信号VFT2<1>为高电平“1”来实现。
图17是用于说明在图1所示的数字控制振荡器(DCO)的跟踪组中使用的频率微调用可变电容阵列CFT11的多个电容单位单元为单位权重(均等加权)的电容值的方式中，数字调谐控制信号的控制代码是15时的电容单位单元的使用状况的图。
在控制代码是15的情况下，在图17的频率微调用可变电容阵列CFT11的右侧配置并用黑色圆点标记的15个电容单位单元(单位电容)成为使用状态。
图18是用于说明在图1所示的数字控制振荡器(DCO)的跟踪组中使用的频率微调用可变电容阵列CFT11的多个电容单位单元为单位权重(均等加权)的电容值的方式中，数字调谐控制信号的控制代码是16时的电容单位单元的使用状况的图。
在控制代码是16的情况下，在图18的频率微调用可变电容阵列CFT11的左侧配置并用黑色圆点标记的16个电容单位单元(单位电容)成为使用状态。
将图17和图18进行比较可知，只要数字调谐控制信号的控制代码数仅增加一个，使用状态的电容单位单元和不使用状态的电容单位单元的配置就会大幅变化。其结果，寄生电感的值也大幅变化，所以单位权重(均等加权)的电容值的方式的数字控制振荡器(DCO)存在控制增益KDCO的偏差大这样的问题。
图19是用于说明在图7所示的本发明的又一个实施方式的数字控制振荡器(DCO)的子电容阵列CFT111、CFT112中，数字调谐控制信号的控制代码是15时的电容单位单元的使用状况的图。
在控制代码是15的情况下，在图19的右侧的子电容阵列CFT111中配置并用黑色圆点标记的15个电容单位单元(单位电容)成为使用状态。
图20是用于说明在图7所示的本发明的又一个实施方式的数字控制振荡器(DCO)的子电容阵列CFT111、CFT112中，数字调谐控制信号的控制代码是16时的电容单位单元的使用状况的图。
在控制代码是16的情况下，不仅在图19的右侧的子电容阵列CFT111中配置并用黑色圆点标记的15个电容单位单元(单位电容)成为使用状态，而且在左侧的子电容阵列CFT112中配置并用黑色圆点标记的一个电容单位单元(单位电容)追加地成为使用状态。另外，左侧的子电容阵列CFT112的一个电容单位单元是使第二数字调谐控制信号的第一比特的控制信号VFT2<0>为高电平“1”而追加地成为使用状态的。
将图19和图20进行比较可知，即使数字调谐控制信号的控制代码数增加了一个，使用状态的电容单位单元和不使用状态的电容单位单元的配置的变化也只是有一个电容单位单元追加地成为使用状态。因此，由于寄生电感的值的变化小，所以具有可以减小二进制权重的电容值的方式的数字控制振荡器(DCO)的控制增益KDCO的偏差这样的优点。
为了在全数字PLL(AD-PLL)中使用包括图19和图20所示的控制方式的频率微调用可变电容阵列CFT11的子电容阵列CFT111、CFT112的数字控制振荡器(DCO)，需要对AD-PLL的数字环路滤波器(DLF)的输出信号进行译码并提供给数字控制振荡器(DCO)。
图21是考虑了将图7所示的实施方式的数字控制振荡器(DCO)用于全数字PLL(AD-PLL)中而改善了频率微调用可变电容阵列CFT11的子电容阵列CFT111、CFT112的结构的图。
如图21所示，与图19、图20进行比较可知，在图21中，在子电容阵列CFT111中追加了由第一数字调谐控制信号的第五比特的控制信号VFT1<4>控制的一个电容单位单元(1-4)，在子电容阵列CFT112中追加了由第二数字调谐控制信号的第五比特的控制信号VFT2<4>控制的一个电容单位单元(2-4)。
其结果，第一和第二数字调谐控制信号的低位四个比特的控制信号可以与改良以前的相同，所以对被提供了AD-PLL的数字环路滤波器(DLF)的输出信号的译码器的结构的改良变得容易。
如图21所示，由于在子电容阵列CFT111中追加了一个电容单位单元(1-4)，所以在数字调谐控制信号的控制代码是16的情况下，该追加的一个电容单位单元(1-4)被选择。通过使控制代码为大于等于17，左侧的子电容阵列CFT112的电容单位单元被选择。
图9是本发明又一个实施方式的搭载于半导体集成电路上、且适合于降低控制增益KDCO的偏差的数字控制振荡器(DCO)的结构。
图9所示的数字控制振荡器(DCO)与图7所示的数字控制振荡器(DCO)的区别点在于，在跟踪组中使用的频率微调用可变电容阵列CFT11的子电容阵列CFT111、CFT112、CFT121、CFT122的内部的多个电容单位单元分别具有分支信号布线。因此，即使在多个电容单位单元中切换了使用状态，寄生电感的值的变化也小，可以降低数字控制振荡器(DCO)的控制增益KDCO的偏差。
如上所述，本发明的各种实施方式的数字控制振荡器(DCO)的频率微调用可变电容阵列CFT11被分割成多个阵列或多个子电容阵列。
图22是根据本发明的各种实施方式的数字控制振荡器(DCO)的频率微调用可变电容阵列CFT11的阵列分割或子电容阵列分割而得到的控制增益KDCO的偏差的降低效果的图。
在图22中，白色圆圈是频率微调用可变电容阵列CFT11的阵列由单一的阵列构成而不分割的情况，最大会产生194％的控制增益KDCO的偏差。在图22中，黑色方块是将频率微调用可变电容阵列CFT11的阵列分割成四个的情况，控制增益KDCO的偏差最大是21％，可知降低了偏差量。从黑色方块可以计算出来，通过将频率微调用可变电容阵列CFT11的阵列分割成大于等于八个，可以将控制增益KDCO的偏差降低至小于等于约1％。
图23是与图22同样地示出通过本发明的各种实施方式的数字控制振荡器(DCO)的频率微调用可变电容阵列CFT11的阵列分割或子电容阵列分割而得到的控制增益KDCO的偏差的降低效果的图。
如图23所示可知，通过将阵列分割成八个，可以将控制增益KDCO的偏差降低至小于等于约1％；通过将阵列分割成16个，可以将控制增益KDCO的偏差降低至约0.02％。
图24是通过如图6与图9所示将本发明的实施方式的数字控制振荡器(DCO)的频率细调用可变电容阵列CFT11分割成多个并且设置为分支信号布线而得到的控制增益KDCO的偏差的降低效果的图。
在图24中，可变电容阵列的分割数是2。白色圆圈是将频率微调用可变电容阵列CFT11作为公共信号线而不进行分支信号布线的情况，控制增益KDCO的偏差大得超过10％。相对于此，黑色方块是频率微调用可变电容阵列CFT11为分支信号布线的情况，成为约1％的控制增益KDCO的小偏差。
(低位部分的跟踪组)
图10是本发明的另一个实施方式的搭载于半导体集成电路上、并适合于降低控制增益KDCO的偏差且适合于降低相位噪声的对称配置的数字控制振荡器(DCO)的结构。
图10所示的数字控制振荡器(DCO)与图1、图2、图4、图6、图7、图8、图9所示的数字控制振荡器(DCO)的区别点在于，追加了起到作为对在发送和接收之间使用的跟踪组用的低位比特进行响应的被提供了∑Δ调制器的输出信号的低位部分的跟踪组的作用的可变电容阵列CSD11。
在可变电容阵列CSD11中，包括被提供了K比特的控制信号VSD<0>、VSD<1>...VSD<K-1>的单位权重(均等加权)的K个电容单位单元。∑Δ调制器的输出信号作为用于跟踪组的低位比特而被提供给可变电容阵列CSD11的K比特的控制信号VSD<0>、VSD<1>...VSD<K-1>，所以能够控制可变电容阵列CSD11的电容值。
由在谐振电路10中包括可变电容阵列CSD11的如图10所示的数字控制振荡器(DCO)所生成的混叠单频信号(spurious tone)扩散到∑Δ调制器的二次和三次谐波中，而可以降低相位噪声。
(数字PLL)
图25是本发明的另一个实施方式的搭载于半导体集成电路、并包括控制增益KDCO的偏差被降低的数字控制振荡器(DCO)的数字PLL的结构的图。
在图25所示的数字PLL(Phase Locked Loop，锁相环)中，数字控制振荡器(DCO)305的输出信号由分频器(DIV)200分频成1/n(n是大于等于1的实数)的频率。来自分频器(DIV)200的分频信号与参照信号204被提供给相位频率比较电路(PDP)201，从而由相位频率比较电路(PDP)201将二者的信号的频率或相位或这两方进行比较。相位频率比较电路(PDP)201的输出经由时间-数字转换器(TDC)202被提供给数字环路滤波器(DLF)203，数字环路滤波器(DLF)203的控制输出信号被提供给数字控制振荡器(DCO)305的相位频率控制输入端子。
利用图25所示的数字PLL的负反馈环，数字控制振荡器(DCO)305的振荡输出信号的频率被锁定成参照信号204的频率的n倍。
在图25所示的数字PLL中包含的数字控制振荡器(DCO)305中，可以使用上述图1、图2、图4、图6、图7、图8、图9、图10中的某一个所示的降低了控制增益KDCO的偏差的数字控制振荡器(DCO)。其结果，可以降低图25所示的数字PLL的输出信号的相位噪声和相位误差。另外，由于削减了数字控制振荡器(DCO)305的频率控制用的控制线的个数，所以可以降低数字PLL的芯片占有面积。
图26是本发明的另一个实施方式的搭载于半导体集成电路、并包括降低了控制增益KDCO的偏差的数字控制振荡器(DCO)的数字PLL的结构。
图26所示的数字PLL与图25所示的数字PLL的区别点在于，在图26所示的数字PLL中，在数字环路滤波器(DLF)203的控制输出信号与数字控制振荡器(DCO)305的相位频率控制输入端子之间追加了译码器(DEC)205。
图26所示的数字PLL中追加的译码器(DEC)205对应于图21中说明的本发明的实施方式中向子电容阵列CFT111追加一个电容单位单元(1-4)、向子电容阵列CFT112追加一个电容单位单元(2-4)。
图27是本发明的另一个实施方式的搭载于半导体集成电路、并包括降低了控制增益KDCO的偏差的数字控制振荡器(DCO)的数字PLL的结构的图。
图27所示的数字PLL与图25所示的数字PLL的区别点在于，在图27所示的数字PLL中，在数字环路滤波器(DLF)203的控制输出信号与数字控制振荡器(DCO)305的相位频率控制输入端子之间追加了动态元件匹配电路(DEM)204。
图27所示的对数字PLL追加的动态元件匹配电路(DEM)204对应于被供给了图10中说明的本发明的实施方式中的∑Δ变换器的输出信号的起到低位部分的跟踪组的功能的可变电容阵列CSD11中包含的、根据单位权重(均等加权)的K个电容单位单元的电容误差的K比特的控制信号的频率变换的线性的改善。
图28是本发明的另一个实施方式的搭载于半导体集成电路、并包括降低了控制增益KDCO的偏差的数字控制振荡器(DCO)的数字PLL的结构的图。
图28所示的数字PLL与图25所示的数字PLL的区别点在于，在图28所示的数字PLL中，在分频器(DIV)200与相位频率比较电路(PDP)201之间追加了第二分频器(DIV1)208，在分频器(DIV)200与数字控制振荡器(DCO)305之间追加了∑Δ变换器(SDM)204。
图28所示的在数字PLL中追加的∑Δ调制器(SDM)204对图10中说明的本发明的实施方式中的可变电容阵列CSD11的单位权重(均等加权)的K个电容单位单元上连接的K比特的控制信号VSD<0>、VSD<1>...VSD<K-1>进行驱动。因此，由图28所示的数字PLL所包含的数字控制振荡器(DCO)生成的混叠单频信号扩散到∑Δ调制器的二次和三次谐波中，所以可以降低相位噪声。
图29是本发明的另一个实施方式的搭载于半导体集成电路、并包括降低了控制增益KDCO的偏差的数字控制振荡器(DCO)的数字PLL的结构的图。
图29所示的数字PLL与图28所示的数字PLL的区别点在于，在图29所示的数字PLL中，在数字环路滤波器(DLF)203的控制输出信号与数字控制振荡器(DCO)305的相位频率控制输入端子之间追加了译码器(DEC)205。
图29所示的在数字PLL中追加的译码器(DEC)205与图21所述的本发明的实施方式中的对子电容阵列CFT111追加一个电容单位单元(1-4)、对子电容阵列CFT112追加一个电容单位单元(2-4)相对应。
(无线接收机)
图30是本发明的又一个实施方式的搭载于半导体集成电路、并包括降低了控制增益KDCO的偏差的数字控制振荡器(DCO)或数字PLL的无线接收机的结构。
在图30所示的外差方式的无线接收机中，由天线301接收的RF接收信号在由低噪声放大器302放大之后被提供给接收混频器303的一个输入端子。通过从数字控制振荡器(DCO)305向接收混频器303的另一个输入端子供给接收本地信号，根据接收混频器303的输出生成中频接收信号。中频接收信号的中间频率(IF：IntermediateFrequency)为RF接收信号的频率与接收本地信号的频率之差。
中频接收信号由带通滤波器306衰减了不需要的频率分量之后由中频放大器307放大，在解调器(DEMOD)308中形成接收基带信号。接收基带信号被提供给外部的基带电路；另一方面，从基带电路向控制电路304供给用于控制数字控制振荡器(DCO)305的振荡频率的控制信号。
在图30的外差方式的无线接收机中，作为生成接收本地信号的数字控制振荡器(DCO)305，可以使用上述图1、图2、图4、图6、图7、图8、图9、图10中的某一个示出的降低了控制增益KDCO的偏差的数字控制振荡器(DCO)。另外，作为控制数字控制振荡器(DCO)305的振荡频率的控制电路304，可以将上述图25、图26、图27、图28、图29中的某一个示出的数字PLL作为PLL频率合成器。
图31是本发明的又一个实施方式的搭载于半导体集成电路、并包括降低了控制增益KDCO的偏差的数字控制振荡器(DCO)或数字PLL的无线接收机的结构的图。
在图31所示的直接下变频方式的无线接收机中，由天线301接收的RF接收信号在由低噪声放大器302放大之后被提供给两个接收混频器303a、303b的一个输入端子。从数字控制振荡器(DCO)305向一个接收混频器303a的另一个输入端子直接供给I相接收本地信号，另一方面，从数字控制振荡器(DCO)305经由90度移相器向另一个接收混频器303b的另一个输入端子供给Q相接收本地信号。
因此，根据两个接收混频器303a、303b的输出，生成I相接收基带信号和Q相接收基带信号。I相与Q相的接收基带信号在由带通滤波器306a、306b衰减了不需要的频率分量之后，由放大器307a、307b放大，并提供给基带电路。另外，从基带电路向控制电路304供给用于控制数字控制振荡器(DCO)305的振荡频率的控制信号。
在图31所示的直接变频方式的无线接收机的两个接收混频器303a、303b中，进行从RF接收信号向接收基带信号的直接下变频(DDC)的频率变换，所以DDC方式还被称为零IF方式。零IF是指，中间频率是基带的零频率。
在图31的DDC方式的无线接收机中，作为生成接收本地信号的数字控制振荡器(DCO)305，可以使用上述图1、图2、图4、图6、图7、图8、图9、图10中的某一个示出的降低了控制增益KDCO的偏差的数字控制振荡器(DCO)。另外，作为控制数字控制振荡器(DCO)305的振荡频率的控制电路304，可以将上述图25、图26、图27、图28、图29中的某一个示出的数字PLL用作PLL频率合成器。
图32是本发明的又一个实施方式的搭载于半导体集成电路、并包括降低了控制增益KDCO的偏差的数字控制振荡器(DCO)或数字PLL的无线接收机的结构的图。
在图32所示的滑动IF(sliding IF)方式的无线接收机中，由天线301接收的RF接收信号在由低噪声放大器302放大之后被提供给第一接收混频器303的一个输入端子。通过从数字控制振荡器(DCO)305向第一接收混频器303的另一个输入端子供给接收本地信号，根据第一接收混频器303的输出生成中频接收信号。
来自第一接收混频器303的中频接收信号被提供给第二接收混频器303i的一个输入端子和第三接收混频器303q的一个输入端子。另外，来自数字控制振荡器(DCO)305的接收本地信号被提供给1/2分频器360的输入端子，据此，根据1/2分频器360的输出生成具有90度的相位差的分频接收本地信号并提供给第二接收混频器303i和第三接收混频器303q的另一个输入端子。
因此，根据接收混频器303i、303q的输出，生成I相接收基带信号和Q相接收基带信号。I相和Q相的接收基带信号由放大器307i、307q放大后，被提供给基带电路。另外，从基带电路向控制电路304供给用于控制数字控制振荡器(DCO)305的振荡频率的控制信号。
在图32的滑动IF方式的无线接收机中，作为生成接收本地信号的数字控制振荡器(DCO)305，可以使用上述图1、图2、图4、图6、图7、图8、图9、图10中的某一个示出的降低了控制增益KDCO的偏差的数字控制振荡器(DCO)。另外，作为控制数字控制振荡器(DCO)305的振荡频率的控制电路304，可以将上述图25、图26、图27、图28、图29中的某一个示出的数字PLL用作PLL频率合成器。
(无线收发机)
图33是本发明的又一个实施方式的搭载于半导体集成电路、并包括降低了控制增益KDCO的偏差的数字控制振荡器(DCO)或数字PLL的无线收发机的结构的图。
在图33所示的外差方式的无线收发机中，由天线301接收的RF接收信号在由低噪声放大器302放大之后被提供给接收混频器303a的一个输入端子。通过向接收混频器303的另一个输入端子供给数字控制振荡器(DCO)305a的接收本地信号，由接收混频器303a生成中频接收信号。中频接收信号的中间频率为RF接收信号的频率与接收本地信号的频率之差。中频接收信号由中频放大器307a放大后，利用解调器(DEMOD)308形成接收基带信号。接收基带信号被提供给外部的基带电路。
在发送时，由基带电路生成的发送基带信号由调制器(MOD)315调制，并由中频放大器307a放大之后，被提供给发送混频器303b的一个输入端子。通过对发送混频器303b的另一个输入端子供给数字控制振荡器(DCO)305b的发送本地信号，由发送混频器303b生成RF发送信号。RF发送信号的RF频率为中频发送信号的频率与发送本地信号的频率之和。本发明的振荡器305b输出的本地振荡信号被输入给混频器303b。来自发送混频器303b的RF发送信号在由功率放大器310放大之后由天线301b发送。
在图33的外差方式的无线收发机中，作为分别生成接收本地信号和发送本地信号的第一数字控制振荡器(DCO)305a和第二数字控制振荡器(DCO)305b，可以使用上述图1、图2、图4、图6、图7、图8、图9、图10中的某一个示出的降低了控制增益KDCO的偏差的数字控制振荡器(DCO)。另外，作为控制数字控制振荡器(DCO)305a、305b的振荡频率的控制电路，可以将上述图25、图26、图27、图28、图29中的某一个示出的数字PLL用作PLL频率合成器。
图34是本发明的又一个实施方式的搭载于半导体集成电路、并包括降低了控制增益KDCO的偏差的数字控制振荡器(DCO)或数字PLL的无线收发机的结构的图。
图34所示的无线收发机包括直接下变频(DDC)方式的无线接收机和直接上变频(DUC)方式的无线发送机。
在接收时，由天线301接收并通过了天线开关309(SW)的RF接收信号在由带通滤波器330衰减了不需要的频率分量之后，由低噪声放大器302放大并提供给接收两个混频器303a、303b的一个输入端子。
从数字控制振荡器(DCO)305向一个接收混频器303a的另一个输入端子直接供给I相接收本地信号，另一方面，从数字控制振荡器(DCO)305经由90度移相器π/2向另一个接收混频器303的另一个输入端子供给Q相接收本地信号。
因此，根据两个接收混频器303a、303b的输出，生成I相接收基带信号和Q相接收基带信号。I相和Q相的接收基带信号在由低通滤波器351a、351b衰减了不需要的频率分量之后，由增益控制放大器307a、307b放大。来自增益控制放大器307a、307b的接收基带信号被提供给基带电路316，由解调器308生成接收信号。从基带电路316向控制电路304供给用于控制生成接收本地信号的数字控制振荡器(DCO)305的振荡频率的控制信号。
在发送时，由基带电路316的调制器(MOD)315生成的I相和Q相的发送基带信号由增益控制放大器314c、314d放大，并由低通滤波器351c、351d衰减了不需要的频率分量之后，分别提供给发送混频器303c、303d的一个输入端子。
从数字控制振荡器(DCO)305向一个发送混频器303d的另一个输入端子直接供给I相发送本地信号，另一方面，从数字控制振荡器(DCO)305经由90度移相器π/2向另一个发送混频器303c的另一个输入端子供给Q相发送本地信号。
因此，两个发送混频器303c、303d的输出信号由加法器352进行矢量合成，据此生成RF发送信号。RF发送信号由增益控制放大器314e放大，并由带通滤波器333衰减了不需要的频率分量衰减，由功率放大器310放大，并经由天线开关309(SW)从天线301b发送。
在图34所示的作为直接下变频(DDC)方式的接收机工作、另一方面作为直接上变频(DUC)方式的发送机动作的无线收发机中，作为分别生成接收本地信号与发送本地信号的数字控制振荡器(DCO)305，可以使用上述图1、图2、图4、图6、图7、图8、图9、图10中的某一个示出的降低了控制增益KDCO的偏差的数字控制振荡器(DCO)。另外，作为控制数字控制振荡器(DCO)305的振荡频率的控制电路304，可以将上述图25、图26、图27、图28、图29中的某一个示出的数字PLL用作PLL频率合成器。
图35是本发明的又一个实施方式的搭载于半导体集成电路、并包括降低了控制增益KDCO的偏差的数字控制振荡器(DCO)或数字PLL的无线收发机的结构的图。
图35所示的无线收发机包括偏移PLL(offset PLL)方式的无线发送机和直接下变频(DDC)方式的无线接收机。
图35所示的无线收发机所包含的DDC方式的无线接收机包括带通滤波器330、低噪声放大器302、接收混频器303a、303b、90度移相器π/2、低通滤波器351a、351b、增益控制放大器307a、307b。因此，图35的无线收发机所包含的DDC方式的无线接收机的结构和接收动作与图34的无线收发机所包含的DDC方式的无线接收机的结构和接收动作完全相同，说明从略。
在发送时，执行利用偏移PLL方式的无线发送机的发送动作。即，由基带电路316的基带电路316的调制器(MOD)315生成的I相和Q相的发送基带信号分别被提供给发送混频器303g、303h的一个输入端子。
从发送数字控制振荡器(DCO)317向一个发送混频器303h的另一个输入端子直接供给I相发送中频信号，另一方面，从发送数字控制振荡器(DCO)经由90度移相器π/2向另一个发送混频器303g的另一个输入端子供给Q相的发送中频信号。发送混频器303g、303h的中频输出信号在有加法器352进行矢量合成之后，提供给相位比较器(PD)320的一个输入端子。相位比较器320的输出信号在由带通滤波器319去除了不需要的频率分量之后，提供给起到发送用控制振荡器TxDCO的功能的数字控制振荡器(DCO)318的输入端子。
由发送用数字控制振荡器(DCO)318生成的RF发送信号在由功率放大器310放大之后，经由天线开关309(SW)从天线301发送。另外，RF发送信号被提供给下变频混频器335的一个输入端子，另一方面，向下变频混频器335的另一个输入端子供给由数字控制振荡器(DCO)305生成的高频信号。因此，从下变频混频器335的输出端子生成中频反馈信号，并提供给相位比较器(PD)320的另一个输入端子。通过偏移PLL的相位比较器(PD)320、滤波器319、振荡器(DCO)318、下变频混频器335的负反馈控制，利用从加法器352提供给相位比较器(PD)320的一个输入端子的中频信号的相位以及频率，准确地控制RF发送信号的相位以及频率。
在图35所示的包括偏移PLL方式的无线发送机和直接下变频(DDC)方式的无线接收机的无线收发机中，作为发送动作和接收动作所使用的三个数字控制振荡器(DCO)305、317、318，可以使用上述图1、图2、图4、图6、图7、图8、图9、图10中的某一个示出的降低了控制增益KDCO的偏差的数字控制振荡器(DCO)。另外，作为控制两个数字控制振荡器(DCO)305、317的振荡频率的控制电路304，可以将上述图25、图26、图27、图28、图29中的某一个示出的数字PLL用作PLL频率合成器。
以上根据实施方式具体说明了由本发明人完成的发明，但本发明不限于此，当然可以在不脱离其要旨的范围内进行各种变更。
例如，在本发明的数字控制振荡器(DCO)中，作为进行振荡动作的交叉连接晶体管以及电容单位单元的开关晶体管，并不限于使用MOS晶体管。例如，即使将MOS晶体管置换成其他场效应晶体管、双极晶体管、异质结双极晶体管、高电子迁移率晶体管，当然也可以得到同样的效果。

Claims (20)

1.一种半导体集成电路，其特征在于，具备数字控制振荡器，
上述数字控制振荡器包括振荡晶体管和谐振电路，
上述谐振电路包括电感、频率粗调用可变电容阵列、和频率微调用可变电容阵列，
上述频率粗调用可变电容阵列至少包括由第一规定数量的比特数的粗调数字控制信号控制的上述第一规定数量的多个粗调电容单位单元，
上述频率微调用可变电容阵列至少包括由第二规定数量的比特数的微调数字控制信号控制的上述第二规定数量的多个微调电容单位单元，
上述频率粗调用可变电容阵列的上述多个粗调电容单位单元各自的电容值是按照二进制权重设定的，
上述频率微调用可变电容阵列的上述多个微调电容单位单元各自的电容值是按照二进制权重设定的。
2.根据权利要求1所述的半导体集成电路，其特征在于，上述频率微调用可变电容阵列的最小频率迁移宽度被设定成小于上述频率粗调用可变电容阵列的最小频率迁移宽度。
3.根据权利要求2所述的半导体集成电路，其特征在于，上述频率微调用可变电容阵列分别包括由上述微调数字控制信号控制的多个电容阵列。
4.根据权利要求3所述的半导体集成电路，其特征在于，上述多个电容阵列是以中心线为中心对称地配置的。
5.根据权利要求2所述的半导体集成电路，其特征在于，上述频率微调用可变电容阵列的上述多个微调电容单位单元分别由按照二进制权重设定的个数的单位电容构成，上述单位电容具有相互相同的电容面积。
6.根据权利要求2所述的半导体集成电路，其特征在于，上述振荡晶体管至少包括第一晶体管和第二晶体管，上述电感至少包括第一电感和第二电感，
上述第一晶体管的输出电极和上述第二晶体管的控制输入电极与上述第一电感的一端连接，上述第二晶体管的输出电极和上述第一晶体管的控制输入电极与上述第二电感的一端连接，
上述第一电感的另一端和上述第二电感的另一端与动作电位点连接，
在上述第一电感的上述一端与上述第二电感的上述一端之间，并联地连接有上述频率粗调用可变电容阵列和上述频率微调用可变电容阵列。
7.根据权利要求6所述的半导体集成电路，其特征在于，上述频率微调用可变电容阵列的上述多个微调电容单位单元的各单位单元的一端分别经由独立的第一分支信号布线与上述第一电感的上述一端连接，上述频率微调用可变电容阵列的上述多个微调电容单位单元的上述各单位单元的另一端分别经由独立的第二分支信号布线与上述第二电感的上述一端连接。
8.根据权利要求6所述的半导体集成电路，其特征在于，上述频率粗调用可变电容阵列的上述多个粗调电容单位单元的各单位单元、和上述频率微调用可变电容阵列的上述多个微调电容单位单元的各单位单元分别由一端与上述第一电感的上述一端连接的第一电容、一端与上述第二电感的上述一端连接的第二电容、连接在上述第一电容的另一端和上述第二电容的另一端之间的开关晶体管构成。
9.根据权利要求6所述的半导体集成电路，其特征在于，上述数字控制振荡器包含在包括相位频率比较器、数字环路滤波器、分频器的数字PLL中，上述数字控制振荡器的振荡频率由上述数字环路滤波器的输出所控制。
10.根据权利要求9所述的半导体集成电路，其特征在于，上述半导体集成电路包括接收RF接收信号并通过频率下变频而生成接收基带信号的接收机、和将发送基带信号进行频率上变频而生成RF发送信号的发送机中的至少某一个，
上述数字PLL作为生成上述接收机的上述频率下变频所用的接收本地信号、和上述发送机的上述频率上变频所用的发送本地信号的至少某一个的频率合成器来动作。
11.一种半导体集成电路，其特征在于，具备数字控制振荡器，
上述数字控制振荡器包括振荡晶体管和谐振电路，
上述谐振电路包括电感、信道选择取得用可变电容阵列、跟踪调谐用可变电容阵列，
上述信道选择取得用可变电容阵列至少包括由第一规定数量的比特数的信道选择取得数字控制信号控制的上述第一规定数量的多个信道选择电容单位单元，
上述跟踪调谐用可变电容阵列至少包括由第二规定数量的比特数的跟踪调谐数字控制信号控制的上述第二规定数量的多个跟踪调谐电容单位单元，
上述信道选择取得用可变电容阵列的上述多个信道选择取得电容单位单元各自的电容值是按照二进制权重设定的，
上述跟踪调谐用可变电容阵列的上述多个跟踪调谐电容单位单元各自的电容值是按照二进制权重设定的。
12.根据权利要求11所述的半导体集成电路，其特征在于，上述跟踪调谐用可变电容阵列的最小频率迁移宽度被设定成小于上述信道选择取得用可变电容阵列的最小频率迁移宽度。
13.根据权利要求12所述的半导体集成电路，其特征在于，上述跟踪调谐用可变电容阵列分别包括由上述跟踪调谐数字控制信号控制的多个电容阵列。
14.根据权利要求13所述的半导体集成电路，其特征在于，上述多个电容阵列是以中心线为中心对称地配置的。
15.根据权利要求12所述的半导体集成电路，其特征在于，上述跟踪调谐用可变电容阵列的上述多个跟踪调谐电容单位单元分别由按照二进制权重设定的个数的单位电容构成，上述单位电容具有相互相同的电容面积。
16.根据权利要求12所述的半导体集成电路，其特征在于，上述振荡晶体管至少包括第一晶体管和第二晶体管，上述电感至少包括第一电感和第二电感，
上述第一晶体管的输出电极和上述第二晶体管的控制输入电极与上述第一电感的一端连接，上述第二晶体管的输出电极和上述第一晶体管的控制输入电极与上述第二电感的一端连接，
上述第一电感的另一端和上述第二电感的另一端与动作电位点连接，
在上述第一电感的上述一端与上述第二电感的上述一端之间，并联地连接有上述信道选择取得用可变电容阵列和上述跟踪调谐用可变电容阵列。
17.根据权利要求16所述的半导体集成电路，其特征在于，上述跟踪调谐用可变电容阵列的上述多个跟踪调谐电容单位单元的各单位单元的一端分别经由独立的第一分支信号布线与上述第一电感的上述一端连接，上述跟踪调谐用可变电容阵列的上述多个跟踪调谐电容单位单元的上述各单位单元的另一端分别经由独立的第二分支信号布线与上述第二电感的上述一端连接。
18.根据权利要求16所述的半导体集成电路，其特征在于，上述信道选择取得用可变电容阵列的上述多个信道选择取得电容单位单元的各单位单元、和上述跟踪调谐用可变电容阵列的上述多个跟踪调谐电容单位单元的各单位单元分别由一端与上述第一电感的上述一端连接的第一电容、一端与上述第二电感的上述一端连接的第二电容、连接在上述第一电容的另一端与上述第二电容的另一端之间的开关晶体管构成。
19.根据权利要求16所述的半导体集成电路，其特征在于，上述数字控制振荡器包含在包括相位频率比较器、数字环路滤波器、分频器的数字PLL中，上述数字控制振荡器的振荡频率由上述数字环路滤波器的输出所控制。
20.根据权利要求19所述的半导体集成电路，其特征在于，上述半导体集成电路包括接收RF接收信号并通过频率下变频而生成接收基带信号的接收机、与将发送基带信号进行频率上变频而生成RF发送信号的发送机中的至少某一个，
上述数字PLL作为生成上述接收机的上述频率下变频所用的接收本地信号、和上述发送机的上述频率上变频所用的发送本地信号的至少某一个的频率合成器来动作。
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