CN101627596B - Ofdm发送机和ofdm接收机 - Google Patents

Abstract

本发明涉及OFDM发送机和OFDM接收机。通过OFDM发送机和OFDM接收机，能够过在传输延迟大的环境中，提高数据传输效率，并且进行适合的频率偏移补正，降低数据的副载波间干扰，防止接收特性的劣化，其中，上述OFDM发送机具备：导频/数据配置部，在OFDM符号上配置导频/数据符号，上述OFDM接收机具备：天线，对从该OFDM发送机的天线送出的OFDM信号进行接收；无线部，进行将接收的作为RF信号的OFDM信号向基带信号的频率转换等；频率偏移推定部，推定偏移值；以及频率偏移补正部，进行频率偏移的量的频率补偿。

Description

OFDM发送机和OFDM接收机

技术领域

本发明涉及OFDM发送机和OFDM接收机，该OFDM发送机和OFDM接收机在基于OFDM技术和将OFDM技术与MIMO等的通信技术组合起来的通信系统中，使用配置在OFDM符号内的导频符号(pilot symbol)，对发送接收间的载波频率的偏移进行推定。

背景技术

近年来，对基于OFDM技术的移动通信方式或其它的通信方式，例如基于MIMO、CDMA等的通信技术与该OFDM技术的组合的通信方式的研究在积极地进行。在进行便携式电话的标准化的3GPP(The 3rd GenerationPartnership Project，第三代合作伙伴计划)中研究下一代规格的LTE(LongTerm Evolution，长期演进技术)中也决定采用OFDM技术作为下行链路的通信方式。

特别是在处理多媒体信息等的OFDM信号移动通信系统中，要求应对多种多样的品质要求，例如，在使用了便携式信息终端的多媒体/数字通信中，要求具有从任意的地点与通信网等连接的移动通信的便利性，并且进行可靠性高的信号传输。

这里，不局限于移动体通信，在数字通信中，为了复原从发送机传输的信息，需要确立发送接收机之间的频率同步。特别是在移动通信中，由于接收状态变动，必须进行同步处理，但是为了取得同步需要某种程度的时间。在失去同步的状态下，信息的复原变为不可能，因此为了在失去同步的情况下进行恢复，需要高速的频率同步。

在处理多媒体信息等的OFDM信号通信系统中，由于传输的信息可能突发地(burst)产生，所以使用数据包通信。在数据包通信中，不是连续地或以固定的周期发送信号，而是对应于发送信息的产生而突发地发送信号。为此，需要对突发的每一个确立同步，必须在短时间确立同步。

进而，在处理多媒体信息的便携式信息终端中，由于从小型化的观点出发难以使用高精度振荡器，所以需要应用高性能的载波频率同步法。

可是，OFDM传输方式是将传输信息分割并生成多个数字信号，以该多个信号独立地对具有正交关系的副载波进行调制的方式。通过使用了该副载波的并行传输，能够降低信号传输速度，进而，通过设置OFDM特有的保护区间，与单一载波调制方式相比能够降低延迟波的影响。

同时，在基于OFDM技术的传输方式中，由于副载波间隔变窄，所以当存在发送接收间的载波频率的偏移(offset)时，副载波间的正交性崩溃而产生干扰，因此已知与其它的传输方式相比，接收特性剧烈地劣化(参考文献：冈田实，“OFDM的基础”，Microwave Workshop andExhibition(MWE2003)，基础讲座02，数字调制解调技术(2003-11))。

因此，在基于OFDM技术的传输方式中，载波频率同步的确立是极其重要的。

为了解决上述问题点，例如，在下述专利文献1中公开了以下技术，即在OFDM的帧单位的数据中以固定间隔插入导频符号，然后，根据在该导频符号和数据符号的每一个中插入有上述保护区间的OFDM符号，首先检测出数据符号的保护区间，根据该区间内的样本数据计算出大致的频率偏移并进行补偿之后，进一步根据上述导频符号计算出微细的频率偏移并进行补偿。

此外，在下述专利文献2中，公开了使用保护区间的数据符号，计算频率偏移的技术。

专利文献1：日本专利特表2003-503944号公报

专利文献2：日本专利特开平09-102774号公报

本发明要解决的课题

可是，在上述专利文献1中记述的计算微细的频率偏移的导频符号的区域全部被已知序列的导频符号所填充，使用该导频符号计算频率偏移。

因此，上述专利文献1的技术不适用于在该导频符号的区域内插入数据符号的格式，所以存在不能够有效活用无线资源，不能够提高数据传输效率的问题点。

此外，在传输延迟大的环境中，延迟波进入到保护区间的深处，因此存在保护区间的周期性几乎变没的情况。为此，存在频率偏移补偿中的推定误差变大等的问题点。

在上述专利文献2中公开的技术也是利用该保护区间的数据的技术，与上述专利文献1具有相同的问题点。

发明内容

因此，本发明正是鉴于上述情况而被提出的，其提供一种OFDM发送机和OFDM接收机，该OFDM发送机和OFDM接收机在有效活用无线资源、提高数据传输效率的同时，不使用保护区间的数据符号而进行适合的频率偏移补正。

用于解决课题的方法

本发明的OFDM发送机和OFDM接收机，为了解决上述课题而具有以下特征。

本发明的OFDM发送机在基于OFDM技术的通信方式中、或OFDM技术与其它的通信技术组合起来的通信系统中使用，该OFDM发送机的特征在于，具备：导频/数据配置部，在OFDM符号内的预定的位置上配置包括预定的已知信号序列的导频符号和数据符号；IFFT处理部，对从上述导频/数据配置部输出的上述OFDM符号进行IFFT运算，生成时间区域的OFDM信号；以及无线部，通过发送载波信号将上述OFDM信号作为RF信号进行发送，上述导频/数据配置部在至少两个以上的上述OFDM符号内，等间隔地配置多个将多个上述导频符号集中起来的集合体，在上述集合体内通过将上述导频符号分配给邻接的副载波从而密接地配置上述导频符号，在其它的OFDM符号内也一边保持与上述集合体内的导频符号的相对位置关系一边配置导频符号。

此外，本发明的OFDM发送机的特征在于，上述导频/数据配置部，以配置在上述OFDM符号内的导频符号的配置是将上述OFDM符号的频率轴的中心线作为对称轴而成为线对称的方式进行配置。

此外，本发明的OFDM发送机的特征在于，在多个上述集合体中，第一集合体内的各个导频符号具有乘以第一共同系数后的导频符号值，并且第二集合体内的各个导频符号具有乘以第二共同系数后的导频符号值，上述第一集合体内的导频符号序列与上述第二集合体内的导频序列除了上述共同系数的差异之外是相同的。

此外，本发明的OFDM发送机的特征在于，上述导频/数据配置部具备：数据缓冲部，对发送数据进行缓冲；导频信号生成部，进行导频信号的生成；以及数据切换控制单元，进行上述导频信号与上述发送数据的切换控制，上述数据切换控制单元通过变更上述导频信号与上述发送数据的切换控制的定时，从而变更上述导频符号的配置模式。

此外，本发明的OFDM发送机的特征在于，上述其它的通信技术是MIMO，上述导频/数据配置部在上述集合体内配置与发送天线数对应的数种导频符号。

本发明的OFDM接收机对通过上述OFDM发送机的上述导频/数据配置部生成的上述RF信号进行接收，该OFDM接收机的特征在于，具备：无线部，将上述RF信号转换到基带，生成时间区域的OFDM信号；频率偏移推定部，推定发送接收间的调制载波频率的偏移；以及频率偏移补正部，基于由上述频率偏移推定部计算出的频率偏移，进行频率偏移补正，上述频率偏移推定部具备：FFT处理部，根据上述OFDM信号生成频率区域的OFDM符号；导频处理部，在生成的上述OFDM符号内，进行位于OFDM帧的第mOFDM符号内的特定的副载波频率上的导频符号、与位于第nOFDM符号内的从上述特定的副载波频率向高低两个方向分离了预定距离的副载波频率上的导频符号的复相关值运算(complex correlatingoperation)，输出复相关值；以及频率偏移计算部，根据上述复相关值的相位旋转量计算频率偏移。

此外，本发明的OFDM接收机的特征在于，上述导频处理部对同一上述OFDM符号内的邻接的上述特定的导频符号间的全平均相位旋转量进行计算，对与位于上述第mOFDM符号内的上述特定的副载波频率的导频符号，通过上述全平均相位旋转量进行相位补正，进行上述复相关运算。

此外，本发明的OFDM接收机的特征在于，上述导频处理部计算第一平均相位旋转量和第二平均相位旋转量，对位于上述第mOFDM符号内的上述特定的副载波上的导频符号，通过上述第一平均相位旋转量和上述第二平均相位旋转量进行相位补正，进行上述复相关运算，其中，上述第一平均相位旋转量是上述第mOFDM符号内的上述特定的导频符号与相对于该导频符号与高副载波频率侧邻接的导频符号间的平均相位旋转量，上述第二平均相位旋转量是上述第mOFDM符号内的上述特定的导频符号与相对于该导频符号与低副载波频率侧邻接的导频符号间的平均相位旋转量。

发明的效果

由于本发明的OFDM发送机和OFDM接收机具备上述结构，所以能够发挥下述效果。

根据本发明的在通信系统中使用的OFDM发送机和OFDM接收机，当通过复相关运算对频率偏移进行计算时，通过以降低推定误差的方式在OFDM符号内配置导频符号，能够提高频率偏移计算精度，降低数据的副载波间干扰，防止接收特性劣化，并且能够对使用了导频符号的信道推定误差的改善做出贡献。

此外，根据本发明的在通信系统中使用的OFDM发送机和OFDM接收机，通过在OFDM符号内配置导频符号和数据符号这两方，能够有效地活用无线资源，能够提高传输效率。

附图说明

图1是本发明的OFDM发送机和OFDM接收机的系统框图。

图2是本发明的另一个OFDM发送机和OFDM接收机的系统框图。

图3是本发明的另一个OFDM发送机和OFDM接收机的系统框图。

图4(a)是表示第一导频模式的图，(b)是表示第二导频模式的图。

图5是表示本发明的OFDM发送机的导频/数据配置部的结构的框图。

图6(a)是表示在第一导频模式中进行在哪个导频符号(P1，P1’)间的相关运算的图，(b)是表示在第二导频模式中进行在哪个导频符号(P1，P1’)间的相关运算的图。

图7是表示本实施方式的频率偏移推定部202的结构的框图。

图8是表示第一实施例的导频处理部251的结构的框图。

图9是表示第二实施例的导频处理部300的结构的框图。

图10是表示第三实施例的导频处理部350的结构的框图。

图11是表示计算机模拟诸元的图。

图12是表示利用频率偏移推定方法1的模拟结果的图。

图13是表示利用频率偏移推定方法2的模拟结果的图。

图14是表示利用频率偏移推定方法3的模拟结果的图。

附图标记说明

10OFDM发送机

20、21、22OFDM接收机

30传输路径

100导频/数据配置部

101调制部

102IFFT处理部

103、201无线部

104、200天线

202、212频率偏移推定部

203频率偏移补正部

204、250FFT处理部

205、225信道推定部

206解调部

240数据缓冲

241导频信号生成部

242数据切换控制单元

243切换SW

251、300、350导频处理部

252、264、265、266加法部

253相位转换部

254频率偏移计算部

261延迟部

262复共轭部

263乘法器

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的OFDM发送机和OFDM接收机的实施方式进行说明。

图1～图14是表示本发明的OFDM发送机和OFDM接收机的实施方式的一个例子的图，图中，赋予了相同符号的部分表示相同的组件。

首先，关于本发明的OFDM发送机和OFDM接收机的通信系统的结构和概略工作，在以下简单地进行说明。

图1是本发明的OFDM发送机和OFDM接收机的系统框图。

在这里，以将OFDM通信方式和4×4MIMO通信方式组合起来的系统为例(4×4MIMO-OFDM通信系统)进行说明。

图1所示的4×4MIMO-OFDM通信系统是经由4×4MIMO信道(传输路径30)对4分支(branch)的OFDM信号进行发送接收的系统，构成为具备OFDM发送机1O和OFDM接收机20。

再有，在图中，为了简略化而仅表示OFDM发送机10和OFDM接收机20的与本发明相关的结构要素。

此外，关于本发明的特征的导频符号的配置结构，OFDM发送机10具备的在OFDM符号上配置导频和数据符号的导频/数据配置部100、以及使用该导频符号计算频率偏移推定值的OFDM接收机20的频率偏移推定部202的详细的结构及其工作的说明，在后面叙述。

OFDM发送机10具备：上述导频/数据配置部100，其在OFDM符号上配置导频/数据符号；未图示的保护区间插入块；调制部101，将来自导频/数据配置部100的导频/数据信号作为各副载波成分进行调制；IFFT处理部(逆快速傅里叶变换处理部)102，将被调制后的信号从频率区域的信号转换为时间区域的信号；无线部103，将转换到时间区域的OFDM信号转换为RF信号；以及天线104，将被转换后的RF信号作为电波对传输路径30进行发射。而且，由于假设是4×4MIMO-OFDM通信系统，所以OFDM发送机10设置4系统的与上述相同的系统。

另一方面，经由传输路径30对从OFDM发送机10送出的包含导频信号的OFDM信号进行接收的OFDM接收机20，具备：天线200，对从OFDM发送机10的天线104送出的OFDM信号进行接收；无线部201，对接收到的作为RF信号的OFDM信号进行向基带信号的频率转换等；频率偏移推定部202，检测OFDM发送接收机之间的调制载波频率偏移(offset)，推定偏移值；频率偏移补正部203，进行用频率偏移推定部202推定的频率偏移的量的频率补偿；FFT(快速傅里叶变换处理部)204，将频率偏移补正部203进行频率补偿后的时间区域的信号转换为频率区域信号；信道推定部205，对信道的通信环境变动导致的信道增益的变动进行补偿；以及解调部206，进行OFDM信号的解调，输出发送数据。

此外，由于构成了4×4MIMO-OFDM通信系统，所以与OFDM发送机同样地，设置有4个系统的从无线部201到FFT处理部204的系统。

接着，对以上述方式构成的发送接收机系统的概略工作简单地进行说明。

OFDM发送机10对应于4个发送天线，分别生成OFDM信号，OFDM接收机20以4个接收天线接收各个OFDM信号，按照接收天线的每一个将RF信号的OFDM信号转换为基带的时间区域的OFDM信号。然后，频率偏移推定部202按照每1OFDM帧计算频率偏移推定值，通过频率偏移补正部203进行频率偏移补正。这里，OFDM帧是包括多个OFDM符号的信号的单位，并不一定与发送数据的处理单位相同。

当计算频率偏移推定值时，如上所述，为了防止由于OFDM发送接收机间的副载波频率的偏移(offset)，导致接收机侧的副载波间的正交性崩溃而产生干扰，从而导致接收特性劣化，并且为了提高传输效率，OFDM发送机10也在OFDM发送机10的导频符号的内部插入数据，并且生成在接收机侧能够高精度进行频率偏移推定的导频符号内的导频模式，将基于该导频模式的导频符号作为OFDM信号向接收机侧送出。在OFDM接收机20的频率偏移推定部202，对该导频符号进行检测/抽出，进行后述的两个导频符号间的相关处理，计算频率偏移值。

进而，在OFDM接收机20中，在通过FFT处理部204将频率时间区域的OFDM信号转换为频率区域的OFDM之后，通过信道推定部205进行信道增益的推定、补偿，通过解调部206得到被解调后的数据。

再有，通常利用信道推定部205的信道增益推定的运算也按照每1帧进行运算，但偏移推定的处理单位与信道增益的处理单位也可能不同。

此外，本实施方式的频率偏移推定部202构成为使用频率偏移补正部203对时间区域的OFDM信号直接进行频率补偿，但如图2所示，但也可以构成为在合成器部213使用计算出的频率偏移推定值，使AFC(自动频率控制)工作，其中，该AFC以循环处理使频率误差收敛。但是，在AFC工作的情况下，由于成为循环处理，所以在反映推定的频率偏移的补正中产生延迟。此外，通常收敛时间与本实施方式的情况相比也变大。

此外，信道推定部205利用频率区域的导频符号计算信道增益的推定值，但当利用通过频率偏移推定部22得到的频率偏移推定值进行频率补正时，由于数据的副载波间干扰降低，所以信道推定值误差被改善。

如图3所示，也可以构成为信道推定部225，该信道推定部225使用从频率偏移推定部202得到的中间结果等使信道推定精度提高。

接着，表示在提高数据传输效率的同时，使频率偏移高精度地计算的导频模式的结构例，对OFDM发送机的导频模式生成部的结构、工作在以下进行说明。

通常，OFDM帧的数据结构以数据符号、和传输已知序列的信号的导频符号构成。图4是表示本发明的OFDM帧的导频模式结构例的图。(a)表示导频模式1，(b)表示导频模式2。

图4(a)和(b)表示的导频模式，以配置导频符号为目的而构成，该导频符号在提高数据传输效率的同时，在OFDM接收机侧能够高精度地计算频率偏移，也不需要装置的规模和复杂的结构。由于图4(a)所示的导频模式将导频集中配置，所以成为能够更高精度地计算频率偏移的配置。

图4是将1帧的OFDM数据二维显示为在纵轴方向64个副载波频率，在时间轴方向7个OFDM符号(7OFDM符号×64副载波频率矩阵)的图，在第一时间轴和第五时间轴的OFDM符号内一边与副载波频率轴方向相对地保持位置关系一边配置导频符号。

再有，在本实施方式中，如上所述，由于假定是4×4MIMO-OFDM通信系统，所以将与4个发送天线对应的导频符号分别以P1、P2、P3、P4表示。这些以P1～P4表示的导频符号通过分配给不同的副载波而被正交化，以各天线的信号不干扰的方式配置。此外，D表示数据符号。

本发明的频率偏移推定方法(在后面详细叙述)取得上述1帧内的两个导频符号(例如，第mOFDM符号和第nOFDM符号)的相关，通过计算相关值的相位旋转量，计算频率偏移推定值。

从图中可知，虽然设置两个导频符号，但另一方面在除了导频符号区域的导频符号(P1～P4)之外，对其它的副载波配置通常的数据，由此能够实现开销(overhead)的削减，提高数据传输效率。

图4(a)(b)表示的导频模式1和2的差异是连续地邻接地配置P1～P4，还是等间隔地分散地配置P1～P4的差异。数据符号由于根据发送数据序列而不知道成为什么样的符号，所以当有频率偏移时，不能够将邻接副载波间的干扰抑制为固定。另一方面，由于导频符号能够采用已知信号序列，所以能够将副载波间干扰抑制为大致固定，因此，例如时间轴1、5的导频符号栏(column)的副载波干扰变得大致相等，通过进行该两个导频符号的相关处理，能够进行频率偏移推定。

此外，在进行第一、第五导频符号栏的导频符号间的相关处理中，以第一导频符号为基准，以成为基准的第一导频符号，和相对于第一导频符号栏的成为基准的导频符号位于第五导频符号栏的上方的副载波的导频符号的相关处理的加法数、和位于第五导频符号栏的下方的副载波的导频符号的相关处理的加法数在整体上变得相等的方式，对称地配置各导频符号(P1～P4)(将OFDM符号的中心副载波频隙作为中心轴而线对称配置)，因此能够减少相位旋转量运算中的误差，能够提高频率偏移推定精度。

进而，在图中表示的一个导频符号的集合体(块)，例如记号A的块(第一集合体)或记号B的块(第二集合体)中，定义在各个块内共同的系数k_A(第一共同系数)、k_B(第二共同系数)，各块的导频符号也可以采用(k_A·P1、k_A·P2、k_A·P3、k_A·P4)、(k_B·P1、k_B·P2、k_B·P3、k_B·P4)的方式。例如，当考虑P1时，在处于这样的关系的情况下，从P2对P1施加的干扰成分成为P2/P1，受到不依赖于块而共同的干扰成分，导频副载波间的干扰能够在相关运算时抵消，能够提高频率偏移推定精度。

接着，对OFDM发送装置10的导频/数据配置部的结构例及其工作在以下进行说明。

图5是本发明的OFDM发送机的框图的一个例子，是表示图1的系统框图的OFDM发送机10的导频/数据配置部的结构的框图。

导频/数据配置部100构成为具备：数据缓冲240，对来自外部的发送数据进行缓冲；导频信号生成部241，生成成为导频符号的已知的信号序列；数据切换控制单元242，适宜地切换数据和导频并且将信号向调制部101送出；以及切换SW243，通过数据切换控制单元242被控制。

在数据切换控制单元242中，在参数表中预先存储在1帧格式上插入导频信号的定时、和从哪个天线对那个导频进行导频送出的信息。在导频信号生成部241中预先存储按照来自数据切换单元242的指示而生成的导频的模式。而且，导频切换控制单元242基于在该参数表中存储的数据，将切换数据和导频而适合地配置的信号序列向调制部101送出。

由此，能够生成适合的导频模式。此外，如果变更上述参数表，不限于图4(a)(b)表示的导频配置，能够生成任意的导频配置。

接着，举出接收从OFDM发送机10送出的基于导频模式的导频信号，进行频率偏移推定的频率偏移推定部的结构例，并针对其具体的工作在以下进行说明。

图7是表示频率偏移部202的结构例的框图。

频率偏移部202构成为具备：FFT处理部250，对受到发送接收机间的载波频率偏差的时间区域的OFDM信号进行输入，从时间区域转换到频率区域，检测预定时间的OFDM符号与该OFDM符号上的副载波频率轴上的预定的间隙中插入的导频符号；导频处理部251，进行图4的第一OFDM符号栏的导频符号(P1～P4)与第五OFDM符号栏的导频符号(P1’～P4’)的复相关运算；加法器252，加算各自的相关值；相位转换部253，进行通过加法器252输出的合成相关值的相位角运算，计算第一、第五导频符号的合成推定相位差θ；以及频率偏移计算部254，根据从相位转换部253输出的第一、第五之间的合成推定相位差θ计算频率偏移，对图1所示的频率偏移补正部203输出。

关于上述构成的频率偏移部202的导频处理部251的结构例和相关处理和偏移计算工作，使用图6和图8～图10进行说明。

<第一导频处理部251的结构例(频率偏移推定方法1)>

图6是以图7所示的FFT处理部250的FFT处理后的导频符号P1为代表，表示进行在哪个导频符号(P1，P1’)之间的相关运算的图，(a)是表示在第一导频模式中，进行在哪个导频符号(P1，P1’)之间的相关运算的图，(b)是表示在第二导频模式中，进行在哪个导频符号(P1，P1’)之间的相关运算的图。

在作为图6的纵轴的副载波频率轴中，当将从配置有P1的副载波频率低的一侧起作为r₀、r₁、...r_Np-1时，在第一符号栏配置的导频符号成为r₀、r₂、...r_Np-2，在第五符号栏配置的导频符号成为r₁、r₃、...r_Np-1。在图6中，N_P的值是16。

这里，从配置在第一符号的导频符号P1到配置在第五符号的导频符号P1’的副载波间的相位中，产生与发送接收间的载波频率的偏移Δf对应的相位旋转。该相位旋转的量能够通过进行导频符号P1和导频符号P1’的复相关运算，计算该复相关值的相位角而求取。为了计算该相位旋转量，进行下式表示的运算。

[数式1]

$\mathrm{\&theta;}=\arg \left[\underset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}\underset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}(\underset{i=0}{\overset{N_P/2-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}_{2i+1}{\&CenterDot;r_{2i}}^{*}+\underset{i=1}{\overset{N_P/2-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}_{2i-1}\&CenterDot;r_{2i}^{*})\right]$

上式的第一项是第一符号栏的导频符号P1、和第五符号栏的位于4个之上的副载波(在图6(a)和(b)以箭头a1～a8表示)的导频符号P1’(相对于成为基准的导频符号一个之上的导频符号)的复相关值。此外，上式的第二项是第一符号栏的导频符号P1、和第五符号栏的位于4个之下的副载波(在图6(a)和(b)以箭头b1～b7表示)的导频符号P1’(相对于成为基准的导频符号一个之下的导频符号)的复相关值。∑_N∑_M表示取得关于发送天线和接收天线的总和。再有，上式的r^*表示r的复共轭，arg(x)表示复数x的相位角。

像这样，能够计算导频符号P1和P1间的相位旋转量(相位差)。

图8是表示第一实施例的导频处理部251的结构的框图。

着眼于图8的以○包围的导频符号P1，上述数式1的第一项的运算对应于该导频符号P1和一个之上的导频符号P1’的复相关运算，第二项的运算对应于上述导频符号P1和一个之下的导频符号P1’的复相关运算。

此外，在上述数式1中，第一项和第二项的相关运算的加法运算分别独立进行，但在图8的导频处理部251中，在一个加法部264同时进行加法。

再有，由于导频符号P1比导频符号P1’在时间上先得到，所以为了使与P1’的定时一致，使其通过延迟器261。此外，关于数式1的P1，取得复共轭，与P1’进行乘法，因此在延迟器261的后级设置有复共轭部262。

在图7表示的本实施方式的频率偏移推定部202中，相对于4发送天线×4接收天线存在16个导频处理部251，在一个加法部252对从各个导频处理部251得到的相关值进行相加，通过对作为其结果的合成相关值进行与上述数式1同样的arg()运算的相位转换部253来计算合成相位差θ。

根据以该方式得到的相位差计算下式中表示的频率偏移值Δf。

[数式2]

$\mathrm{\&Delta;f}=\frac{\mathrm{\&theta;}}{2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;\mathrm{Ds}\&CenterDot;\mathrm{Ts}}$

这里，Ts是OFDM符号长度，Ds是导频符号的间隔(在这里，Ds＝5)。

以该方式计算出的频率偏移值Δf向图1表示的频率偏移补正部203供给，该频率偏移补正部203进行频率偏移的量的频率转移。

再有，上述数式1也可以以下述方式进行改写。

[数式3]

$\mathrm{\&theta;}=\arg \left[\underset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}\underset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}(\underset{i=1}{\overset{N_P/2}{\mathrm{\&Sigma;}}}(r_{2i-1}+r_{2i+1})\&CenterDot;r_{2i}^{*}+r_1\&CenterDot;r_0^{*})\right]$

该数式可以被认为是，对于配置在第一符号栏的导频符号P，求取第五符号栏的位于4个之上的副载波频率的导频符号P’、和位于4个之下的副载波频率的导频符号P’的平均，计算出与配置在第一导频符号的导频符号P相同频率的副载波的信道推定值，计算第一符号栏的信道推定值，根据这些信道推定值求取相位差。

<第二导频处理部300的结构例(频率偏移推定方法2)>

图9是表示第二实施例的导频处理部300的结构的框图。

再有，关于本导频处理部300的结构的说明，由于根据下述推定方法能够容易地理解，所以在这里省略说明。

首先，通过下式计算同一OFDM符号内的邻接导频间(以图6的箭头c1～c7和d1～d7表示)的相位平均φ。即，通过

[数式4]

$\mathrm{\&phi;}=\arg (\underset{i=0}{\overset{N_P-3}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}_{i+2}\&CenterDot;r_i^{*})$

计算相位平均φ。

然后，通过对第一导频处理部251进行的导频符号P1和4个之上的副载波的P1’的复相关运算补正相位补正成分(-φ/2；相位延迟量)，对导频符号P1和4个之下的副载波的P1’的复相关运算补正相位补正成分(+φ/2；相位前进量)，计算相位旋转量。

对该相位旋转量进行计算的数式如下所示。

[数式5]

$\mathrm{\&theta;}=\arg \left[\underset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}\underset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}(\exp (-\mathrm{j\&phi;}/2)\&CenterDot;\underset{i=0}{\overset{N_P/2-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}_{2i+1}\&CenterDot;r_{2i}^{*}+\exp (\mathrm{j\&phi;}/2)\&CenterDot;\underset{i=1}{\overset{N_P/2-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}_{2i-1}\&CenterDot;r_{2i}^{*})\right]$

根据该推定方法，通过对复相关运算实施相位补正，与根据上述频率偏移推定方法1的推定值相比，能够进一步减少推定误差。

如图9所示，通过导频处理部300的复共轭部262、乘法器263、加法部265以及相位转换部253，计算相位平均成分θ11。该相位平均成分θ11相当于上述相位平均φ。而且，关于对复相关运算的相位补正的结构，为了进行导频符号P1(第i个导频符号)和4个之上的副载波(第i+1个导频符号)的P1’的复相关运算的补正，通过乘法器263将相位补正成分(e^-jθ11/2，相当于上述-φ/2)与导频符号P1相乘，为了进行导频符号P1和4个之下的副载波的P1’的复相关运算的补正，通过乘法器263将相位补正成分(e^+jθ11/2，相当于上述+φ/2)与导频符号P1相乘。

<第3导频处理部350的结构例(频率偏移推定方法3)>

图10是表示第3实施例的导频处理部350的结构的框图。

再有，关于本导频处理部350的结构的说明，与上述第二导频处理部350的结构同样地，能够根据下述的推定方法而容易地理解，因此在这里省略说明。

在上述第二实施例的导频处理部300中，当计算相位补正量时，使用第一导频符号栏(P1)和第二导频符号栏(P1’)的全部导频符号(关于其它的P2～P4也是同样)，计算相位补正成分θ11，进行导频符号P1的补正(±θ11/2)，但在本实施例的导频处理部350中，构成为关于第一导频符号栏的导频符号P1，对各个副载波频率成分的每一个计算相位补正成分(θ11b，θ11c)，进行导频符号P1的相位补正。

当进行导频符号P1的补正时，使用相位补正成分θ11进行相位补正，但由于各种相位条件，相反地有推定误差增大的担忧，在本实施例中，构成为通过对相关运算仅使用作为基准的导频符号P1来计算相位补正成分，从而进行相位补正。

以上，对频率偏移推定部的结构，各频率推定方法进行了说明，但针对各个频率推定方法进行计算机模拟，评价频率偏移的推定误差，结果是知道任何方法在预定的范围内都能够进行推定。图11表示计算机模拟评价中使用的诸元。图12～图14表示根据各频率偏移推定方法的模拟结果。

在本实施方式中，使用OFDM-MIMO通信系统进行了说明，但在以例如4发送天线、1接收天线的系统中进行发送分集的情况下也能够直接应用本实施方式。或者在1发送天线、1接收天线的OFDM通信系统中，也能够以从1发送天线发送P1和P2的方式进行应用。

再有，本发明的OFDM信号移动通信系统中使用的OFDM发送机和OFDM接收机并不被上述实施方式所限定，当然在不脱离本发明的主旨的范围中能够施加各种各样的变更。

产业上的利用可能性

本发明的OFDM信号移动通信系统中使用的OFDM发送机和OFDM接收机，能够提高频率偏移计算精度，降低数据的副载波间的干扰，防止接收特性的劣化，并且在对使用了导频符号的信道推定误差的改善做出贡献的同时，能够有效利用无线资源，提高数据传输效率，因此，能够在要求高可靠性的信号传输的移动通信系统等中广泛地应用。

Claims (8)

1.一种OFDM发送机，在基于OFDM技术的通信方式中，或OFDM技术与其它的通信技术组合起来的通信系统中使用，该OFDM发送机的特征在于，具备：

导频/数据配置部，在OFDM符号内的预定的位置上，配置包括预定的已知信号序列的导频符号和数据符号；

IFFT处理部，对从上述导频/数据配置部输出的上述OFDM符号进行IFFT运算，生成时间区域的OFDM信号；以及

无线部，通过发送载波信号将上述OFDM信号作为RF信号进行发送，

上述导频/数据配置部在至少两个以上的上述OFDM符号内，等间隔地配置多个将多个上述导频符号集中起来的集合体，在上述集合体内通过将上述导频符号分配给邻接的副载波从而密接地配置上述导频符号，在其它的OFDM符号内也一边保持与上述集合体内的导频符号的相对位置关系，一边配置导频符号。

2.根据权利要求1所述的OFDM发送机，其特征在于，在上述导频/数据配置部中，以配置在上述OFDM符号内的导频符号是将上述OFDM符号的频率轴的中心线作为对称轴而成为线对称的方式进行配置。

3.根据权利要求1或2所述的OFDM发送机，其特征在于，在多个上述集合体中，第一集合体内的各个导频符号具有乘以第一共同系数后的导频符号值，并且第二集合体内的各个导频符号具有乘以第二共同系数后的导频符号值，上述第一集合体内的导频符号序列与上述第二集合体内的导频序列除了上述共同系数的差异之外是相同的。

4.根据权利要求1所述的OFDM发送机，其特征在于，

上述导频/数据配置部具备：数据缓冲部，对发送数据进行缓冲；导频信号生成部，进行导频信号的生成；以及数据切换控制单元，进行上述导频信号与上述发送数据的切换控制，

上述数据切换控制单元通过变更上述导频信号与上述发送数据的切换控制的定时，从而变更上述导频符号的配置模式。

5.根据权利要求1所述的OFDM发送机，其特征在于，上述其它的通信技术是MIMO，上述导频/数据配置部在上述集合体内配置与发送天线数对应的数种导频符号。

6.一种OFDM接收机，对通过权利要求1所述的OFDM发送机的上述导频/数据配置部而生成的上述RF信号进行接收，该OFDM接收机的特征在于，具备：

无线部，将上述RF信号转换到基带，生成时间区域的OFDM信号；

频率偏移推定部，推定发送接收间的调制载波频率的偏移；以及

频率偏移补正部，基于由上述频率偏移推定部计算出的频率偏移，进行频率偏移补正，

上述频率偏移推定部，具备：FFT处理部，根据上述OFDM信号生成频率区域的OFDM符号；

导频处理部，在生成的上述OFDM符号内，进行位于OFDM帧的第mOFDM符号内的特定的副载波频率的导频符号、与位于第nOFDM符号内的从上述特定的副载波频率向高低两个方向分离了预定距离的副载波频率的导频符号的复相关运算，输出复相关值；以及

频率偏移计算部，根据上述复相关值的相位旋转量计算频率偏移。

7.根据权利要求6所述的OFDM接收机，其特征在于，上述导频处理部对同一上述OFDM符号内邻接的、位于上述特定的副载波频率的导频符号间的全平均相位旋转量进行计算，对于位于上述第mOFDM符号内的上述特定的副载波频率的导频符号，通过上述全平均相位旋转量进行相位补正，进行上述复相关运算。

8.根据权利要求6所述的OFDM接收机，其特征在于，上述导频处理部计算第一平均相位旋转量和第二平均相位旋转量，对位于上述第mOFDM符号内的上述特定的副载波的导频符号，通过上述第一平均相位旋转量和上述第二平均相位旋转量进行相位补正，进行上述复相关运算，其中，上述第一平均相位旋转量是位于上述第mOFDM符号内的上述特定的副载波频率的导频符号与相对于该导频符号与高副载波频率侧邻接的导频符号间的平均相位旋转量，上述第二平均相位旋转量是位于上述第mOFDM符号内的上述特定的副载波频率的导频符号与相对于该导频符号与低副载波频率侧邻接的导频符号间的平均相位旋转量。

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